KR0131169B1 - 전력원 장치 - Google Patents

전력원 장치

Info

Publication number
KR0131169B1
KR0131169B1 KR1019940013100A KR19940013100A KR0131169B1 KR 0131169 B1 KR0131169 B1 KR 0131169B1 KR 1019940013100 A KR1019940013100 A KR 1019940013100A KR 19940013100 A KR19940013100 A KR 19940013100A KR 0131169 B1 KR0131169 B1 KR 0131169B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
load
circuit
power source
source device
Prior art date
Application number
KR1019940013100A
Other languages
English (en)
Inventor
쇼지로 기도
도시아키 나카무라
다카시 감바라
요시다카 다가
하루오 나가세
Original Assignee
이마이 기요스케
마츠시다 덴코 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP13965993A external-priority patent/JP3491291B2/ja
Priority claimed from JP32532193A external-priority patent/JP3331713B2/ja
Application filed by 이마이 기요스케, 마츠시다 덴코 가부시키가이샤 filed Critical 이마이 기요스케
Application granted granted Critical
Publication of KR0131169B1 publication Critical patent/KR0131169B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2881—Load circuits; Control thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2881—Load circuits; Control thereof
    • H05B41/2882—Load circuits; Control thereof the control resulting from an action on the static converter
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2885—Static converters especially adapted therefor; Control thereof
    • H05B41/2886—Static converters especially adapted therefor; Control thereof comprising a controllable preconditioner, e.g. a booster
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2885—Static converters especially adapted therefor; Control thereof
    • H05B41/2887—Static converters especially adapted therefor; Control thereof characterised by a controllable bridge in the final stage
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2885—Static converters especially adapted therefor; Control thereof
    • H05B41/2887—Static converters especially adapted therefor; Control thereof characterised by a controllable bridge in the final stage
    • H05B41/2888—Static converters especially adapted therefor; Control thereof characterised by a controllable bridge in the final stage the bridge being commutated at low frequency, e.g. 1kHz
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/382—Controlling the intensity of light during the transitional start-up phase
    • H05B41/388—Controlling the intensity of light during the transitional start-up phase for a transition from glow to arc
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Abstract

전력원장치는 DC전압원이 연결된 입력측 및 캐패시턴스 소자와 부하회로가 연결된 출력측에 전압변환수단을 포함하며, 이때 제어회로는 전압변환수단과 부하회로에 연결되며, 후자의 회로는 부하회로에 있어서 부하의 안정한 발광동안보다 부하의 기동시에 더 낮게 형성된 부하임피던스를 가지며, 여기에 발진주파수 및 듀티와 같은 제어상수는 부하의 안정한 발광시 및 기동의 시기에 실질적으로 일정하게 형성되고, 그리고 전압변환수단의 스위칭수단은 캐패시턴스소자가 소정값 이하의 전압을 가질 때에 OFF로 된다.

Description

전력원장치
제1a도는 본 발명에 따른 실시예의 전력원장치의 블록회로도.
제1b도 및 제1c도는 제1a도에 도시된 장치부분에서 전압의 파형도.
제2도는 제1a도에 도시된 장치의 더 구체적인 회로도.
제3(a) 내지 (e)도는 제2도의 회로의 각 부분에서의 파형도.
제4도 및 제5도는 본 발명에 따른 장치의 다른 실시예의 설계회로도.
제6(a) 내지 (e)도는 제5도의 회로의 부분에서의 파형도.
제7도 내지 제10도는 본 발명의 또다른 실시예의 회로도.
제11(a) 내지 (e)도는 제10도의 회로의 각 부분에서의 파형도.
제12도는 본 발명의 또다른 실시예의 회로도.
제13(a) 내지 (e)도는 제12도의 회로의 각 부분에서의 파형도.
제14도는 제12도의 실시예의 사용가능 기동수단의 작동측면에서의 회로도.
제15도는 제12도의 실시예의 전압변환수단의 작동측면에서의 회로도.
제16도는 제12도에 도시된 실시예의 최적 작동측면중의 하나의 상세회로도.
제17도는 본 발명의 또다른 실시예의 회로도.
제18(a) 내지 (e)도는 제17도의 회로의 각 부분에서의 파형도.
제19a도는 본 발명의 또다른 실시예의 회로도.
제19b도는 제19a도의 회로의 사용가능 기동수단의 작동측면에서의 회로도.
제20도 내지 제24도는 본 발명에 따른 장치의 또다른 실시예의 회로도.
제25(a) 내지 (g)도는 제24도의 회로의 각 부분에서의 파형도.
제26도는 제24도의 회로의 사용가능 스위칭수단에 대한 제어수단의 작동측면에서의 회로도.
[발명의 배경]
본 발명은 DC전압원으로부터 소정의 DC 또는 AC전압으로 변환된 전원전압을 가지는 부하회로(load circuit)에 전력을 공급하는 전력원장치에 관한 것이다.
상기에서, 부하회로는 고광도 방전램프, 백열램프, 할로겐 램프 등과 같은 부하를 포함하며, 여기에서 임피던스는 부하의 안정한 발광 또는 동작의 경우에서보다 전력공급의 개시후 즉시, 즉 부하를 기동시키는 시에 더 적게 형성된다.
[관련된 기술의 설명]
DC전압원의 전력으로부터 변환된 소정의 DC 또는 AC전압을 부하회로에 공급하는 전력원 장치에 있어서, 상기 변환에 효과적으로 기여하는 스위칭소자의 스위칭 동작시에 발생하는 임의의 손실이 가능한한 많이 감소될 때에 회로동작의 효율은 향상될 수 있고 크기면에서 최소화될 수 있다.
미합중국 특허번호 5,068,578에, DC전압을 높인후에 구형전압이 저주파 인버터를 통해 로드에 공급되는 배열이 개시되어 있다. 유럽특허번호 059,053에 출력전압을 일정하게 함으로써 어떤 리플이 감소될 수 있는 제어배열이 부스팅(boosting)수단의 제어의 측면으로 설명되어 있다. 더욱이, 미합중국 특허번호 5,151,631은 DC전압을 높인후에 고주파 인버터에 의해 부하에 고주파전압을 인가하는 수단을 개시한다.
여기에서, 고광도 방전램프 또는 백열램프와 같은 부하의 안정한 작동 또는 안정한 발광동안 및 기동시의 이들사이의 관계에서 부하임피던스는 기동시의 임피던스보다 안정한 발광동안에 더 높은 것으로 표시되며, 반면에 안정한 발광동안 및 기동시의 이들 사이의 관계에서 부스팅수단으로 공급전력은 안정한 발광동안의 공급전력보다 기동시에 더 큰 것으로 표시되는 경우에, 상기 부스팅수단의 스위칭소자로 유입된 전류는 안정한 발광동안의 전류보다 더욱더 기동시에 필수적으로 증가된다.
안정한 발광동안과 같은 제어동작을 실행하여 기동시에 리플이 낮은 출력전압을 배열이 가지게 하기 위하여, 출력수단으로써 큰 용량의 콘덴서를 사용하도록 요구되고 기동 및 안정한 발광사이에 제어스위칭 주파수 및 온-듀티 등을 전용하도록 요구되며, 따라서, 전력원장치의 전체크기는 증가되며, 요구된 제어회로는 복잡하게 되고, 그리고 특히 스위칭손실이 또한 감소되는 문제들을 일으킨다.
그러나, 특히 미합중국 특허번호 5,151,631을 포함하는 전술한 알려진 배열들중의 어떤 하나도 상기의 문제들을 제거하지는 못하였다.
[발명의 요약]
따라서, 본 발명은 상기의 문제들을 극복하려는 목적과 전압변환수단, 특히 부스팅수단의 스위칭 수단에서의 스위칭손실을 감소시켜 회로동작의 효율을 향상시키고 최소 크기의 실현에 현저하게 기여할 수 있는 전력원장치를 더 제공하려는 목적을 가진다.
본 발명에 따른, 부하의 안정한 작동동안보다 적어도 부하를 기동하는 때에 더 큰 전원전압을 가지기 위해 전원제어 고주파 스위칭수단을 구비한 전압변환수단은 DC전압원에 연결되며, 캐패시터소자는 전압변환수단의 출력측에 연결되고, 그리고 부하를 포함하는 부하회로는 캐패시턴스 소자에 병렬로 연결되고 안정한 작동동안 보다 기동시에 더 낮게 형성된 부하임피던스를 가지는 전력원장치에 있어서, 고주파 스위칭수단이 적어도 부하의 안정한 작동동안 및 부하의 기동직후에 실질적으로 일정하게 형성된 제어상수를 가지는 제어수단에 의해 제어되며, 캐패시턴스 소자가 소정값 이하의 전압일때에 고주파 스위칭수단이 OFF로 되는 특징을 가지는 전력원장치에 의해 상기 목적이 성립된다.
본 발명의 다른 목적 및 효과는 첨부한 도면에 도시된 본 발명의 바람직한 실시예에 관하여 상세히 설명된 본 발명의 다음 설명으로 명백해져야 한다.
본 발명은 이제 도면에 도시된 다양한 실시예에 관하여 설명될 것이며, 본 발명은 단지 상기 도시된 실시예로 제한하는 것이 아니라, 첨부된 청구항의 범위안에서 가능한 모든 대안, 수정 및 동일한 배열을 포함하는 것으로 평가되어야 한다.
[바람직한 실시예의 상세한 설명]
제1a도에 의하면, 본 발명에 따른 실시예의 전력원장치는 DC전압원(VS)에 연결된 DC/DC 컨버터와 같은 전압변환수단(11)을 포함하며, 이 전압변환수단(11)은 전력-제어 고주파 스위칭수단(Q)으로 구성되며, 부하의 안정한 작동동안에서 보다 이후에 설명되는 부하의 기동시 더 큰 공급전력을 공급하는 기능을 한다.
상기 전압변환수단(11)의 출력측에는 캐패시터(C)와 같은 캐패시턴스 소자가 연결되며, 상기 부하로 구성되는 부하회로(12)는 부하의 안정한 작동동안에서 보다 부하의 기동시에 더 낮은 부하임피던스를 나타내기 위해 캐패시턴스 소자에 병렬로 연결된다.
이 경우, 배열은 부하의 안정한 작동시 및 기동시에 1차 코일측 스위칭소자의 듀티 및 발진주파수와 같은 제어상수가 전압변환수단(11)에 의해 실질적으로 일정하게 형성되도록 되어 있다. 더욱이, 제어회로(13)는 전압변환수단(11) 및 부하회로(12)에 연결되며, 이 제어회로(13)는, 부하의 기동시에 캐패시턴스 소자(C)의 전압이 DC전압원(VS)의 제1b도에 도시된 것과 같은 전원전압(Vs)에 대비되는 제1c도에 도시된 것과 같은 맥동전압인 경우를 검출하는 수단을 포함하며, 따라서 이 검출수단은 검출된 맥동전압이 소정값이하로 될 때 스위칭수단(Q)을 OFF시키는 출력을 제공할 것이다.
경우에 따라서는, 제어회로(13)의 일부분 또는 전체는 부하회로(12)에 또는 전압변환 수단(11)에 포함될 수 있다.
제1a도의 상기 전력원장치에 따르면, 구주파동작을 실행하는 스위칭 수단에서의 스위칭 동작에 발생하는 임의의 손실을 현저히 감소시키는 것이 가능하게 되며, 이에의해 부하회로의 장치배열이 단순화되더라도, 동작효율은 향상되므로, 따라서 상기 배열은 전체의 장치의 최소화에 효과적으로 기여할 수 있다. 여기에, 검출수단에 의해 검출될 맥동전압의 소정값은 0값에 접근하여 세트된다.
제2도에는 제1a도에 도시된 실시예의 더 구체적인 회로배열이 도시되어 있으며, 여기에서 DC전압원(Vs)에 연결된 전압변환수단(11)은 MOSFET와 같은 스위칭수단(Q0)이 바람직하게 연결된 1차권선(n1)으로의 변압기(T)를 포함하며, 이때 변압기의 2차권선(n2)은 캐패시턴스 소자로써의 캐패시터(C)에 정류수단인 다이오드(D1)를 통해 연결되며, 상기 다이오드(D1)는 스위칭수단(Q0)의 OFF시에 캐패시터(C)를 충전시키는 방향으로 정류를 실행한다.
더욱이, 캐패시터(C)를 가로질러, 부하(LD)를 포함하는 부하회로(12)는 검출수단으로써 사이에 끼워진 저항(R1 및 R2)의 직렬회로와 연결되고, 그리고 저항(R1 및 R2)에 의해서 캐패시터(C)에서의 맥동전압의 분배된 출력은 제어회로(13)에 제공된다.
캐패시터(C)에 대하여 비교적 큰 용량을 가지며 정전압 출력의 획득에 적합한 캐패시터가 통상적으로 사용되었지만, 본 발명에서 수 μF 이하와 같은 작은 용량을 가지는 캐패시터가 정전압출력의 적용없이 사용되므로, 맥동전압은 사용되는 것으로 의도될 것이다.
제어회로(13)에서, 검출수단으로써 저항(R1 및 R2)으로부터 분배된 맥동전압은 평균회로(3a)에 제공되고, 그리고 캐패시터(C)의 전압(VC)의 평균 분배-전압값으로써 출력전압(VO)은 에러증폭기(3b)에 제공되며, 여기에서 평균회로 (3a)의 출력전압(VO) 및 기준전압(Vref1)의 차동전압이 제공되며, 이 차동전압은 V/F변환기(3c)로 부터의 삼각파 출력전압과 함께 비교기 (3d)에서 비교되며, 이때 스위칭수단(Q0)은 비교기 (3d)의 비교출력에 의해 구동회로(14)를 통하여 구동되고, 그리고 소정의 전압에서 캐패시터전압(VC)의 평균전압(VO)을 유지하도록 제어가 행하여진다.
상기에 대해 더 세부적으로 설명하면, 저항(R1 및 R2)에 의해 분배된 전압은, 비교기(3d)의 출력상승에 의해 트리거될 때 소정의 주기동안 출력을 발생하는 단안정 멀티바이브레이터(3e)의 출력에 의해 ON된 스위치소자(SW1)를 통해서, 다른 기준전압(Vref2)과 비교될 또다른 비교기(3f)에 제공된다.
상기 비교기(3f)의 출력은 적분기(3g)에 의해 적분되고, 그후에 또다른 기준전압(Vref3)과의 차동은 다른 에러증폭기(3h)에서 처리되며, 여기에서 차동은 V/F컨버터(3c)에 제공된다. 여기에, 상기 기준전압(Vref2)은 전압(VC)이 실질적으로 0상태에 있는지 또는 없는지를 판단하는 기준전압이고, 전압(VC)이 실질적으로 0상태일 때, 비교기(3f)는 H출력을 제공하며, 반면에 상기 기준전압(Vref3)은 V/F컨버터(3c)의 기동시에, 즉, 스위칭소자(Q0)의 초기 스위칭 주파수가 기준전압(Vref3)에 의해 결정될 때에, V/F컨버터(3c)로의 전압입력을 결정하는 것이다.
상기의 경우에서, 제어시스템은 실질적으로 0상태로의 맥동상태로 균형이 유지될 때 전압(VC) 하강을 요구하는 동작을 실현시키기 위해 배열되고, 이후 상기 소정의 작동이 실행될 수 있다. 이때에, 본 발명의 상기 의도된 작동은 스위칭소자(Q0)의 스위칭 주파수를 변화시켜 실현가능하게 된다.
상기 설명이 소정 전압으로 전재하는 캐패시터전압(VC)으로 형성되어 있을시에, 출력 전력의 평균값은 소정의 전력으로써 상기 평균값을 사용하기 위하여, 검출된 출력전류로 얻어지는 제어의 다른 측면을 사용하는 것이 또한 가능하다.
더욱이, 상기 배열은 검출을 이행하지 않고 본 발명의 의도된 동작을 얻는 것이 가능하다.
이제, 제3(a)도와 같이 스위칭소자(Q0)를 ON시킬 때, 제3(b)도와 같은 전류(i1)가 전압변환수단(11)에서의 변압기(T)의 1차권선(n1)을 통해 흘러 자기에너지가 변압기(T)에 축적되는 것을 수반한다.
주기 t1-t2에서 제3(c)도에 도시된 바와 같이 변압기(T)의 2차권선(n2)을 통해 전류(i2)가 흐르지 않으므로, 캐패시터(C)로부터의 에너지만이 부하회로(12)에 방전되고 출력전압(VC)이 제3(d)도에 도시된 바와 같이 낮아진다.
본 실시예에서는 전압이 0전전위로 낮아지는 경우를 도시하며, 또 전압이 0전위로 낮아지지 않게 사용하는 것이 가능하다.
다음으로, 시간 t2에서 스위칭소자(Q0)가 OFF되는 때에, 변압기(T)에 축적된 에너지는 제3(d)도에서와 같이 캐패시터(C)에서의 전압(VC)이 상승하기 시작되는 데 반응하여, 제3(c)도의 전류(i2)와 같이 방전된다. 다음으로, 시간 t3에서 스위칭소자(Q0)는 다시 ON으로 되고, 이후 이 동작은 반복된다.
이 경우, 스위칭소자(Q0)에 인가된 전압(VQ0)은 캐패시터(C)가 충전되고 전압(VC)이 상승할 때 점차적으로 상승하는 것을 제외하고 시간 t3에서 로우레벨을 도시하는 제3(e)도에 도시된 바와 같은 파형이 되며, 스위칭소자(Q0)가 시간 t3에서 ON으로 될 경우에는 다시 실질적으로 0상태로 되는 것을 도시한다.
상기를 더 구체적으로 설명하면, 스위칭소자(Q0)를 OFF시킬 때에 전압(VQ0)은 실질적으로 VS+ (N1/N2)·VC으로 될 것이며, 여기서 변압기(T)의 1차권선은 권선수 N1,2차 권선은 권선수 N2를 가진다. 즉, 시간 t2에서 캐패시터(C)의 전압(VC)이 0값 또는 로우값이라면, 이때 스위칭소자(Q0)의 전압(VQ0)은 또한 DC전압원(VS)의 전압(VS) 근방의 로우값으로 될 것이므로 시간 T2에서 즉, 스위칭소자(Q0)를 OFF시킬때에 발생하는 스위칭 손실은 효과적으로 낮아질 수 있다.
따라서, 사용된 회로의 동작효율은 현저하게 개선될 수 있고 장치는 전체로써 충분히 소형화크기로 될 수 있다.
상기에서는 전류가 변압기(T)로 연속하여 흐르는, 즉 전류(i1또는 i2)가 항상 흐르는 경우에 적합한 작동측면이 설명되어 있지만, 동일한 효과는 변압기(T)를 통해 흐르는 전류가 불연속하는 배열에서도 설정될 수 있다. 더욱이, MOSFET가 스위칭소자(Q0)로써 사용되는 것이 기술되어 있지만 다른 트랜지스터, IGBI등과 같은 다른 스위칭소자도 사용될 수 있다. 더욱이, 맥동전압을 포함한 캐패시터(C)의 전압(VC)이 검출수단에 제공되는 배열을 사용하는 것이 또한 가능하므로, 상기 전압(VC)이 소정값이하일 때, 스위칭소자는 검출수단이외에 제공된 검출신호에 따라 OFF로 될 것이다.
또한, 또다른 배열은 DC/DC컨버터에서 스위칭소자(Q0)의 기동시에 OFF시키는 타이밍이 DC/DC컨버터의 스위칭 주파수(f)와 ON시간 Ton,변압기(T)의 권선비 또는 캐패시터(C)의 용량을 적절히 설정함으로써 약 0값의 전압(VC)으로 제공되도록 또한 사용될 수 있다.
제4도에 있어서는, 본 발명에 따른 장치의 다른 실시에가 도시되며, 여기에서 상기 전압변환수단(11A)은 전압부스팅과 드롭핑 쵸퍼(dropping chopper)로 구성되는 DC/DC컨버터에 의해 배열된다. 더욱이, 인덕터(L0)는 인덕턴스 성분으로써 스위칭수단(Q0)을 통해 DC전압원(VS')에 연결되고, 그리고 캐패시터(C)는 DC전압원(VS)으로 부터의 전류에 대하여 역방향으로 배치된 다이오드(D1)를 통해 인덕터(L0)에 연결된다.
이 경우, 스위칭소자(Q0)의 전압(VQ0)은 스위칭소자(Q0)의 OFF시에 인덕터(L0)에 흐르는 전류가 0값으로 되지 않는 시간에서 VS+ VC에 의해 실질적으로 표현될 수 있으며, 본 실시예에서 회로의 각 부분의 파형은 제3도의 부분들과 동일하게 될 것이다.
제5도에는 본 발명의 또다른 실시예가 도시되며, 전압변환수단(11B)은 전압부스팅쵸퍼를 구비한 DC/DC컨버터에 의해 구성되며, 스위칭소자(Q0)는 DC전압원(VS)에 대한 임피던스 소자로써 인덕터(L0)를 통하여, 그리고 DC전압원(VS)으로부터 인덕터(L0) 및 캐패시터(C)에 이르는 전류에 대하여 순방향으로 배치된 다이오드(D1)를 통하여 연결된다.
이제, 인덕터(L0)를 통해 DC전압원(VS)에 연결된 스위칭소자(Q0)가 제6(a)도에 도시된 t1-t2(또는 t3-t4) 주기에 ON되는 주기에 있어서, 제6(b)도에 도시된 바와 같이 전류(i1)는 인덕터에 자기에너지가 축적되도록 하는 인덕터(L0)를 통해 흐르게 되며, 따라서 축적된 에너지는 스위칭소자(Q0)의 OFF시에 인덕터(L0)로부터 다이오드(D1)를 통해 방전되고, 그리고 제6(c)도에서와 같이 전류(i2)는 동일하게 충전되도록 캐패시터(C)를 통해 흐르게 된다.
여기서, 상기 캐패시터(C)는 전압(VC)이 하강되도록 제6(d)도에 도시된 바와 같이 스위칭소자(Q0)의 ON시에 캐패시터의 전하를 방출하지만, 캐패시터(C)는 전압(VC)이 상승 되도록 스위칭소자(Q0)의 OFF시에 충전되므로, 캐패시터(C)의 전압(VC)은 맥동을 행하도록 확실하게 형성될 수 있다. 더욱이, 스위칭소자(Q0)의 전압(VQ0)은 캐패시터(C)의 전압(VC)과 실질적으로 동일하게 하강된다.
제7도에는, 본 발명의 또다른 실시예가 도시되어 있으며, 여기에서 제1도 및 제2도의 실시예의 변압기(T)는 자동변압기로 형성되는데, 본 경우에서는 전압변환수단(11C)의 스위칭소자(Q0)의 OFF시에 전압(Q0)이 실질적으로 VS+N1/(N1+N2)·(VC-VS)=N2/(N1+N2)·VS+N1/(N1+N2)·VC의 등식과 동일할 것이며, 자동변압기(T)를 형성하는 1차 및 2차권선인 권선수(N1 및 N2)의 권선비에 의해서 로우(low)로 전압(VQ0)의 값을 보유하는 것이 가능하게 된다.
제8도에는, 본 발명의 또다른 실시예가 도시되어 있으며, 여기에서는 제1도 및 제2도의 실시에에 대비하여, 전압의 극성을 교번시키는 경우에 부하회로(12D)에 전압변환수단(11D)의 출력전압을 공급하는 인버터수단(16D)이 제공되어 있다.
상기의 경우에, 인버터수단(16D)은 변압기(T)의 2차권선에 순방향의 다이오드(D1)를 통해 연결된 캐패시터(C)와 부하회로(12D) 사이에 삽입된다.
또한, 본 실시예에서, 캐패시터(C)에 걸친 전압(VC)은 명확하게 맥동하도록 형성될 수 있고, 그리고 인버터수단(16D)의 풀-브리지형의 쌍인 스위칭소자(Q1,Q4 및 Q3,Q2)는 제어회로(13D)로부터의 구동신호에 의한 저주파수에서 번갈아 ON 및 OFF되며, 따라서 AC전압이 부하회로(12D)에 공급될 것이다.
제9도에 도시된 다른 실시에에서는, 제8도의 실시예에 대비하여, 인버터수단(16E)이 전압변환수단(11E)의 변압기(T)의 2차권선(n2)에서의 다이오드(D1)을 통해 직접 연결되고, 그리고 캐패시터(C)는 인버터수단(16E) 내의 부하회로(12E)에 병렬로 연결된다.
본 실시에에서는, 또한 인버터수단(16E)의 풀-브리지형의 쌍인 스위칭소자(Q1,Q4 및 Q3,Q2)는 저주파수에서 번갈아 ON 및 OFF되며, 이에 따라 AC전압은 부하회로(12E)에 공급될 수 있다.
제10도에는, 본 발명의 또다른 실시예가 도시되어 있으며, 여기에서 변압기(T)의 1차권선(n1)의 직렬회로 및 스위칭소자(Q0)는 DC전압원(VS)에 연결되며, 이때 상기 변압기(T)의 2차권선은 상호 연결된 측의 권선 권선종단에서 상호 극성을 반전시키도록 두 개의 n2 및 n3으로 분할되고, 그리고 인버터회로(16F)는 2차권선(n2 및 n3)에서의 다이오드(D1)를 통해 연결된다.
상호 극성반전된 종단사이에 접합점에서, 2차권선(n2 및 n3)은 부하회로(12 F ) 에 연결되며, 여기에서 부하(LP)는 인덕터(L0)에 직렬로 연결되고, 그리고 캐패시터(C)는 부하(LP) 및 인덕터(L0)의 직렬회로에 병렬로 연결된다.
상기의 경우에서, 변압기(T)의 1차권선(n1)에 연결된 스위칭소자(Q0)는 수십 kHz 내지 수백 kHz의 고주파수에서 스위칭동작을 실행하는 스위칭소자이어야 하는 것이 바람직하며, 따라서 전압부스팅 및 드롭핑 쵸퍼동작이 실행될 수 있다.
반면에, 2차권선(n2)에 연결된 스위칭소자(Q1 및 Q2)는 약 수십 Hz 내지 수백 Hz의 저주파수에서 스위칭 동작을 실행하는 스위칭소자이어야 하며, 여기에 저주파수에서 스위칭동작은 부하회로(12F)에 공급된 전압의 극성으로 적절히 전환될 수 있다.
본 실시예의 동작을 명확하게 실행하면, 더욱이 상기 전류는 스위칭소자(Q0)가 제11도의 t1-t2의 주기에서 ON으로 되는 한 DC전압원(VS), 변압기(T)의 1차권선(n1), 스위칭소자(Q0) 및 다시 전원(VS)으로의 경로를 통해 흐르도록 형성되며, 스위칭소자(Q0)의 OFF전에 즉시 피크-전류값에 반응하는 에너지가 1차권선(n1)에 축적된다.
다음으로, 스위칭소자(Q0)가 OFF될 때, 변압기(T)의 1차권선(n1)에 축적된 에너지는 1차권선에 전자기적으로 연결된 2차권선중의 한 권선(n2)으로부터, 다이오드(D1), 인버터회로(16F)에 직렬로 연결된 스위칭소자중의 한 스위치(Q1), 부하회로(12F) 및 2차권선(n2)을 통해서, 에너지를 충전시키는 캐패시터(C)에 공급된다.
여기에, 캐패시터(C)는 제10도에 화살표로 도시된 방향으로 전압(VC)을 발생시키고, 그리고 전류(I)는 상기 도면에 화살표로 도시된 방향으로 부하(LP)를 통해 흐르게 된다. 제11도의 다음 t2-t3의 주기에서, 상기 전류(I)는 다른 2차권선(n3)으로부터 부하회로(12F), 인버터회로(16F)에 다른 스위칭소자(Q2), 다이오드(D2) 및 다른 2차권선(n3)을 통해서 흐르게 되며, 결국 제11(e)도에 도시된 것과 같은 AC전류는 부하(LP)에 공급될 것이다.
그러므로, 본 실시예에 따르면, 부하(LP)의 기동시에 전압(VC)의 리플성분을 확실하게 증가시키는 것이 가능하게 된다.
부수적으로, 상기에서 상기 스위칭소자(Q1 및 Q2)는 부하회로(12F)에서의 전류의 극성반전과 함께 동시적으로 ON되는 것으로 인용되어 있지만, 스위칭소자(Q1 및 Q2)는 동시적으로 OFF 되도록 작동될 수도 있다.
제12도에서는, 본 발명의 다른 실시예가 도시되어 있으며, 여기에서 금속-할로겐 램프등과 같은 상기 방전램프는 풀-브리지형의 인버터회로(16G)에 연결된 부하회로(12G)의 부하(LP)로써 사용되고, 그리고 인덕터(L2)는 부하(LP)와 직렬로 연결된다.
이때에, 인덕터(L2)로써 예를 들어, 램프를 기동시키는 점등기와 같은 펄스변성기의 부수적인 작용을 사용하는 것이 바람직하다.
더욱이, 캐패시터 소자로써 다른 캐패시터(C2)는 부하(LP) 및 인덕터(L2)의 직렬회로에 병렬로 연결되며, 결국 캐패시터(C2)에 의해 부하(LP)를 기동시키는 경우에 점등기에 의해 제공된 펄스전압은 바이패스(bypass)될 수 있다.
상기 바이패싱 캐패시터(C2)는 전압변환수단(11G)의 출력측에서의 캐패시터 소자로써 연결된 캐패시터(C1)의 용량보다 상당히 더 작은 용량일 수 있으며, 따라서 캐패시터(C1)가 수십μF의 용량을 가지는 경우에, 캐패시터(C2)는 약 수백μF의 용량일수 있다.
더욱이, 인덕터(L1)는 직렬회로인 부하(LP) 및 인덕터(L2)와 캐패시터(C2)의 병렬회로에 직렬로 연결되고, 그리고 상기 인덕터(L1)는 인버터수단(16G)의 스위칭소자(Q1,Q4 및 Q3,Q2)의 극성반전시에 캐패시터(C1 및 C2)가 단락되는 것을 방지하는 역할을 수행할 수 있으며, 또한 필터로써 기능을 수행할 수 있을 경우에, 스위칭소자(Q1 내지 Q4)를 통해 전류흐름의 리플성분을 감소시키며, 이들 스위칭소자(Q1 내지 Q4)에서의 스위칭손실을 감소시키고, 그리고 추가로 부하에서의 전류의 고주파 리플성분을 효과적으로 감소 시킨다. 상기 부하에서의 전류의 리플성분의 현저한 존재하에서, 부하로써의 방전램프의 음향공진현상으로 여겨지는 상태인 방전램프의 불안정한 상태가 발생한다고 평가되어야 한다.
제13도에 관한 본 실시예의 동작을 참조하면, 스위칭소자(Q0)는 주기 t1-t2에서 제13(b)도와 같이 스위칭소자(Q1 및 Q4)가 OFF로 되지만, 제13(c)도와 같이 스위칭소자 (Q2 및 Q3)가 ON으로 되는 경우에 제13(a)도와 같이 고주파수에서 스위칭동작을 실행하도록 형성되고, 그리고 그에 의하여 변압기(T)를 통해 DC전압원(VS)으로부터 캐패시터(C1)로의 에너지공급이 수행된다. 상기의 경우에서 캐패시터(C1)의 용량이 어떤 기존의 장치의 용량보다 더 작도록 형성되는 때에, 전압(VC1)은 제13(d)도와 같은 맥동전류로 확실하게 형성된다.다음으로, 시간 t2에서, 스위칭소자(Q2 및 Q3)의 ON상태는 스위칭소자(Q1 및 Q4)의 ON상태로 이동하고, 그리고 극성반전이 실행된다. 구지 t2-t3에서, 스위칭소자(Q0)는 주기 t1-t2와 유사하게 고주파수에서 스위칭동작을 실행하고, 그리고 에너지가 DC전압원(VS)으로 부터 공급된다. 다음으로 시간 t3에서, 스위칭소자(Q1 및 Q4)의 ON상태는 스위칭소자(Q2 및 Q3)의 ON상태로 이동하고, 그리고 극성반전이 실행된다. 앞서의 반복된 동작과 병행하여, 캐패시터(C1)에서 제13(e)도에서와 같은 실질적으로 구형인 전압(VC1)이 발생되고 있으며, 어떤 고주파 리플성분이 제거된 전류가 인덕터(12)를 통해 방전램프(LP)에 공급되고, 그리고 상기 방전램프(LP)는 안전하게 발광된다.
본 경우에서, 금속-할로겐 램프등과 같은 방전램프(LP)는 램프를 기동시키는 경우에 광속의 빠른 상승을 얻기 위하여, 방전램프(LP)의 정격출력보다 큰 전력이 램프에 공급되는 것이 요구되고, 그리고 상기 배역은 방전램프가 35W의 정격출력인 경우에, 예를들어 최대 약 75W의 전력이 기동시에 램프에 공급되도록 형성되는 것이 바람직하다.
더욱이, 램프의 기동 및 안정발광후 정격출력으로 방전램프(LP)를 발광시키는데 있어서, 전압(VC)은 고주파 리플성분이 방전램프 전류로부터 감소되도록 하기 위하여 맥동성분을 덜 가지도록 형성되고, 그리고 비교적 많은 양의 전력을 요구하는 램프를 기동하는 때에 스위칭소자(Q0)의 스위칭 주파수는 정상상태에서 보다 더 낮게 형성되며, 따라서 그에 의하여 본 발명의 소정의 기능이 얻어질 수 있다.
여기에, 캐패시터(C1)의 전압(VC1)은 실질적으로 구형파의 모양으로 언급되어 있지만, 실질적으로 싸인파의 모양으로 될 수 있다.
제14도에는, 제12도의 실시예에서의 사용가능 방전램프를 기동시키기 위한 일예의 점등기가 도시되어 있다.
상기 점등기는 전압 2배기-정류기로 고전압을 발생시키기 위해 배열된다.
즉, 다이오드(D24)가 저항 (R24)의 한끝 및 캐패시터(C24)의 다른끝에 연결된 직렬회로 그리고 다이오드(D25)가 저항(R25)의 한끝 및 캐패시터(C25)의 다른끝에 연결된 직렬회로는 서로 병렬로 연결되며, 이들 캐패시터(C24 및 C25) 사이의 접합점뿐만 아니라 이들 저항 (R24 및 R25) 사이의 접합점은 전력원(P)의 두 종단에 연결되고, 그리고 펄스변성기(PT1)의 1차권선의 직렬회로 및 스위칭소자(S2)는 캐패시터(C24 및 C25)로 형성된 직렬회로의 두 종단에 연결된다.
상기 전력원(P)을 가로질러, 펄스변성기(PT1)의 2차권선의 직렬회로 및 방전램프(LP)가 연결된다.
여기에, 전력원(P)에 대해, AC전력을 공급하기 위해 제12도의 실시예에서의 인버터수단(16G)의 출력종단이 사용된다.
상기 배열에 대하여, 캐패시터(C24 및 C25)는 전력원(P)의 전압파형의 모든 반사이클마다 각각 방전되고, 스위칭소자(S2)가 캐패시터(C24 및 C25)의 방전완성시에 ON으로 되도록 형성될 때, 캐패시터(C24 및 C25)의 단말전압이 펄스변성기(PT1)의 1차권선에 추가 및 인가된다.
즉, 전력원 전압의 약 두배의 전압을 펼스변성기(PT1)의 1차권선에 인가하는 것이 가능하게 되고, 그리고 고전압펄스가 점등기(17G)로부터 발생될 수 있으며, 여기에서 전원전압의 모든 반 사이클마다 고전압펄스를 발생시키는 것이 가능하게 된다.
이때에, 고전압펄스는 전력원(P)의 전압극성에 상관없이 단극성을 가지도록 형성되고, 그리고 고전압펄스가 인가된 방향은 붕괴전압과의 관계에 의해 결정된다.
상기 스위칭소자(S2)에 대해, 사이리스터(thyeistor), 예를들어 TRIAC등이 사용될 수 있다. 전류용량을 증가시키기 위해 상호 병렬로 다수의 스위칭소자를 연결하는 것이 또한 가능할 것이다.
추가로, 자체 트리거링 가능한 스파크 갭(spark gap)이 또한 사용될 수 있다.
제15도에서는, 제12도의 실시예에서 사용가능한 본 발명에 따른 장치의 구체적인 작동측면이 도시되어 있으며, 기본적으로 전압변환수단(11G), 부하회로(12G), 제어회로(13G), 인버터수단(16G) 및 구동전압원수단(18G)으로 구성되고, 그리고 부가적으로 전압검출수단(15), 전류검출수단(16) 및 구동수단(17 및 18)으로 구성된다.
상기 배열에 대하여, 특히 소정의 전력은 전압검출수단(15) 및 전류검출수단(16)으로 부터의 검출신호에 따라 부하회로(12G)에 공급되며, 스위칭 소자(Q0)의 스위치 동작이 실행되고 그리고 풀-브리지형의 인버터수단(16G)이 구동된다.
상기의 경우에서, 인버터수단(16G)의 더높은 전위측상에 스위칭소자(Q1 및 Q3)를 형성하는 다수의 트랜지스터의 접지전위가 서로 다르기 때문에, 트랜지스터의 구동은 각각의 구동수단(17 및 18)을 요구한다. 여기에 전압원으로써 각각 작용하는 캐패시터(C4 및 C5)가 구동수단(17 및 18)에 연결되고, 그리고 이들 캐패시터(C4 및 C5)는 부하회로(12G)를 기동시키는 때에 DC전압원(VS)에 의해 다이오드(D2,D4 및 D5)를 통해 충전된다.
더욱이, 부하회로(12G)의 기동이후, 캐패시터(C4 및 C5)는 전원전압이 맥동전압 파형에서의 골짜기와 같이 순간적으로 떨어지는 경우에도 캐패시터(C3)에서 발생된 전압으로 실직적으로 충전되고, 그리고 소정의 전원전압이 구동수단(17 및 18)에 안정하게 공급된다.
제15도에 도시된 작동측면에서, 상기 배열은 부하회로(12G)의 방전램프(LP)가 정격출력, 예를들어 약 35W이고 DC전압원(VS)의 전원전압이 약 12.8V일 때, 변압기(T)의 권선비는 약 n1:n2=1:7이며, 스위칭소자(Q0)는 약 100V의 임계전압의 전력 MOSFET이며, 캐패시터(C1)는 약 0.56 내지 1.0μF의 용량이며, 스위칭소자(Q1 및 Q4)는 약 400 내지 500V의 임계전압의 전력 MOSFET이고, 그리고 상기 소자의 스위칭 주파수는 변압기(T)의 1차측에 대해 약 30 내지 70kHz인 것으로 형성되어 있다. 여기에 도시된 형태에서, 스위칭소자(Q0)는 단극이지만, ON저항을 더 낮게 하기 위하여 병렬로 연결된 둘이상의 스위칭소자를 사용하는 것이 또한 가능하다. 더욱이, 보조전력원으로 사용하기 위한 부가 캐패시터(C3)는 구동수단(17 및 18)보다는 스위칭소자(Q0,Q2 및 Q4)를 구동하기 위한 다른 전압원으로써 또한 활용될 수 있다.
제15도의 작동측면에서 사용된 제어회로(13G)에 대해, 제16도에 도시된 것과 같은 제어회로가 사용될 수 있으며, 여기에서 DC/DC 컨버터수단(11G)의 출력전압 및 전류는 전압 및 전류검출수단(15 및 16)에 의해 검출되며, 제어회로(13G)는 두 개의 검출수단(15 및 6)의 출력신호를 수신하며, 여기에서 신호는 로우패스필터를 통해 고주파 리플성분의 제거 및 승산기에서의 작동에 종속되고, 그리고 유효전력값이 얻어진다.
상기 유효전력값은 전압검출수단(15)의 출력신호에 따라 출력을 세트하기 위한 목적동작회로를 통해 알려진 차이가 0이 되도록 제어된다.
이때에, 부하회로를 기동시키는 시에서, DC/DC컨버터의 스위칭 주파수(f), ON시간 Ton, 변압기(T)의 권선비 및 캐패시터(C1)의 용량은 전압(VC)의 0값에 근접하도록 DC/DC컨버터(11G)의 스위칭소자(Q0)를 OFF시키는 타이밍을 공급하는데 최적으로 세트된다.
다음으로 인버터수단(16G)에서, 쌍의 스위칭소자(Q1,Q4 및 Q2,Q3)의 스위칭동작은 번갈아 전환되며, 결국 인버터수단의 출력전압은 극성에 있어서 변환될 것이다.
여기에, 상기 소자의 스위칭 주파수는 약 수십 Hz 내지 수백 Hz와 같은 비교적 저주파수로 형성된다.
기동능력을 향상시키기 위하여, 극성을 교번시키는 주파수는 방전램프가 불안정한 상태에서의 기동후 즉시 약 수십 Hz 또는 직류로 세트되고, 그후에 주파수는 극성반전의 시기에 어떤 플리커(flicker)가 억제되도록 약 수백 Hz로 상승된다.
더욱이, 금속-할로겐램프가 자동차용 헤드램프(head lamp)의 광원으로 사용되는 경우에, 콜드(cold)기동의 광속의 상승을 빠르게 하도록 요구되고, 그리고 정격출력보다 몇배 더큰 전력은 기동직후에 부하전압이 낮을지라도, 광효율을 상승시키기 위해 재빨리 상승된 램프의 가스증기압을 가지기 위해, 그리고 광속을 재빨리 안정화시키기 위해 소정의 주기로 공급되도록 제어가 실현된다.
제17도에 도시된 다른 실시예에는, 공진에 의해 전압상승을 효과적으로 억제시키는 수단이 주어진다.
이때, 금속-할로겐램프 등과 같은 방전램프가 앞서의 제12도의 실시예에서 처럼 부하로써 사용되는 경우에, 기동직후에 임피던스는 주위의 온도가 충분히 낮을 때 안정한 광의 상태에서 보다 더 낮다.
이때에, 광속의 상승이 빨르게 수행되는 것이 요구되고, 그리고 비교적 큰 전류가 흘러 부하회로의 전류도 또한 크게 된다.
따라서, 본 실시예에서, 전압변환수단(11H)을 구성하는 DC/DC컨버터는 전압부스팅 및 드롭핑 쵸퍼회로를 포함하며, 여기에서 고주파수에서 동작하는 스위칭수단(Q0)의 ON주기는 출력전압이 제어되는 PWM제어에 종속된다.
평활화(smoothing) 캐패시터(C)는 전압부스팅 및 드롭핑 쵸퍼회로의 출력을 평활화하고, 그리고 인버터수단(16H)에 DC전압(VC)을 공급한다.
더욱이, 부하(LP)에 펄스변성기와 같은 포화성 인덕터(L)는 직렬로 연결되고, 그리고 이 포화성 인덕터(L)는 소정의 값, 예를 들어 부하(LP)의 기동시에 정격전류의 두세배의 전류값보다 큰 값의 부하전류일 때에 자기(magnetic)포화상태에 있게 된다.
또한 제18도에 관하여 더 명확하게 상기를 참조하면, 포화성 인덕터(L)는 t1-ta의 주기에서 포화된 상태에 있고, 그리고 인덕터(L)는 작은 인덕턴스값을 가지도록 형성된다. 상기 상태에서, 인버터수단(16H)의 스위칭소자(Q1 내지 Q4)의 극성은 반전되고, 그리고 인덕터(L)는 부하회로에서 부하전류(I)가 감소될 때 시간 ta에서의 어떤 전류값에 비-포화된 상태로 형성된다.
다음으로, 상기 부하전류가 극성 반전되고 소정의 전류값이상의 값으로 도달할 때, 이때 인덕턴스(L)는 다시 포화되고, 그리고 부하전류는 경사면에서 단절되어 주기 tc-t2에서의 소정의 전류값으로 상승한다.
그러므로, 본 실시예에 따르면,기동시에 인덕터(L) 및 캐패시터(C)에 기인하는 공진전압(VC)의 상승은 인덕터(L)의 포화능력을 활용함으로써 억제될 수 있으며, 전압부스팅 및 드롭핑 쵸퍼회로에 의한 공진전압 (VC)의 억제는 비특정회로를 요구하고, 그리고 전체회로의 간소화가실현될 수 있다. 더욱이, 기동직후에 아크(arc) 방전으로 부하(LP)를 이동시키기 위해 강제전류를 충분히 흐르도록 하는 것이 가능하게 된다.
제19a도에 도시된 본 발명에 따른 또다른 실시예에서, 부하회로(121)에서의 펄스변성기(PT)의 3차권선은 스위치(SW1)를 통해 DC전압원(V1)에 연결되고 또한 또다른 스위치(SW2)를 통해 상기 전원(V1)에 반대극성인 또다른 DC전압원(V2)에 연결된다.
부하전류(I)가 도면에서 화살표로 도시된 방향으로 부하(LP)를 통해 흐르고 있을때에, 여기에 펄스변성기(PT)의 2차측상에 인덕턴스값은 스위치(SW1)가 ON으로 닫힌채 펄스변성기(PT)의 1차측으로 흐르게 된 전류에 의해 감소된다.
반면에 부하전류(I)가 도시된 방향에 역방향일 때에 스위치(SW2)는 ON으로 되고 펄스변성기(PT)의 2차측상에 인덕턴스값은 감소된다.
상기의 경우에서, 펄스변성기(PT)의 2차측상에 인덕턴스는 부하를 기동시키는 때에 인버터수단( 16I)의 출력의 극성반전 직전에 고정된 주기동안 스위치(SW1 또는 SW2)를 ON으로 만듬으로써 감소되고 부하전류가 흐르는 방향에 따라서 감소되어, 캐패시터(C1) 및 인덕터의 공진에 기인하는 전압(VC1)의 상승이 억제될 수 있다.
제19a도에 도시된 실시예에서, 펄스변성기(PT)의 주변영역은 제19b도에 도시된 것처럼 좀더 구체적으로 배열되어야 하는 것이 바람직하다. 즉, 펄스변성기(PT)의 1차권선(n1)의 측상에는, 평활펄스 발생을 위해 에너지 축적 캐패시터(C4) 및 TRIAC 또는 방전갭과 같은 스위칭소자(Q6)가 연결되어 있고, 그리고 캐패시터(C4)의 충전은 저항(R)을 통해 수행된다. 펄스변성기(PT)의 3차권선(n3 및 n3')에는 스위치 (SW1 및 SW2) 및 DC전압원(V1 및 V2)이 각각 연결된다.
제20도에 도시된 본 발명의 다른 실시예에는, 스위치(SW1)를 통해 저항(R)에 펄스변성기(PT)의 2차권선을 연결하는 폐쇄된 루프회로가 형서되어 있다.
상기의 경우에서, 스위치(SW1)는 부하(LP)기동시 인버터수단(16J)의 출력의 극성반전 직전에서 ON으로 되며, 펄스변성기(PT)의 2차권선상에 인덕터 및 캐패시터(C1)의 공진은 인버터수단의 출력의 극성반전의 시기에 저항(R)에 의해 실질적으로 흡수될 수 있다.
제21도에 도시된 본 발명의 또다른 실시예에는 상기 제7도의 실시예에 대비하여, 또다른 변압기의 2차권선(L1)이 펄스변성기(PT)의 2차권선에 직렬로 연결된다.
이 경우 펄스변성기(PT)에 3차권선을 제공함으로써 펄스변성기(PT)가 복잡해지는 것이 해소된다.
제22도에 도시된 본 발명의 또다른 실시예에는, 제8도의 실시예에 대비하여, 또다른 변압기(T)의 2차권선이 펄스변성기(PT)에 직렬로 연결되며, 여기에서, 스위치(SW1)는 기동시에 인버터수단(16L)의 출력의 극성반전 직전에서 고정된 주기동안 ON으로 되고, 그리고 또다른 변압기(T)의 1차권선에서의 저항(R1)의 삽입은 특히 극성반전시에 발생하는 공진 에너지가 흡수되도록 허용한다.
제23도에 도시된 본 발명의 또다른 실시예에는 제9도의 실시예에 대비하여, 또다른 변압기의 2차권선(L1)이 펄스변성기(PT)의 2차권선에 직렬로 연결된다.
이 경우, 인덕턴스소자(L1)를 통해 변압기의 2차측상에서 발생하는 공진에너지는 부하의 기동시에 인버터수단(16M)의 출력의 극성반전 직전에서 고정된 주기동안 스위치(SW1)를 ON으로 만듬으로써, 다이오드 브리지(DB)의 정류회로를 통해 DC전압원(VS)의 측으로 피드백(feedback)될 수 있다.
제24도에 도시된 본 발명의 또다른 실시예에는, 실질적으로 제12도의 실시예의 제15도에 도시된 더 구체적인 형태와 같은 배열이 사용되지만, 본 실시에에서 캐패시터(C1 및 C2)에서의 전압(VC1및 VC2)은 특히, 스위칭소자(Q1 및 Q4)가 ON으로 되는 시기에 상호 반대의 극성을 보이고, 그리고 초가 및 돌발전류는 캐패시터(C1), 스위칭소자(Q4), 캐패시터(C2), 인덕터(L1) 및 스위칭소자(Q1)의 경로를 통해 흐르므로, 결국 초과 및 돌발전류는 전류를 억제하기 위해 큰 인덕턴스값의 인덕터 또는 큰 용량의 스위칭소자를 사용할 필요가 있는 것과 같이, 크기의 최소화가 의도되는 때에 직면된 문제들을 극복하기 위한 방법이 제공될 수 있다.
제15(a) 내지 (g)도의 파형도에 관하여 또한 상기를 더 명확하게 참조하면, 먼저 ON으로 유지되어 있던 FETs(Q1-Q4)가 OFF인 무효시간(dead time)이 제공되어 있고, 그리고 캐패시터(C1)에서의 전압(VC1)은 수백볼트의 고정전위를 유지한다.
다음으로, 시간 t2에서 FET(Q4)는 파형도(b)에서와 같이 ON으로 되며, 주기 t2-t3에서 캐패시터(C1)에 축적된 전하는 캐패시터(C1) 및 인덕턴스소자(L1)사이의 공진에 따라서 캐패시터(C1), MOSFET(Q4), MOSFET(Q2)의 기생다이오드(DQ2), 인덕턴스소자(L1) 및 캐패시터(C1)의 경로를 통해 전류(I)로써 흐르게 되고, 그리고 예를 들어, 기생다이오드(DQ2)는 캐패시터(C1) 및 인덕턴스소자(L1)의 공진사이클의 1/2주기동안 파형도(e)에서 와 같이 구동된다.
다음 시간 t3이르러 전류(ia)가 더이상 흐르지 않을 때, 전압(VC4)은 본래의 반대되는 극성의 값 및 실질적으로 파형도(g)에 개시된 것과 같은 전위를 갖는다.
다음시간 t4에서 MOSFET(Q1)가 파형도(a)에서와 같이 ON으로 될 때, 본래에 반대되는 극성을 나타내는 전압(VC1)은 비초과전류가 흐르도록 한다.
따라서 MOSFET(Q1 내지 Q4)는 극성반전시에 우발적인 서지(surge) 전압뿐만 아니라 초과 및 돌발전류가 발생하지 않도록 효과적으로 제어되고, 또한 회로가 복잡하게 되지 않는 회로의 간소화에 효과적이기 때문에, 전력원장치의 크기면에서 최소화를 얻는 것이 가능하다.
제26도에서는 제24도의 실시예에서의 사용가능 인버터수단(16N)의 한면이 도시되며, 여기에서 발진기(7a)의 발진신호 및 발진기(7a)에서의 발진신호 상승에 의해 트리거된 단안정 멀티바이브레이터(7b)의 출력은 NOR를 얻는 NOR게이트(N1)에 입력된다.
NOR게이트(N1)의 출력신호로 트리거된 플립-플롭(F.F.)의 Q출력 및 NOR게이트(N1)의 출력신호의 반전신호의 결과로써 AND출력과, NOR게이트(N1)의 출력신호의 반전신호 및 플립-플롭(F.F.)의 반전 Q출력의 결과로써 AND출력은 각각의 구동회로(42및 44)를 통해 MOSFET(Q2 및 Q4)에 대한 트리거 신호로써 각각 제공된다.
이 장치에서, 각각의 MOSFET는 스위칭작동을 빠르고 매우 정확하게 수행할 수 있으며 스위칭작동 손실은 최소화될 수 있다.
제4,5,7,8,9,10,12,17,19,20,21,22,23 및 24도의 각각의 상기 실시예에 있어서, 기술되지 않은 모든 장치는 제1도 및 제2도의 실시예의 것과 동일하여, 각 실시예에서의 주요 구성요소는 각각 알파벳 A-N이 첨가된 것외에는 제1도 및 제2도에서 사용된 것과 같은 참조번호로 지정되고, 제1도 및 제2도 또는 상기 실시예에서 기술된 것과 사실상 같은 구성요소는 같은 참조부호로 지정되고, 그리고 이들 구성요소는 제1도 및 제2도 또는 다른 상기 실시예에서와 같은 작용 및 효과를 획득할 수 있다.
더구나 각 상기 실시예에 있어서 극성반전의 제어는 부하상태에 따라 실시될수 있다.
예컨대, 극성은 캐패시터(C)의 전압값(VC)에 따라 적절히 변화될 수 있고, 그리고 이장치는 실시시 필요에 따라 무부하상태에서의 제어모드, 안정발광을 위한 제어모드 등을 선택가능하도록 제작될 수 있다.

Claims (20)

  1. 부하에 전력을 공급하는 전력원장치에 있어서, DC전압원: 상기 DC전압원에 연결되며, 상기 공급된 전력을 제어하고 상기 부하의 안정한 작동 동안에서 보다 적어도 상기 부하의 기동시 더 큰 상기 공급전력을 공급하는 고주파 스위칭수단을 포함하는 전압변환수단; 상기 전압변환수단의 출력측에 연결된 캐패시턴스소자; 및 상기 부하를 포함하고 상기 캐패시턴스 소자에 병렬로 연결되며, 상기 부하의 안정한 작동동안에서 보다 상기 부하의 상기 기동시 더 작은 부하임피던스를 갖는 부하회로로 구성되며, 여기서 적어도 부하의 상기 기동후 즉시 그리고 부하의 상기 안정한 작동동안 제어상수가 실직적으로 일정하게 되도록 상기 고주파 스위칭수단을 제어하고, 상기 캐패시턴스 소자가 소정값 이하의 전압을 가질 때 상기 고주파 스위칭수단을 OFF시키는 제어수단이 추가로 제공되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  2. 제1항에 있어서, 소정값 이하의 레벨에서 상기 캐패시턴스 소자의 양끝에 발생하는 맥동전압을 검출하는 수단으로 추가로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 고주파 스위칭소자의 OFF시 캐패시턴스소자를 충전하는 방향으로 있도록 상기 전압변환수단의 상기 출력측과 상기 캐패시턴스 소자사이에 연결된 정류소자로 추가로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 전압변환수단은 비절연변압기를 포함한 플라이백형 컨버터인 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 전압변환수단은 절연변압기를 포함한 플리이백형 컨버터인 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 전압변환수단은 전압부스팅쵸퍼를 포함한 컨버터인 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 전압변환수단은 전압부스팅 및 드롭핑 쵸퍼를 포함한 컨버터인 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  8. 제1항에 있어서, 부하회로에 인가된 전압의 극성을 교번시키기 위해 정류소자를 통해 상기 전압변환수단을 가로질러 연결된 풀브리지형 인버터수단으로 추가로 구성된 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 캐패시턴스수단은 상기 부하회로에 병렬로 연결된 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  10. 제4항에 있어서, 상기 전압변환수단을 가로질러 연결되고 직렬연결된 다수의 스위치로 구성된 스위치회로와, 상기 전압변환수단과 상기 스위치회로사이에 연결된 정류소자로 추가로 구성되고, 상기 부하회로는 상기 비절연변압기의 2차권선의 중앙점과 상기 스위치회로사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  11. 제5항에 있어서, 상기 전압변환수단을 가로질러 연결되고, 직렬연결된 다수의 스위치로 구성된 스위치회로와, 상기 전압변환수단과 상기 스위치회로사이에 연결된 정류소자로 추가로 구성되고, 상기 부하회로는 상기 절연변압기의 2차권선의 중앙점과 상기 스위치회로 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  12. 제1항에 있어서, 상기 부하회로내의 상기 부하는 고광도 방전램프인 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  13. 제8항에 있어서, 상기 부하회로는 제1 인덕터 및 제2 캐패시턴스소자의 직렬회로와 상기 제2 캐패시턴스 소자와 병렬로 연결된 상기 부하를 형성하는 고광도 방전램프 및 제2 인덕터의 추가직렬회로로 구성되며, 이 배렬에 따라 상기 제2 캐패시턴스소자의 전하가 상기 인버터수단에서 상기 극성변환에 의한 극성반전전에 상기 제1 인덕터, 제2 캐패시턴스소자 및 상기 인버터수단내의 스위치회로에 의해 형성된 폐쇄루프에 인가 가능한 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  14. 제13항에 있어서, 적어도 상기 극성반전시 상기 부하회로의 상기 제1 및 제2 인덕터의 인덕턴스값은 감소시키는 수단으로 추가로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  15. 제14항에 있어서, 인덕턴스값을 감소시키는 상기 수단은 소정 전류값이상의 전류로 포화되는 포화성 인덕터로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  16. 제14항에 있어서, 상기 부하회로는 상기 부하를 형성하는 고광도 방전램프와 펄스변성기의 2차권권선의 직렬회로와, 상기 직렬회로에 병렬로 연결된 바이패스캐패시터로 구성되며, 인덕턴스값을 감소시키는 상기 수단은 상기 2차권선의 인덕턴스값을 감소시키도록 형성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  17. 제15항에 있어서, 상기 부하회로에 흐르는 전류를 검출하는 수단과, 상기 전류의 방향에 의해 부하회로로의 상기 전류를 없애는 방향으로 상기 변압기의 1차권선에 DC전압을 인가하는 수단을 추가로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  18. 제13항에 있어서, 적어도 상기 극성반전시 상기 부하회로내의 상기 다수의 인덕터에 축적된 에너지가 부하회로내에서 무효화되게 하는 수단으로 추가로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  19. 제10항에 있어서, 적어도 상기 극성반전시 상기 부하회로내의 상기 하나의 인덕터에 축적된 에너지가 부하회로내에서 무효화되게 하는 수단으로 추가로 구성되는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
  20. 제1항에 있어서, 상기 제어수단은 발진주파수와 같은 회로상수와, 부하회로의 상기 안정한 작동동안 그리고 부하의 상기 기동후 즉시 실질적으로 일정하게 되는 상기 제어상수와 같은 듀티로 상기 고주파 스위칭수단을 제어하며, 캐패시턴스소자가 소정값 이하의 전압을 가질 때 고주파 스위칭수단을 OFF시키는 것을 특징으로 하는 전력원장치.
KR1019940013100A 1993-06-10 1994-06-10 전력원 장치 KR0131169B1 (ko)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP93-139659 1993-06-10
JP13965993A JP3491291B2 (ja) 1993-06-10 1993-06-10 電源装置
JP32532193A JP3331713B2 (ja) 1993-12-22 1993-12-22 電源装置
JP93-325321 1993-12-22

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR0131169B1 true KR0131169B1 (ko) 1998-04-20

Family

ID=26472393

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019940013100A KR0131169B1 (ko) 1993-06-10 1994-06-10 전력원 장치

Country Status (5)

Country Link
US (1) US5384518A (ko)
KR (1) KR0131169B1 (ko)
CN (1) CN1042686C (ko)
DE (1) DE4420182B4 (ko)
FR (1) FR2707051B1 (ko)

Families Citing this family (52)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07322608A (ja) * 1994-05-26 1995-12-08 Rohm Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ
EP0702449B1 (en) * 1994-09-16 1998-04-01 Kabushiki Kaisha Toshiba Micro power supply device using switching element
JPH08203688A (ja) * 1995-01-30 1996-08-09 Minolta Co Ltd フラッシュ充電回路
US5696670A (en) * 1995-05-26 1997-12-09 Webster Heating And Specialty Products, Inc. Power supply for arc-discharge load
DE19530746A1 (de) * 1995-08-22 1997-02-27 Bosch Gmbh Robert Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruck-Gasentladungslampe mit Wechselstrom
JP4252117B2 (ja) * 1997-05-16 2009-04-08 株式会社デンソー 放電灯装置
US6127788A (en) * 1997-05-15 2000-10-03 Denso Corporation High voltage discharge lamp device
IL121801A (en) * 1997-09-18 2000-08-13 Jbp Technologies Ltd Circuit for synchronizing the ignition of electronic ballast discharge lamps
DE19803854A1 (de) * 1998-01-31 1999-08-05 Hella Kg Hueck & Co Einrichtung zum Zünden einer Hochdruckgasentladungslampe in einem Kraftfahrzeug
WO2000014862A1 (en) * 1998-09-07 2000-03-16 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit arrangement
US6181084B1 (en) * 1998-09-14 2001-01-30 Eg&G, Inc. Ballast circuit for high intensity discharge lamps
US6388392B1 (en) 1999-03-23 2002-05-14 Hubbell Incorporated System for providing auxiliary power to lighting unit for heavy equipment having a direct current power supply and no uninterruptible power supply
SE514676C2 (sv) * 1999-05-20 2001-04-02 Emerson Energy Systems Ab Krets för mjukstart av DC/DC spänningsomvandlare
US6392364B1 (en) * 1999-06-21 2002-05-21 Denso Corporation High voltage discharge lamp apparatus for vehicles
DE19937923A1 (de) * 1999-08-11 2001-02-15 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Vorrichtung zum Betreiben mindestens einer Leuchtdiode
DE10190933B3 (de) * 2000-03-09 2011-08-11 Mitsubishi Denki K.K. Schaltungsanordnung zum Steuern von zu einer Entladungslampe gelieferter elektrischer Leistung
US7327095B2 (en) * 2000-05-24 2008-02-05 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Discharge lamp lighting apparatus
EP1289346B8 (en) * 2001-03-01 2007-03-07 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Device for driving discharge lamp
JP3835534B2 (ja) * 2001-03-02 2006-10-18 東芝ライテック株式会社 高輝度放電灯点灯装置および照明装置
JP4604429B2 (ja) * 2001-08-27 2011-01-05 株式会社デンソー 放電灯装置
US6863652B2 (en) 2002-03-13 2005-03-08 Draeger Medical Systems, Inc. Power conserving adaptive control system for generating signal in portable medical devices
DE10216970A1 (de) * 2002-04-16 2003-10-30 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltungsanordnung zum Betrieb von Glühlampen in Fahrzeugen
TW595264B (en) * 2003-03-13 2004-06-21 Benq Corp Electronic device having brightness display driving circuit
TW595559U (en) * 2003-03-28 2004-06-21 Lin Su Ling Voltage-raising device for head-light of vehicle
US8110998B2 (en) * 2004-07-21 2012-02-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Multi-pulse ignition circuit for a gas discharge lamp
US7525256B2 (en) * 2004-10-29 2009-04-28 International Rectifier Corporation HID buck and full-bridge ballast control IC
US7211965B2 (en) * 2004-11-10 2007-05-01 Osram Sylvania Inc. High intensity discharge lamp with current sense resistor
JPWO2006051621A1 (ja) * 2004-11-12 2008-05-29 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CN101427610A (zh) * 2005-03-04 2009-05-06 国际整流器公司 汽车的高强度放电灯镇流器电路
TWI260953B (en) * 2005-05-19 2006-08-21 Ligtek Electronics Co Ltd Constant power control circuit device and control method thereof
TWM280613U (en) * 2005-07-11 2005-11-11 Dj Auto Components Corp Low frequency actuated electronic ballast
US7298097B2 (en) * 2005-09-13 2007-11-20 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Driver system and method with multi-function protection for cold-cathode fluorescent lamp and external-electrode fluorescent lamp
CN1933694B (zh) * 2005-09-13 2010-07-14 昂宝电子（上海）有限公司 冷阴极与外置电极荧光灯的多功能保护驱动器系统与方法
DE102006028821A1 (de) * 2006-06-21 2007-12-27 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Vorrichtung und Verfahren zum Betreiben einer Hochdruckentladungslampe
JP4833812B2 (ja) * 2006-11-30 2011-12-07 パナソニック株式会社 Ｐｗｍ駆動装置及びその出力オフセット補正方法
JP2008235199A (ja) * 2007-03-23 2008-10-02 Harison Toshiba Lighting Corp 放電灯点灯装置、画像投影装置
US20100060180A1 (en) * 2007-04-24 2010-03-11 Osram Gesellschaft Mit Beschraenkter Haftung Circuit arrangement for igniting and operating a discharge lamp
JP2008278670A (ja) * 2007-05-01 2008-11-13 Funai Electric Co Ltd 他励式インバータ回路及び液晶テレビジョン
JP2008278291A (ja) * 2007-05-01 2008-11-13 Funai Electric Co Ltd 他励式インバータ回路及び液晶テレビジョン
JP2009176639A (ja) * 2008-01-28 2009-08-06 Panasonic Electric Works Co Ltd 高圧放電灯点灯装置、照明器具
US8525495B2 (en) * 2009-06-03 2013-09-03 Lincoln Global, Inc. Input current generator for buck-boost circuit control
TWI432080B (zh) 2010-11-12 2014-03-21 Au Optronics Corp 發光二極體的電源轉換電路
JPWO2014049779A1 (ja) * 2012-09-27 2016-08-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
CN103856188B (zh) * 2012-11-30 2017-03-01 深圳市海洋王照明工程有限公司 一种高压脉冲电路
CN103546057B (zh) * 2013-10-12 2016-08-31 华中科技大学 一种基于强迫关断桥式换流的重复脉冲功率电源
CN104660040A (zh) * 2013-11-26 2015-05-27 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种通过自耦线圈实现辅助输出的buck电源
US10237930B2 (en) * 2015-01-05 2019-03-19 Philips Lighting Holding B.V. Power supply for deep dimming light
US9973078B2 (en) * 2016-09-13 2018-05-15 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion apparatus and method of using the apparatus
CN108964243A (zh) * 2017-05-26 2018-12-07 群光电能科技股份有限公司 电源供应器
TWI639295B (zh) * 2017-05-26 2018-10-21 群光電能科技股份有限公司 用於直流電壓輸入的二次升壓電路
CN107809184A (zh) * 2017-11-29 2018-03-16 苏州博思得电气有限公司 一种脉冲电压发生装置、方法及控制器
CN108809105B (zh) * 2018-06-25 2020-06-23 珠海格力电器股份有限公司 开关电源电路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3733540A (en) * 1972-02-03 1973-05-15 Motorola Inc Switching regulator sweep starting protection circuit
DE2816753C2 (de) * 1978-04-18 1986-01-23 Alfred Prof. Dr.-Ing. 7830 Emmendingen Walz Schaltungsanordnung zum Erzeugen von Zündspannungsimpulsen für Nieder- oder Hochdruck-Gasentladungslampen
EP0059053A3 (en) * 1981-02-21 1983-05-18 THORN EMI plc Switched mode power supply
DE3247863A1 (de) * 1982-12-23 1984-06-28 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Anordnung zur abschaltung eines wechselrichters
DE3543300A1 (de) * 1985-12-07 1987-06-11 Ceag Licht & Strom Verfahren zur regelung von schaltnetzteilen
DE3610035A1 (de) * 1986-03-21 1987-09-24 Knick Elekt Messgeraete Gmbh Stromvariabel gespeister verlustarmer schaltregler
JPH02192695A (ja) * 1988-11-30 1990-07-30 Toshiba Lighting & Technol Corp 放電灯点灯装置
DE3928881A1 (de) * 1989-08-31 1991-03-14 Niepenberg Dalex Werke Diodenanordnung in widerstandsschweissmaschinen
DE4025938A1 (de) * 1990-08-16 1992-02-20 Diehl Gmbh & Co Schaltungsanordnung fuer den betrieb einer leuchtstofflampe
JP2587720B2 (ja) * 1990-10-19 1997-03-05 株式会社小糸製作所 車輌用放電灯の点灯回路
US5138235A (en) * 1991-03-04 1992-08-11 Gte Products Corporation Starting and operating circuit for arc discharge lamp
US5291099A (en) * 1992-06-18 1994-03-01 Actown-Electrocoil, Inc. Neon sign power supply circuit with automatic power interruption

Also Published As

Publication number Publication date
DE4420182A1 (de) 1994-12-15
CN1100848A (zh) 1995-03-29
CN1042686C (zh) 1999-03-24
US5384518A (en) 1995-01-24
DE4420182B4 (de) 2008-06-12
FR2707051B1 (ko) 1996-03-08
FR2707051A1 (ko) 1994-12-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR0131169B1 (ko) 전력원 장치
US6639811B2 (en) Switching power supply unit
RU2540418C2 (ru) Регулирование яркости схемы воздуждения светоизлучающих диодов
KR0137181B1 (ko) 방전램프 점등장치
US20050269963A1 (en) Lighting apparatus for high intensity discharge lamp
JPH08182321A (ja) 導通形コンバータ
JP3151932B2 (ja) 電源回路
US5635800A (en) Ballast circuit with a japped transformer flyback converter providing driving energy for start, glow and run modes of a lamp
JPH02284381A (ja) 照明負荷制御装置
JPH09131058A (ja) 同調スイッチ・モード電源装置
EP0477587A1 (en) Power apparatus
JP4649728B2 (ja) 電源装置及び放電灯点灯装置
JP2004153990A (ja) 力率改善コンバータ
JPH07302688A (ja) 高輝度放電灯点灯装置
KR920000361B1 (ko) 링깅쵸크 콘버터용 고효율 베이스 드라이버회로
JP3085004B2 (ja) 放電ランプ点灯装置
JP3277551B2 (ja) 電源回路
JP2000133484A (ja) 放電管駆動回路
JPS60226772A (ja) スイツチング電源
JP2698614B2 (ja) 放電灯点灯装置
JPH0147116B2 (ko)
JPH0237278Y2 (ko)
JPS59185173A (ja) 出力電圧可変インバ−タ
JPH0785661B2 (ja) インバ−タ装置
JPH1198830A (ja) 高力率スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20111028

Year of fee payment: 15

LAPS Lapse due to unpaid annual fee