JPS60226772A - スイツチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、フライバック型スイッチング電源に関する。

従来技術 フライバック型スイッチング電源としては、従来より、
自走式のものと他動式のものとが知られている。自走式
のフライバック型スイッチング電源としては、所謂リン
ギング、チョーク、コンバータが一般的に実用化されて
いる。第１図及び第２図はその従来回路例であり、トラ
ンスＴ１の主巻線Ｎ１に直列に接続されたスイッチ素子
Ｑｔのオン、オフにより、トランスＴ１の主巻線Ｎ１を
通して与えられる直流人力Ｅｉｎをスイッチングし、ス
イッチ素子Ｑ１のオン期間に、負荷の状態に応じた電流
ｉｐをトランスＴ１の主巻線Ｎｌに流して、磁界中にそ
の励磁エネルギーを蓄積し、この励磁エネルギーを、次
のオフ期間にトランスＴｚの出力巻線Ｎ２からダイオー
ドＤ１を通して放出し、コンデンサＣ１で平滑して直流
出力ＶＯを負荷に供給するもので、駆動発振を継続させ
るための正帰還を行なわせる帰還巻線Ｎ３を必要とする
。この場合の発振動作は、スイッチ素子Ｑ１としてのト
ランジスタの電流増幅率を利用しており、通常、起動抵
抗Ｒ１によりトランジスタＱ１にベース電流を流してオ
ンにさせる。

トランジスタＱ１がオンすると、主巻線Ｎ１に、印加電
圧と自己インダクタンスＬで決まる電流ｉｐが流れ始め
、巻線Ｎ１の両端に電圧を生じる。同時に、帰還巻線Ｎ
３にも主巻線Ｎ１との変成比に応じた電圧が発生し、整
流ダイオードＤ２、ベース抵抗Ｒ２等を介してトランジ
スタＱ１にベース電流が帰還される。つまり正帰還がか
かってトランジスタＱ１は急速に飽和状態となる。その
後もトランスＴ１には、印加電圧と自己インダクタンス
Ｌで決まる励磁電流ｉｐが流れ続けるが、やがてトラン
ジスタＱｘはベータ不足を起こし、そのコレクターエミ
ッタ間電圧Ｗｅｅが上昇すると共に、主巻線Ｎ１の両端
の電圧は減少する。これと同時に、帰還巻線Ｎ８に発生
する電圧も減少してトランジスタＱ１は急速にオフ状態
となる。

このトランジスタＱ１のオン期間に、 Ｗ＝Ｌ−Ｉ２Ｐ拳ｆ／２ ＝Ｅ″Ｌｉｎ＠Ｔ’ｏｎａｆ／２Ｌ　（Ｊ）ただし、ｆ
は発振周波数 Ｔｏｎはオン時間幅 Ｉｐは時間Ｔｏｎ後における電流の最大値なる仕事量に
応じた励磁エネルギーＷが蓄積される。この励磁エネル
ギーＷを、トランスＴ１の出力巻線Ｎ２より取出し、整
流事情回路Ｄ１、Ｃ１を介して直流電力に変換して負荷
ＲＬに供給する。従ってトランスＴ１より出力される電
力Ｐは励磁エネルギーＷと等しく、それが限度である。

出力される直流電圧ＶＯを一定とするため、直接あるい
は間接的に基準電圧と比較され、その比較信号によりト
ランジスタのベースに流れ込むベース電流が制御される
。第１図の自走式スイッチング電源では、巻線Ｎ８に生
じるフライバック電圧によってダイオードＤ４を通して
コンデンサＣ２を充電し、その充電電圧をツェナーダイ
オードＤ３によって検出し、トランジスタＱ１のベース
電流を制御する回路構成となっており、また第２図の回
路では制御回路ｌからの制御信号によってトランジスタ
Ｑ１のベース電流を制御するようになっている。

次に他動式フライバック型のスイッチング電源は、第３
図に示すように、トランスＴ１に備えられたスイッチ素
子Ｑ１を、強制起動させる機能及び励磁エネルギーがオ
フ期間に完全にはき出されたことを検出する機能等を備
える制御回路２を通して、外部から与えられる駆動パル
スによって強制的にオン、オフさせる点で自走式のもの
と異なるが、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に磁界中に蓄
積された励磁エネルギーを、オフ期間に整流平滑して直
流出力を得る点では同じである。

従来技術の問題点 これらのフライバック型スイッチング電源は、一般的に
、出力平滑回路にチョークコイルを必要とせず、回路構
成が簡単で、かつ高効率、安価という利点を有している
。しかし、その動作は周期的にトランスＴ１の励磁エネ
ルギーを磁界に蓄積し、次にこの励磁エネルギーＷを整
流平滑して直流に変換し、負荷に供給するものであるた
め、次のような問題点がある。

まず、自走式のものには次のような欠点がある。

（イ）トランスＴ１より取出すことのできる電力Ｐは、
スイッチ素子Ｑ１のオン期間に蓄積された励磁エネルギ
ーＷと等しい、即ち、 Ｐ＝ＬやＩｐ・ｆ／２ ＝　Ｅ２ｉｎ＊　Ｔ２ｏｎ＊　ｆ　／　２　Ｌ　（Ｗ）
である、つまり、取出し得る電力Ｐは、オン期間に蓄積
された励磁エネルギーＷが限度であるため、小容量のス
イッチング電源に限られる。

（ロ）上述の電力Ｐの式において、入力電圧Ｅｉｎ、自
己インダクタンスＬが固定であり、負荷が重い場合ある
いは大きな出力電力を取出す場合には、スイッチ素子Ｑ
ｚのオン時間幅Ｔｏｎが第４図（ａ）　、　（ｂ）に示
すように長くなり、発振周波数ｆが低くなる。結果的に
可聴周波数範囲にまで入り込み１発振音が聞こえるなど
の問題が発生しやすくなる。なお、第４図（ａ）はスイ
ッチ素子Ｑ１のコレクタ電圧波形、同（ｂ）は電流波形
である。

（ハ）軽負荷あるいは無負荷時には、第５図（ａ）　、
　（ｂ）に示す如く、スイッチング周波数が高くなり、
スイッチ素子Ｑｌであるトランジスタのストレージタイ
ムの影響が無視できなくなり、見かけ上、オン時間Ｔｏ
ｎが必要以上に長くなり、トランスＴｌより余分な電流
が流れる。その結果、定電圧制御能力をこえて、第６図
に示すような異常発振波形となり、間欠発振をおこしや
すくなる。なお、第５図（ａ）はスイッチ素子Ｑ１のコ
レクタ電圧波形、同（ｂ）は電流波形である。

（ニ）負荷状態により周波数が変化するため、他の電源
と組合わせる場合、発振周期がとれず各電源出力間の干
渉による出力リップル電圧の乱れが現れる等の問題を生
じる。

他動式フライバック型スイッチング電源の場合も、スイ
ッチ素子Ｑ１のオン期間に磁界中に蓄積された励磁エネ
ルギーを、オフ期間に整流平滑して直流出力を得る点で
は、自走式の場合と同様であり、また、励磁エネルギー
が完全に放出されたことを外部回路で検出して、次サイ
クルを開始すると共に、出力電圧ＶＯが一定となるよう
、前記従来回路側同様に直接又は間接的に出力電圧ＶＯ
を監視し、スイッチ素子Ｑ１の駆動パルス幅を出力電圧
■０が一定となる方向に制御する。従って、この場合に
も、取出し得る電力は蓄積された励磁エネルギーが限度
であること、負荷によって周波数が変動すること等、自
走式の場合と同様の問題点を生じる。

本発明の目的 本発明は、負荷の変動により発振周期が変化し、しかも
小電方向きであるという従来技術の欠点を改善し、比較
的安価で高出力のフライバック型スイッチング電源を提
供することを目的とする。

本発明の構成 上記目的を達成するため１本発明は、トランスの巻線に
直列に接続されたスイッチ素子のオン、オフにより、前
記トランスの巻線を通して与えられる直流入力をスイッ
チングし、このスイッチ素子のオン期間に磁界中に蓄積
された励磁エネルギーを、オフ期間に整流平滑して負荷
に直流電力を供給するスイッチング電源において、トラ
ンスに直流重畳をかけて駆動することを特徴とする。

実施例 第７図は本発明に係るスイッチング電源の電気回路接続
図である０図において、第１図〜第３図と同一の参照符
号は同一性ある構成部分を示している。３は制御回路、
４はこの制御回路３のための起動回路、５は過電流検出
回路である。

前記制御回路３は発振回路６、出力電圧誤差増幅回路７
、絶縁結合回路８、パルス幅変調回路９、過電流制限回
路１０及びバッファ、ドライブ回路１１等を備えて構成
されている。

前記発振回路６は発振周波数が一定値に固定された三角
波を発振する回路である。この発振回路６は同一回路の
組合わせによる電源システムな構成する際に、同期運転
が可能となるよう、同期信号の入出力端子１２を設ける
こともできる。

出力電圧誤差増幅回路７は、出力電圧ＶＯを抵抗Ｒ５と
抵抗Ｒ６とによって分圧し、その分圧信号を誤差増幅器
７１に入力して、基準電圧Ｖ　ｒｅｆとの差分を増幅し
、絶縁結合回路８を通してパルス幅変調回路９に入力す
るようになっている。

パルス幅変調回路９はコンパレータ９１を備え、このコ
ンパレータ９１において、発振器６から入力される三角
波と、結合回路８から抵抗Ｒ７、Ｒ８及びオア回路９２
を通して入力される出力電圧検出信号とを比較し、その
差に応じてパルス幅変調された駆動パルスを出力し、こ
の駆動パルスによって、出力電圧ｖＯが一定となるよう
に、スイッチ素子Ｑ１をオン／オフ制御する。

このようなパルス幅制御による出力電圧制御は従来より
周知であるが、本発明においては、一定周波数の三角波
を発振する発振器６を備えると共に、パルス幅変調回路
９に、スイッチ素子Ｑ１を駆動するパルスの最大パルス
幅を制限する最大パルス幅制限回路９３を接続し、トラ
ンスＴｚを直流重畳をかけて駆動し、出力電力を拡大で
きるようにしたことが大きな特徴になっている。

この実施例では、最大パルス幅制限回路９３は、起動回
路４を通して与えられる回路電圧を抵抗Ｒ９及びＲｚｏ
によって分圧し、その分圧電圧を、オア回路９２を通し
て、絶縁結合回路８から与えられる電圧検出信号との論
理和をとりながら、コンパレータ９１に入力し、発振器
６から入力される三角波と比較するようになっている。

抵抗Ｒ９、ＲＩＯによる分圧電圧は一定であるから、コ
ンパレータ９１から出力される駆動パルスの幅は、抵抗
Ｒ９及びＲｚｏによる分圧電圧による一定の幅以上に開
かなくなる。第８図（ａ）〜（Ｃ）はコンパレータ９１
におけるパルス幅変調作用を示す図で、発振器６から出
力される三角波ＶＯ８と最大パルス幅制限回路９３の出
力信号Ｖｍとにより、コンパレータ９１のパルス幅変調
信号のパルス幅が、第８図（ｂ）に示す如く、最大パル
ス幅Ｔｏｎ、ｍａｘより大きくならないように制限する
。

これにより、三角波Ｖａｓと出力電圧検出信号Ｖａとよ
り得られるパルスの幅は、第８図（Ｃ）に示す如く、最
大パルス幅Ｔｏｎ、ｍａｘより小さいパルス幅Ｔｏｎと
なるように制限される。

次に回路作用について説明する。

スイッチ素子Ｑ１に供給される駆動パルスの幅が、発振
器６の発振周期と最大パルス幅制限回路９３とで定まる
最大パルス幅より小さい場合には、出力電圧誤差増幅回
路７及び絶縁結合回路８を通して与えられる出力電圧検
出信号に基づき、パルス幅制御回路９からスイッチ素子
Ｑ１に対して、出力電圧変動を打消す方向にパルス幅制
御された駆動パルスが与えられる。この駆動パルスによ
り、スイッチ素子Ｑ１がオン／オフ制御され、そのオン
期間にトランスＴｌの巻線Ｎ１に電流ｉｐを流し励磁エ
ネルギーを蓄積する。オフ期間にはトランスＴ１の出力
巻線Ｎ２より励磁エネルギーを取出し、ダイオードＤ１
及びコンデンサＣ１によって整流平滑して直流出力Ｖｏ
を得る。

ここで、スイッチ素子Ｑ　１のオン期間にトランスに励
磁エネルギーを貯え、オフ期間にトランスより出力させ
る場合、出力電力Ｐは、前述した如く、 Ｐ＝Ｌ１１１２Ｐ１１ｆ／２　（Ｗ） で表わされる。従って出力電力Ｐを拡大し、高出力を得
るためには、自己インダクタンスＬと発振周波数ｆは設
定された所定の値をとることから励磁電流ＩＰを増加さ
せれば良い、この励磁電流ＩＰを効率良く増加させるた
め本発明においてはトランスＴ１に直流重畳をかけて駆
動する手段を用いたのである。

次に、本発明に係るスイッチング電源において、トラン
スＴ１に直流重畳をかけるための条件及び直流重畳によ
る作用効果について説明する。

周波数一定の条件の下で、スイッチ素子Ｑｌが最大パル
ス幅で駆動される条件は、一般的に、定格負荷状態にお
いて出力電圧ｖＯを安定に保つことのできる入力電圧Ｅ
ｉｎが最低値Ｅ　１ｎ−ｓｉｎとなる場合である。

入力電圧変動および負荷変動に対して出力電圧ｖＯを一
定に保つため、最大パルス幅制限回路９３で定められる
最大パルス幅以内で、直線的にパルス幅変調されている
ものとすると、定格入力電圧Ｅｉｎにおいてパルス幅変
調回路９から出力される駆動パルスのパルス幅Ｔｏｎは
、 Ｔ　ｏｎ＝　Ｅ　ｉｎ、ｍｉｎ　＊　Ｔ　ｏｎ、ｗａｘ
／　Ｅ　ｉｎただしＴ　ｏｎ、ｍａｘは制限された最大
パルス幅で表わさせる。

ここで、フライバックコンバータとして動作する場合の
トランスＴ１は、その動作が励磁エネルギーの蓄積、放
出となることから、一種のりアクドルとしての機能をも
っていることがわかる。

従って、第９図或いは第１θ図〜第１２図に示すように
、印加される電圧と、駆動されるパルス幅と、自己イン
ダクタンスＬとの関係で、トランスＴ１に流れる電流は
不連続状態および連続状態の２通りのモードを示す、第
１０図（ａ）、第１１図（ａ）及び第１２図（ａ）はス
イッチ素子Ｑ１１７）コレクタ電圧Ｖｃｅの波形、第１
０図（ｂ）、第１１図（ｂ）及び第１２図（ｂ）は電流
波形である０本発明においては、負荷の変動範囲および
出力電圧の許容誤差から、トランスＴ１に流れる電流の
連続。

不連続の臨界点を設定する。つまり、 最低出力電力Ｐ　ｏ、ｍｉ　ｎ　＝　Ｅ　ｏ・Ｘ　Ｉ　
ｏ、ｍｉｎを設定することになる。この臨界点において
トランスＴ１を流れる電流の状態は第１１図に示すよう
になる。この電流連続、不連続の臨界点においては、 Ｐｏ、ｍ１ｎ＝Ｅ　ｏＸＩｏ、ｍ１ｎ ＝Ｅ２ｉｎＸＴ２ｏｎＸｆ／２Ｌ　（Ｗ）が成り立つ、
ここで、Ｔｏｎは定格入力電圧Ｅｉｎ時におけるパルス
の時間幅を用いる。つまり先に述べたように、 Ｔ　ｏｎ＝　Ｅ　ｉｎ、ｍｉｎ　＠　Ｔ　ｏｎ、ｍａｘ
／　Ｅ　ｉｎが代入され、次式によってトランスＴ１の
自己インダクタンスＬがめられる。

Ｌ＝Ｅ２ｉｎＸＴ２ｏｎＸｆ／２Ｐｏ、ｍｉｎ　（Ｈ）
即ち、所定の定格入力電圧Ｅｉｎと、駆動パルス幅Ｔｏ
ｎと、許容出力電圧変動値及び負荷変動範囲で決まる最
低出力電力値Ｐ　ｏ−ｍｉ　ｎによ・って自己インダク
タンスＬが決められる。

次にトランスに直流重畳がかかり出力電力を拡張する過
程を、第１３図（ａ）〜（ｄ）を参照して説明する０図
において、実線はトランスＴ１の１次電流を、破線は２
次電流を１次側に換算したものである。第１３図（ａ）
は無負荷あるいは軽負荷の場合、トランスＴ１を流れる
電流が不連続の場合を示す。同じく（ｂ）は前記した最
低出力電力Ｐｏ。

ｍｉｎの時にトランスＴ１を流れる電流が連続、不連続
の臨界状態である様子を示す、（Ｃ）及び（ｄ）は前記
最小負荷以上の負荷時においてトランスＴ１を流れる電
流が連続状態で、しかも直流バイアスつまり直流重畳が
かかっている様子を示す。

第１３図（ｃ）　、　（ｄ）の状態で、スイッチ素子Ｑ
１のオン／オフによりトランスＴｌ内を流れる１次電流
、２次電流の切替り時ａ、ｂ点においては、等アンペア
ターンの関係つまり Ｎｘ　＊　Ｉ　ｐ＝Ｎ２　、　Ｉ　ｓ が成り立っている。ここで、電流連続、不連続の臨界状
態が発生する最低出力電力以上の負荷が発生すると、出
力電圧Ｔｏが低下しようとする。しかし、制御回路３の
パルス幅変調回路９１は出力電圧■０を一定に保つよう
に駆動パルス幅を広げる。つまりパルス幅Ｔｏｎよりも
幾分広いパルスでスイッチ素子Ｑｌが駆動され、その時
の入力電圧および自己インダクタンス、パルス幅で決ま
る勾配の電流Ｉｐが流れトランスＴ１は励磁される。

一方、スイッチ素子Ｑ１のオフ期間には出力整流平滑回
路定数により一定の勾配でトランスＴ１より電流が吐き
出される。従って、電流連続、不連続状態におけるパル
ス幅以上でトランスＴ１が励磁エネルギーを蓄積、放出
された場合は、発振器６による駆動周波数が固定である
ため、スイッチ素子Ｑ１のオン期間に励磁されたエネル
ギーは、オフ期間に放出されるが、全エネルギーが放出
される前に次のサイクルに入り、スイッチ素子Ｑ１は再
びオンされる。つまり、トランスＱ１は直流バイアスを
された状態で次サイクルにおいて励磁が行なわれること
になる。直流バイアスＩｂがかかった状態で励磁および
エネルギー放出され、出力電圧ｖＯが一定となる状態で
バランスする。さらに重負荷の状態においては直流バイ
アス量が増す、こうしてトランスＱｒには直流重畳がか
かる。

また、トランスＴ１に直流重畳がかかっていない時、つ
まりトランスＴ１を流れる電流が第１３図（ａ）　、　
（ｂ）のような場合、あるいは従来回路方式では、トラ
ンスＴ１を励磁して取出すことのできる最大電力Ｐ１は Ｐ　１　＝　Ｅ２ｉｎ＊　Ｔ２ｏｎ＊　ｆ　／　２　Ｌ
　（Ｗ）で表わされる。これに対して直流バイアスＩｂ
がかかった第１３図（ｃ）　、　（ｄ）の状態において
は、トランスＴ１を励磁して取出すことのできる電力は
、 Ｐ　２　＝　（Ｅ　ｉｎ・Ｉ　ｂ　＊　Ｔｏｎ／　Ｔ）
＋　（Ｅ２ｉｎ＊　Ｔ２ｏｎ＊　ｆ　／　２　Ｌ）　（
Ｗ）従って、従来の回路方式に比較し、入力電圧Ｅｉｎ
、駆動パルス幅Ｔｏｎ、駆動周波数ｆ、自己インダクタ
ンスＬが同じ状態では Ｐ２−ＰｔｗＥｉｎ争　Ｉｂ＊Ｔｏｎ／Ｔ＝ＥｉｎｅＩ
ｂｅＴｏｎ＊ｆ　（Ｗ） だけ、本発明に係るスイッチング電源の方が余分に出力
電力が取出せることになり、高出力のスイッチング電源
を実現できる。

ところで、従来回路例においては、スイッチ素子Ｑ１で
あるトランジスタのベース電流を制御し、ベータ不足を
おこさせて、急速にオフさせる機能を利用しており、回
路条件を上手に設計すれば原理的に過電流あるいは最大
出力の制限が可能である。これに対して、本発明の回路
構成では、負荷が非常に重くなった場合、直流バイアス
Ｉｂが極度にかかり、最終的にはトランスＴＩが飽和し
、スイッチ素子Ｑｚを破壊してしまう危険がある。そこ
で、この実施例では、トランスＴ１を飽和させるような
電流が流れる前に過電流検出回路５により過電流状態を
直接、間接的に検出し、駆動パルスのパルス幅を狭くせ
しめ、直流バイアス量を低下させると同時に重力電圧Ｖ
Ｏをも低下させる過電流制限回路ｌＯを備える。または
、過電流（過負荷）状態を検出し、駆動パルスを遮断す
ることも可能である。この過電流（過負荷）検出回路の
検出値は、負荷変動範囲の最大値以上で、それに対応し
、トランスＴｚを流れる電流によってトランスＴ１が飽
和しない領域に設定される。

なお、従来例の自走型フライバックコンバータはバイポ
ーラトランジスタの電流増幅率を利用するので、スイッ
チ素子Ｑ１はトランジスタに限られるが、本発明ではス
イッチ機能をもたせれば良いため、電界効果トランジス
タのように電圧制御型の半導体スイッチ素子でも良い、
また、過電流検出は、抵抗あるいは電流検出トランスあ
るいは光結合素子などを用いても良く、出力巻線の回路
数を増やし、多出力型スイッチング電源とすることも可
能である。更に、スイッチ素子Ｑ１の安全動作領域を保
証すべくフライバック制限巻線Ｎ４を設けることも可能
である。また出力電圧精度を向上するため軽負荷時に自
己インダクタンスが大となるよう、コアと巻線の間ある
いはコアのギャップ部に特性の異なる磁性体または磁性
材料を挿入しても良い。

本発明の効果 以上述べたように、本発明は、トランスの巻線に直列に
接続されたスイッチ素子のオン、オフにより、前記トラ
ンスの巻線を通して与えられる直流入力をスイッチング
し、このスイッチ素子のオン期間に磁界中に蓄積された
励磁エネルギーを、オフ期間に整流平滑して負荷に直流
電力を供給するスイッチング電源において、トランスに
直流重畳をかけて駆動することを特徴とするから、負荷
の変動により発振周期が変化し、しかも小電方向きであ
るという従来技術の欠点を改善し、比較的安価で高出力
のフライバック型スイッチング電源を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は従来のフライバック、コンバータ型
スイッチング電源の電気回路図、第４図（ａ）は従来の
スイッチング電源の重負荷時におけるスイッチ素子のコ
レクタ電圧波形図、第４図（ｂ）は同じく電流波形図、
第５図（ａ）は従来のスイッチング電源の軽負荷時にお
けるスイッチ素子のコレクタ電圧波形図、第５図（ｂ）
は同じく電流波形図、第６図は従来のスイッチング電源
の間欠発振動作を示すスイッチング電圧波形図、第７図
は本発明に係るスイッチング電源の電気回路図、第８図
はパルス幅変調と最大パルス幅制限作用を説明する波形
図、第９図はフライバック、コンバータ型スイッチング
電源の出力電流−出力電圧特性図、第１０図（ａ）、第
１１図（ａ）及び第１２図（ａ）は負荷を変化させた場
合のスイッチ素子のコレクタ電圧波形図、第１０図（ｂ
）、第１１図（ｂ）及び第１２図（Ｃ）は同じく電流波
形図、第１３図は本発明に係るスイッチング電源の直流
重畳作用を説明する波形図である。 ３・・・制御回路　５・・・過電流検出回路６・・・発
振回路 ７・・拳出力電圧誤差増幅回路 ９・・・パルス幅変調回路 ９１・・・コンパレータ ９３嗜中・最大パルス幅制限回路 Ｑ　１ｅ・拳スイッチ素子 Ｔ１・争・トランス Ｎ１、Ｎ２・・・巻線 第１図 Ｔ＋ 第７ｍ 第８　図 第１３図 手続補正書 昭和５９年８月２０日 １、事件の表示 スイッチング電源 ３、補正をする者 伏動　大歳　寛 ５、補正命令の日付　昭和５９年７月１１日６、補正に
より増加する発明の数　０ ７、補　正　の　対　象　図面の簡単な説明の欄手続補
正書 昭和６０年１月３０日 昭和５９年特許願第８３５５０号 ２、発明の名称 スイッチング電源 □大歳寛 ６、補正により増加する発明の数　Ｏ 別　紙 ［ｌ）明細書第４頁第４行に、ｒ（Ｊ）、＋とあるを、
ｒ　（Ｗ）Ｊと補正する。 （２）明細書第７頁第１５行に、「発振周期」とあるの
を、「発振同期」と補正する。 ３）明細書第９頁第５行から同頁第６行に、トランスに
直流重畳をかけて」とあるのを「トランスに意図的に直
流重畳をかけて」と補正す４）明細書第２１頁第１５行
から同頁第１６行に、「フライバック、コンバータ型ス
イッチング電源」とあるのを、「フライバック型スイッ
チン電源」と補正する。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）　トランスの巻線に直列に接続されたスイッチ素
   子のオン、オフにより、前記トランスの巻線を通して与
   えられる直流入力をスイッチングし、このスイッチ素子
   のオン期間に磁界中に蓄積された励磁エネルギーを、オ
   フ期間に整流平滑して負荷に直流電力を供給するスイッ
   チング電源において、トランスに直流重畳をかけて駆動
   することを特徴とするスイッチング電源。
2. （２）　一定周期で発振する発振器と、駆動パルスの最
   大パルス幅を制限する最大パルス幅制限回路と、出力電
   圧を監視し出力変動に対応して駆動パルスのパルス幅を
   制御するパルス幅変調回路とを有し、前記トランスの駆
   動周期を一定にして直流重畳をかけることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項に記載のスイッチング電源。