JPH02254969A - スイッチトモード電源回路 - Google Patents
スイッチトモード電源回路Info
- Publication number
- JPH02254969A JPH02254969A JP2044648A JP4464890A JPH02254969A JP H02254969 A JPH02254969 A JP H02254969A JP 2044648 A JP2044648 A JP 2044648A JP 4464890 A JP4464890 A JP 4464890A JP H02254969 A JPH02254969 A JP H02254969A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- signal
- circuit
- power supply
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 39
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims abstract description 27
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 27
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000005347 demagnetization Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000000284 resting effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/40—Means for preventing magnetic saturation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、直流入力電圧端子間に結合された可制御スイ
ッチと誘導素子との直列接続と、該誘導素子に結合され
直流出力電圧を負荷に供給する整流器と、前記スイッチ
を交互に導通及び非導通にさせる制御回路とを具えたス
イッチトモード電源回路であって、前記整流器か導通し
ているとき前記誘導素子の両端間電圧か所定の極性を有
するものに関するものである。
ッチと誘導素子との直列接続と、該誘導素子に結合され
直流出力電圧を負荷に供給する整流器と、前記スイッチ
を交互に導通及び非導通にさせる制御回路とを具えたス
イッチトモード電源回路であって、前記整流器か導通し
ているとき前記誘導素子の両端間電圧か所定の極性を有
するものに関するものである。
（従来の技術）
このタイプの電源回路は欧州特許第１５５３６９号明細
書から既知である。この既知の電源回路は誘導素子か飽
和するのを阻止する回路を具えている。
書から既知である。この既知の電源回路は誘導素子か飽
和するのを阻止する回路を具えている。
この目的のために、この誘導素子の磁束を測定し、得ら
れた測定信号により可制御スイッチの導通時間を磁束が
許容レベルに維持されるように制御している。
れた測定信号により可制御スイッチの導通時間を磁束が
許容レベルに維持されるように制御している。
（発明が解決しようとする課題）
この既知の電源回路はかなり複雑であり、本発明の目的
は誘導素子の飽和を既知の電源回路より一層簡単に阻止
するようにした上述したタイプの電源回路を提供するこ
とにある。
は誘導素子の飽和を既知の電源回路より一層簡単に阻止
するようにした上述したタイプの電源回路を提供するこ
とにある。
この目的のために、本発明のスイッチトモード電源回路
においては、前記可制御スイッチを該スイッチの導通期
間に続く期間であって前記誘導素子両端間の電圧か前記
所定の極性を有している期間中のみ遮断状態にせしめる
スイッチング素子を前記制御回路に結合したことを特徴
とする。
においては、前記可制御スイッチを該スイッチの導通期
間に続く期間であって前記誘導素子両端間の電圧か前記
所定の極性を有している期間中のみ遮断状態にせしめる
スイッチング素子を前記制御回路に結合したことを特徴
とする。
本発明は次の認識に基づくものである。可制御スイッチ
が遮断されている期間中、誘導素子を減磁する電流が整
流器を経て流れる。この期間中にスイッチが例えば出力
電圧を一定に維持するための該スイッチの導通時間の制
御のために再び導通せしめられると、前記誘導素子は放
電し得ず、飽和してしまうことか起こり得る。本発明の
手段によれば誘導素子の両端間電圧が整流器の導通に対
応する極性を有した後であってスイッチが誘導素子に磁
化電流を流れさせる導通を終了した後にスイッチが遮断
状態に維持される。この場合、さもなければ変成器のイ
ンダクタンスと寄生キャパシタンスとにより生ずるリン
ギング効果によって発生し得る不安定状態は生じない。
が遮断されている期間中、誘導素子を減磁する電流が整
流器を経て流れる。この期間中にスイッチが例えば出力
電圧を一定に維持するための該スイッチの導通時間の制
御のために再び導通せしめられると、前記誘導素子は放
電し得ず、飽和してしまうことか起こり得る。本発明の
手段によれば誘導素子の両端間電圧が整流器の導通に対
応する極性を有した後であってスイッチが誘導素子に磁
化電流を流れさせる導通を終了した後にスイッチが遮断
状態に維持される。この場合、さもなければ変成器のイ
ンダクタンスと寄生キャパシタンスとにより生ずるリン
ギング効果によって発生し得る不安定状態は生じない。
本発明による回路手段は著しく簡単であり、集積化する
ことができる。
ことができる。
本発明の電源回路においては、前記スイッチング素子を
双安定素子とし、更に該双安定素子のセット入力端子に
セット信号を供給して該双安定素子を前記可制御スイッ
チを遮断状態に維持させる第１状態にせしめる手段と、
前記誘導素子に結合され前記双安定素子のリセット入力
端子にリセット信号を供給して該双安定素子を前記可制
御スイッチを導通維持させる第２状態にせしめるしきい
値電圧検出器とを具え、該検出器は前記誘導素子の両端
間電圧が所定のしきい値を越えるときに動作するように
するのが有利である。このようにすると、前記スイッチ
の２つの可能な状態の間の区別を有効にできる。
双安定素子とし、更に該双安定素子のセット入力端子に
セット信号を供給して該双安定素子を前記可制御スイッ
チを遮断状態に維持させる第１状態にせしめる手段と、
前記誘導素子に結合され前記双安定素子のリセット入力
端子にリセット信号を供給して該双安定素子を前記可制
御スイッチを導通維持させる第２状態にせしめるしきい
値電圧検出器とを具え、該検出器は前記誘導素子の両端
間電圧が所定のしきい値を越えるときに動作するように
するのが有利である。このようにすると、前記スイッチ
の２つの可能な状態の間の区別を有効にできる。
この減磁保護は、多数の巻線か誘導素子に結合されてい
る場合にはしきい値電圧検出器を最大巻数の巻線に接続
すると満足に得られる。
る場合にはしきい値電圧検出器を最大巻数の巻線に接続
すると満足に得られる。
本発明の電源回路においては、前記双安定素子のリセッ
ト入力端子に供給されるリセット信号を遅延する可調整
遅延素子を前記しきい値電圧検出器と前記リセット入力
端子との間に結合するのか好ましい。これにより、遮断
期間の開始時に寄生キャパシタンスと漏洩インダクタン
スにより生ずるリンギング効果が発生し誘導素子の両端
間電圧が場合によっては零になり次で反対極性になって
可制御スイッチか導通してしまうことを阻止することが
できる。
ト入力端子に供給されるリセット信号を遅延する可調整
遅延素子を前記しきい値電圧検出器と前記リセット入力
端子との間に結合するのか好ましい。これにより、遮断
期間の開始時に寄生キャパシタンスと漏洩インダクタン
スにより生ずるリンギング効果が発生し誘導素子の両端
間電圧が場合によっては零になり次で反対極性になって
可制御スイッチか導通してしまうことを阻止することが
できる。
（実施例）
本発明を図面を参照して実施例につき説明する。
第１図の電源回路はＮＰＮスイッチングトランジスタＴ
ｒの形態の可制御スイッチを具える。このトランジスタ
のコレクタは変成器Ｔの一次巻線Ｌ１に接続し、エミッ
タは大地に接続する。巻線Ｌ１の他端は直流入力電圧源
ＶＩの正端子に接続する。この電圧源は例えば主電源整
流器であり、その負端子を大地に接続する。トランジス
タＴｒのペースリードをこのトランジスタを交互にター
ンオン及びオフする制御回路ｌに接続する。
ｒの形態の可制御スイッチを具える。このトランジスタ
のコレクタは変成器Ｔの一次巻線Ｌ１に接続し、エミッ
タは大地に接続する。巻線Ｌ１の他端は直流入力電圧源
ＶＩの正端子に接続する。この電圧源は例えば主電源整
流器であり、その負端子を大地に接続する。トランジス
タＴｒのペースリードをこのトランジスタを交互にター
ンオン及びオフする制御回路ｌに接続する。
変成器Ｔは複数の二次巻線を有する。これら巻線の１つ
Ｌ２はその一端を接地し、その他端を整流器Ｄ０のアノ
ードに接続する。この整流器のカソードを平滑コンデン
サＣ０及び抵抗Ｒで示す負荷に接続する。コンデンサＣ
０と抵抗Ｒの他端は接地する。
Ｌ２はその一端を接地し、その他端を整流器Ｄ０のアノ
ードに接続する。この整流器のカソードを平滑コンデン
サＣ０及び抵抗Ｒで示す負荷に接続する。コンデンサＣ
０と抵抗Ｒの他端は接地する。
巻線Ｌ＋及びＬ２の巻回方向（慣例に従って“で示しで
ある）並びに整流器Ｄ０の導通方向は動作中に一方の巻
線を経て電流が流れるとき他方の巻線に電流か流れない
ように選択する。直流出力電圧■。は負荷Ｒの両端間に
供給される。これらの素子は既知のタイプのスイッチト
モード電源回路の一部分を構成し、この回路ではトラン
ジスタがターンオンする期間の持続時間の制御によって
出力電圧Ｖ０が入力電圧ｖＩ及び負荷Ｒの値と無関係の
略々一定値を有するようにする。第１図の回路は、例え
ばテレビジョン受信機の電源回路とすることができる。
ある）並びに整流器Ｄ０の導通方向は動作中に一方の巻
線を経て電流が流れるとき他方の巻線に電流か流れない
ように選択する。直流出力電圧■。は負荷Ｒの両端間に
供給される。これらの素子は既知のタイプのスイッチト
モード電源回路の一部分を構成し、この回路ではトラン
ジスタがターンオンする期間の持続時間の制御によって
出力電圧Ｖ０が入力電圧ｖＩ及び負荷Ｒの値と無関係の
略々一定値を有するようにする。第１図の回路は、例え
ばテレビジョン受信機の電源回路とすることができる。
変成器Ｔの複数の二次巻線の負荷は受信機内の複数の回
路とすることができる。これら二次巻線の１つＬ３には
電流か一次巻線り、を経て流れるときこれと同一期間中
電流か流れる。
路とすることができる。これら二次巻線の１つＬ３には
電流か一次巻線り、を経て流れるときこれと同一期間中
電流か流れる。
出力電圧ｖ０を関数発生器２、始動回路３及び安全回路
４に供給する。関数発生器２及び始動回路３の他端を選
択回路５に接続する。巻線Ｌ２及びＬ３をのこぎり波発
生器６に接続する。これにより発生されたのこぎり波信
号と選択回路５からの出力信号をパルス持続時間変調器
７に供給し、その出力信号を制御回路８に供給する。変
成器Ｔの二次巻線Ｌ４をスタンバイ回路９に接続する。
４に供給する。関数発生器２及び始動回路３の他端を選
択回路５に接続する。巻線Ｌ２及びＬ３をのこぎり波発
生器６に接続する。これにより発生されたのこぎり波信
号と選択回路５からの出力信号をパルス持続時間変調器
７に供給し、その出力信号を制御回路８に供給する。変
成器Ｔの二次巻線Ｌ４をスタンバイ回路９に接続する。
この回路９の他端を制御段８に結合し、この制御段８を
回路ｌに結合する。
回路ｌに結合する。
第２図は第１図の電源回路の詳細回路図を示す。
２つの抵抗１１及び１２の直列接続を出力電圧ｖ０と大
地との間に接続する。関数発生器２は差動増幅器２３を
具え、その反転入力端子を抵抗１１及び１２の共通接続
点に接続する。この接続点は電圧■。に比例する電圧ｖ
ｔｂを有する。他の実施例では分圧器１１゜１２を省略
することかできる。加算段２４の入力端子を前記接続点
に接続する。電流源２５を加算段２４の他方の入力端子
に接続し、抵抗２６をこの入力端子と大地との間に接続
する。基準電圧を増幅器２３の非反転入力端子に接続す
る。負帰還電圧Ｖｒｂと基準電圧との差を増幅器２３で
増幅すると共に、加算段２４て電圧ｖｔｂを電流源２５
により抵抗２６の両端間に発生させた電圧に加える。段
２４の出力端子に得られた和電圧をリミッタ２７に供給
する。このようにして得られた電圧と増幅器２３の出力
端子に存在する電圧とを最小値伝送回路２８に供給する
。この回路はこれら電圧の低い方を選択回路５に通過さ
せる。回路５は始動回路３から発生する電圧も受信する
。回路５も最小値伝送回路であり、回路５の２つの入力
電圧の低い方を差動増幅器として構成した変調器７の反
転入力端子に通過させてこの変調器を出力電圧■。の関
数として制御させる。この電源回路の常規動作状態では
回路２８の出力電圧か回路３からの電圧より常に低いた
め、前者の電圧が回路５へ通過する。実際にはこのよう
な最小値伝送回路は２個のエミッタ結合ｐｎｐ トラン
ジスタで構成し、それらのベースを比較すべき格別の電
圧に接続してこれらの電圧のうち低い方が関連するトラ
ンジスタをターンオンするように構成することができる
。
地との間に接続する。関数発生器２は差動増幅器２３を
具え、その反転入力端子を抵抗１１及び１２の共通接続
点に接続する。この接続点は電圧■。に比例する電圧ｖ
ｔｂを有する。他の実施例では分圧器１１゜１２を省略
することかできる。加算段２４の入力端子を前記接続点
に接続する。電流源２５を加算段２４の他方の入力端子
に接続し、抵抗２６をこの入力端子と大地との間に接続
する。基準電圧を増幅器２３の非反転入力端子に接続す
る。負帰還電圧Ｖｒｂと基準電圧との差を増幅器２３で
増幅すると共に、加算段２４て電圧ｖｔｂを電流源２５
により抵抗２６の両端間に発生させた電圧に加える。段
２４の出力端子に得られた和電圧をリミッタ２７に供給
する。このようにして得られた電圧と増幅器２３の出力
端子に存在する電圧とを最小値伝送回路２８に供給する
。この回路はこれら電圧の低い方を選択回路５に通過さ
せる。回路５は始動回路３から発生する電圧も受信する
。回路５も最小値伝送回路であり、回路５の２つの入力
電圧の低い方を差動増幅器として構成した変調器７の反
転入力端子に通過させてこの変調器を出力電圧■。の関
数として制御させる。この電源回路の常規動作状態では
回路２８の出力電圧か回路３からの電圧より常に低いた
め、前者の電圧が回路５へ通過する。実際にはこのよう
な最小値伝送回路は２個のエミッタ結合ｐｎｐ トラン
ジスタで構成し、それらのベースを比較すべき格別の電
圧に接続してこれらの電圧のうち低い方が関連するトラ
ンジスタをターンオンするように構成することができる
。
第３ａ図の実線は始動回路３が不作動の場合における素
子２及び５の伝達特性、即ち回路５が通過させる電圧Ｖ
、の変化を電圧■。の関数として示す図である。電圧ｖ
０が零のとき、電圧Ｖ、は素子２５及び２６により設定
し得る所定値Ｖ、。（第３ａ図の点Ａ）を有する。特性
曲線は■。＝■。−二おいて所定値ｖ、１（点Ｂ）にな
るまで直線的に上昇する。電圧■。がＶＯＩ より高く
なると、リミッタ２７が作用し、電圧ｖ０をそれ以上増
大させない。値■。１より高く、値■。２ （点Ｃ）よ
り低い値の電圧■。では増幅器２３の出力電圧はリミッ
タ２７の電圧より高いため、回路５は後者の電圧を通過
させる。ＶＯ２より高い値の電圧■。では、増幅器２３
の出力電圧かりミッタ２７の電圧より低くなるため、増
幅器２３の出力電圧か通過する。この電圧は電圧ｖ０の
増大に対し極めて急激に減少して点りで零になる。
子２及び５の伝達特性、即ち回路５が通過させる電圧Ｖ
、の変化を電圧■。の関数として示す図である。電圧ｖ
０が零のとき、電圧Ｖ、は素子２５及び２６により設定
し得る所定値Ｖ、。（第３ａ図の点Ａ）を有する。特性
曲線は■。＝■。−二おいて所定値ｖ、１（点Ｂ）にな
るまで直線的に上昇する。電圧■。がＶＯＩ より高く
なると、リミッタ２７が作用し、電圧ｖ０をそれ以上増
大させない。値■。１より高く、値■。２ （点Ｃ）よ
り低い値の電圧■。では増幅器２３の出力電圧はリミッ
タ２７の電圧より高いため、回路５は後者の電圧を通過
させる。ＶＯ２より高い値の電圧■。では、増幅器２３
の出力電圧かりミッタ２７の電圧より低くなるため、増
幅器２３の出力電圧か通過する。この電圧は電圧ｖ０の
増大に対し極めて急激に減少して点りで零になる。
のこぎり波発生器６は電流源６２により充電されるコン
デンサ６１を含んでいる。電流源６２の電流値は巻線り
、に接続された抵抗６３により決定される。
デンサ６１を含んでいる。電流源６２の電流値は巻線り
、に接続された抵抗６３により決定される。
巻線Ｌ３は巻線Ｌ１と同時に電流を流すため、電流源６
２はトランジスタＴｒの導通期間中動作する。巻線Ｌ２
の電圧を差動増幅器６４により例えば１００ｍＶの基準
電圧と比較する。巻線Ｌ２両端間の電圧かこの基準値を
越えるとき（これはトランジスタＴｒがターンオフする
期間中に生ずる）、コンデンサ６１と並列に接続された
スイッチ６５が導通してこのコンデンサを放電させる。
２はトランジスタＴｒの導通期間中動作する。巻線Ｌ２
の電圧を差動増幅器６４により例えば１００ｍＶの基準
電圧と比較する。巻線Ｌ２両端間の電圧かこの基準値を
越えるとき（これはトランジスタＴｒがターンオフする
期間中に生ずる）、コンデンサ６１と並列に接続された
スイッチ６５が導通してこのコンデンサを放電させる。
放電の開始瞬時は遅延素子６６により遅延させる。その
理由については後述する。
理由については後述する。
これらの構成によって、トランジスタＴｒのコレクタ電
流のピーク値及び電圧Ｖｌの値の尺度であるピーク値を
有するのこぎり波電圧がコンデンサ６１の両端間に発生
する。約１００ｍＶの電圧を加算段６７によりこののこ
ぎり波電圧に加え、得られた電圧ｖ８を増幅器７の非反
転入力端子に供給する。他の実施例ではこののこぎり波
発生器を発振器とすることができる。
流のピーク値及び電圧Ｖｌの値の尺度であるピーク値を
有するのこぎり波電圧がコンデンサ６１の両端間に発生
する。約１００ｍＶの電圧を加算段６７によりこののこ
ぎり波電圧に加え、得られた電圧ｖ８を増幅器７の非反
転入力端子に供給する。他の実施例ではこののこぎり波
発生器を発振器とすることができる。
動作状態において、増幅器７は選択回路５を通過した出
力電圧Ｖ、を電圧Ｖ、と比較する。制御回路８は一方の
入力端子か増幅器７の出力端子に接続されたＯＲゲート
８１を有している。増幅器７の出力信号は第２ＯＲゲー
ト８２を経て、発光ダイオード８４を駆動する制御段８
３に到達する。ダイオード８４はトランジスタＴｒの制
御回路１の一部を構成する光感知素子に光学的に結合す
る。電圧Ｖ、が電圧Ｖ、より低くなる瞬時に、増幅器７
の出力信号が高くなってダイオード８４が電流を流す。
力電圧Ｖ、を電圧Ｖ、と比較する。制御回路８は一方の
入力端子か増幅器７の出力端子に接続されたＯＲゲート
８１を有している。増幅器７の出力信号は第２ＯＲゲー
ト８２を経て、発光ダイオード８４を駆動する制御段８
３に到達する。ダイオード８４はトランジスタＴｒの制
御回路１の一部を構成する光感知素子に光学的に結合す
る。電圧Ｖ、が電圧Ｖ、より低くなる瞬時に、増幅器７
の出力信号が高くなってダイオード８４が電流を流す。
制御回路ｌは既知のようにこのときトランジスタＴｒを
ターンオフするようにする。しかし、電圧Ｖ、がＶ。
ターンオフするようにする。しかし、電圧Ｖ、がＶ。
より高くなる瞬時に、トランジスタＴｒがターンオンす
る。電圧ｖｒか電圧Ｖ、に対し低くなるほどトランジス
タＴｒの導通時間が短くなり、またその逆となる。この
結果、電圧■。の制御が得られる。
る。電圧ｖｒか電圧Ｖ、に対し低くなるほどトランジス
タＴｒの導通時間が短くなり、またその逆となる。この
結果、電圧■。の制御が得られる。
例えば負荷が減少し、電圧Ｖ。か増大する場合、電圧Ｖ
、が減少する（第３ａ図の線分ＣＤ）。この結果、ダイ
オード８４か他の場合より一層早い瞬時に導通してトラ
ンジスタＴｒを一層早い瞬時にターンオフさせる。これ
によりコレクタ電流のピーク値か減少する。また、トラ
ンジスタＴｒの導通時間中に変成器Ｔに蓄積されるエネ
ルギーが減少し、電圧■。
、が減少する（第３ａ図の線分ＣＤ）。この結果、ダイ
オード８４か他の場合より一層早い瞬時に導通してトラ
ンジスタＴｒを一層早い瞬時にターンオフさせる。これ
によりコレクタ電流のピーク値か減少する。また、トラ
ンジスタＴｒの導通時間中に変成器Ｔに蓄積されるエネ
ルギーが減少し、電圧■。
の増大を抑える。負荷の増大時には逆のことが起こり、
即ちトランジスタＴｒの導通時間が増大する。
即ちトランジスタＴｒの導通時間が増大する。
また、電圧ｖＩか増大して電圧■。が増大する場合、電
圧Ｖ、も増大するため、前記導通時間が短くなり、ｖｏ
を安定化させる。
圧Ｖ、も増大するため、前記導通時間が短くなり、ｖｏ
を安定化させる。
第３ｂ図の実線はこの電源回路の出力特性、即ち出力電
圧Ｖ０の変化を負荷Ｒを流れる出力電流Ｉ０の関数とし
て示す図である。この特性は電圧Ｖ、が電圧■。の関数
として第３ａ図に示すような変化を有する事実のために
所定の形状を有する。第３ｂ図の特性は電流■。の値Ｏ
と所定値との間（第３ｂ図の点Ｋ及びＬ間）では略々水
平な直線である。電流■。
圧Ｖ０の変化を負荷Ｒを流れる出力電流Ｉ０の関数とし
て示す図である。この特性は電圧Ｖ、が電圧■。の関数
として第３ａ図に示すような変化を有する事実のために
所定の形状を有する。第３ｂ図の特性は電流■。の値Ｏ
と所定値との間（第３ｂ図の点Ｋ及びＬ間）では略々水
平な直線である。電流■。
がちつと高くなると電圧が僅かに減少すると共に電流が
僅かに増大して最大値ｌ０１６、（点Ｍ）に到達し、斯
かる後に電圧及び電流の双方が急激に減少する。このと
き特性はＩ０軸上の低い値、即ち短絡負荷（■。＝０）
時の値に対応する点Ｐに到達する略々直線になる。この
ような特性は電流折り返し特性の名で知られている。第
３ａ及び３ｂ図の特性図は互いに対応し、もっと詳しく
言うと点Ａか点Ｐに、点Ｂが点Ｍに、点Ｃが点しに、点
りが点Ｋに対応する。第３ｂ図には抵抗Ｒが公称値のと
きのこの抵抗を表わす直線も示しである。この直線は線
分ＫＬと点Ｗで交差し、この点Ｗは公称動作点を表し、
第３ａ図の線分ＣＤ上の点Ｅに対応する。トランジスタ
Ｔｒの導通期間の制御は、動作点を点Ｗを中心に線分Ｋ
Ｌに沿って移動させることを意味する。
僅かに増大して最大値ｌ０１６、（点Ｍ）に到達し、斯
かる後に電圧及び電流の双方が急激に減少する。このと
き特性はＩ０軸上の低い値、即ち短絡負荷（■。＝０）
時の値に対応する点Ｐに到達する略々直線になる。この
ような特性は電流折り返し特性の名で知られている。第
３ａ及び３ｂ図の特性図は互いに対応し、もっと詳しく
言うと点Ａか点Ｐに、点Ｂが点Ｍに、点Ｃが点しに、点
りが点Ｋに対応する。第３ｂ図には抵抗Ｒが公称値のと
きのこの抵抗を表わす直線も示しである。この直線は線
分ＫＬと点Ｗで交差し、この点Ｗは公称動作点を表し、
第３ａ図の線分ＣＤ上の点Ｅに対応する。トランジスタ
Ｔｒの導通期間の制御は、動作点を点Ｗを中心に線分Ｋ
Ｌに沿って移動させることを意味する。
この座標系の原点０と点りとを結ぶ直線は抵抗Ｒの最小
値を示す。点Ａは短絡出力の場合のトランジスタＴｒの
最小導通期間を決定し、その設定は両特性に影響を与え
、これを第３図に実線ＡＢ及びＭＰに平行な破線で示し
である。トランジスタＴｒのコレクタ電流の最大値はリ
ミッタ２７により決まり、従って電圧Ｖ、及び電流■。
値を示す。点Ａは短絡出力の場合のトランジスタＴｒの
最小導通期間を決定し、その設定は両特性に影響を与え
、これを第３図に実線ＡＢ及びＭＰに平行な破線で示し
である。トランジスタＴｒのコレクタ電流の最大値はリ
ミッタ２７により決まり、従って電圧Ｖ、及び電流■。
の最大値により決まる。
加算段６７によって、電圧Ｖ、のレベルを例えば無負荷
動作状態において電圧Ｖ、より低くし、動作点を点り、
即ちトランジスタＴｒの導通期間が零になる点に移動さ
せることができる。
動作状態において電圧Ｖ、より低くし、動作点を点り、
即ちトランジスタＴｒの導通期間が零になる点に移動さ
せることができる。
始動回路３はコンデンサ３２の形態の蓄積素子を充電す
る電流源３１を具える。素子３１及び３２の共通接続点
を差動増幅器３３の非反転入力端子に接続し、その反転
入力端子を抵抗１１及び１２の共通接続点に接続する。
る電流源３１を具える。素子３１及び３２の共通接続点
を差動増幅器３３の非反転入力端子に接続し、その反転
入力端子を抵抗１１及び１２の共通接続点に接続する。
増幅器３３の出力端子をＡＮＤゲート３４の入力端子に
接続する。加算回路３５の一方の入力端子を素子２５及
び２６の共通接続点に接続し、他方の入力端子を素子３
７及び３２の共通接続点に接続し、出力端子を回路５の
第２入力端子に接続する。ゲート３４の出力によりコン
デンサ３２に並列に接続されたスイッチ３６を動作させ
る。
接続する。加算回路３５の一方の入力端子を素子２５及
び２６の共通接続点に接続し、他方の入力端子を素子３
７及び３２の共通接続点に接続し、出力端子を回路５の
第２入力端子に接続する。ゲート３４の出力によりコン
デンサ３２に並列に接続されたスイッチ３６を動作させ
る。
安全回路４は過電圧保護回路である。電圧■。と大地と
の間に直列に接続された２個の抵抗１３及び１４の共通
接続点の電圧を差動増幅器４１により例えば２．５■の
基準電圧と比較する。この増幅器４１の出力端子をフリ
ップフロップ４２のセット入力端子に接続する。フリッ
プフロップ４２の非反転出力Ｑによりコンデンサ３２の
放電電流源４３を制御すると共に、この出力Ｑをゲート
８２の第２入力端子に接続する。フリップフロップ４２
の反転出力Ｑをゲート３４の第２入力端子に接続する。
の間に直列に接続された２個の抵抗１３及び１４の共通
接続点の電圧を差動増幅器４１により例えば２．５■の
基準電圧と比較する。この増幅器４１の出力端子をフリ
ップフロップ４２のセット入力端子に接続する。フリッ
プフロップ４２の非反転出力Ｑによりコンデンサ３２の
放電電流源４３を制御すると共に、この出力Ｑをゲート
８２の第２入力端子に接続する。フリップフロップ４２
の反転出力Ｑをゲート３４の第２入力端子に接続する。
コンデンサ３２の電圧を差動増幅器４４により例えば１
００ｍＶの基準電圧と比較し、その出力端子をフリップ
フロップ４２のリセット入力端子に接続する。
００ｍＶの基準電圧と比較し、その出力端子をフリップ
フロップ４２のリセット入力端子に接続する。
この電源回路の常規動作状態においては、抵抗１３及び
１４の共通接続点の電圧は約２．５■より低い。
１４の共通接続点の電圧は約２．５■より低い。
フリップフロップ４２によりゲート３４に供給される信
号は“１″であり、電流源４３は不作動にされる。
号は“１″であり、電流源４３は不作動にされる。
電流源３１によりコンデンサ３２の両端間に発生されて
いる電圧Ｖ ｓ ｓが電圧ｖ０より高い場合、スイッチ
３６が導通してこのコンデンサを急速に放電させ、電圧
Ｖ８８が減少する。逆の場合にはスイッチ３６か遮断さ
れて前記電圧が増大する。これから、電圧Ｖ ｓ ｓは
常に電圧Ｖ ｒｂの値にクランプされること明らかであ
る。この値は常規動作状態中略々を一定であり、且つ関
数発生器２により回路５に供給される電圧より高く、従
って出力電圧の制御に何の影響も与えない。破線で示す
抵抗３９をコンデンサ３２と並列に配置することもでき
る。これによりこのコンデンサの電圧を電流源３１によ
りこの抵抗の両端間に発生する電圧降下の値に減少させ
ることができる。この抵抗の値は段３５により回路５に
供給する電圧がこの回路の入力電圧のなかで最小になる
ように選択してトランジスタＴｒがもっと速くターンオ
フするようにすることができる。これから、この抵抗値
の設置によってトランジスタＴｒのコレクタ電流のピー
ク値を始動回路３によって所定値にセットすることがで
きるようになること明らかである。
いる電圧Ｖ ｓ ｓが電圧ｖ０より高い場合、スイッチ
３６が導通してこのコンデンサを急速に放電させ、電圧
Ｖ８８が減少する。逆の場合にはスイッチ３６か遮断さ
れて前記電圧が増大する。これから、電圧Ｖ ｓ ｓは
常に電圧Ｖ ｒｂの値にクランプされること明らかであ
る。この値は常規動作状態中略々を一定であり、且つ関
数発生器２により回路５に供給される電圧より高く、従
って出力電圧の制御に何の影響も与えない。破線で示す
抵抗３９をコンデンサ３２と並列に配置することもでき
る。これによりこのコンデンサの電圧を電流源３１によ
りこの抵抗の両端間に発生する電圧降下の値に減少させ
ることができる。この抵抗の値は段３５により回路５に
供給する電圧がこの回路の入力電圧のなかで最小になる
ように選択してトランジスタＴｒがもっと速くターンオ
フするようにすることができる。これから、この抵抗値
の設置によってトランジスタＴｒのコレクタ電流のピー
ク値を始動回路３によって所定値にセットすることがで
きるようになること明らかである。
上述の電源回路を具えるテレビジョン受信機のスイッチ
オン時においては全ての電圧が最初零である。増幅器２
３の出力電圧は高電圧になる。電流源２５により抵抗２
６の両端間に電圧降下が生じ、これが段３５によりコン
デンサ３２両端間のゆっくり増大する電圧に加えられる
。前記電圧降下は回路５を介してトランジスタＴｒの最
短導通期間を決定し、この期間中エネルギーが変成器Ｔ
に供給される。
オン時においては全ての電圧が最初零である。増幅器２
３の出力電圧は高電圧になる。電流源２５により抵抗２
６の両端間に電圧降下が生じ、これが段３５によりコン
デンサ３２両端間のゆっくり増大する電圧に加えられる
。前記電圧降下は回路５を介してトランジスタＴｒの最
短導通期間を決定し、この期間中エネルギーが変成器Ｔ
に供給される。
これかためこの電源回路の出力電圧が増大する。
最小値検出器３７が巻線り、から整流器ＤＩ、により取
り出した平滑コンデンサＣｂ間に存在する直流電圧ｖｂ
（第１図）を例えば６ｖの基準値と比較する。電圧Ｖ
、がこの値より低い限り、検出器３７により制御段８３
を阻止し、これによりソフトな始動を可能にする。電流
源３１がコンデンサ３２を充電するため電圧ｖ、８がゆ
っくり、即ち発生器２の出力電圧よりゆっくり増大し、
回路３により回路５に供給される電圧が発生器２の電圧
より低くなる。
り出した平滑コンデンサＣｂ間に存在する直流電圧ｖｂ
（第１図）を例えば６ｖの基準値と比較する。電圧Ｖ
、がこの値より低い限り、検出器３７により制御段８３
を阻止し、これによりソフトな始動を可能にする。電流
源３１がコンデンサ３２を充電するため電圧ｖ、８がゆ
っくり、即ち発生器２の出力電圧よりゆっくり増大し、
回路３により回路５に供給される電圧が発生器２の電圧
より低くなる。
従って、回路３の電圧が回路５により電圧ｖｒとして変
調器７に通されるため、トランジスタＴｒの導通期間か
ゆっくり増大する。この導通期間は発生器２の出力電圧
の制御による場合より短い。電圧Ｖ ｓ ｓが増大する
速度はコンデンサ３２の容量値の選択により設定する。
調器７に通されるため、トランジスタＴｒの導通期間か
ゆっくり増大する。この導通期間は発生器２の出力電圧
の制御による場合より短い。電圧Ｖ ｓ ｓが増大する
速度はコンデンサ３２の容量値の選択により設定する。
常規動作状態は段３５により回路５に供給される電圧か
回路２８により回路５に供給される電圧を越えると同時
に始まり、これは出力電圧■。が値■。２に到達したと
きに起こり、常規動作状態では関数発生器２３の電圧が
選択回路５を介してトランジスタＴｒの導通期間の持続
時間を制御する変調器７に供給され、電圧Ｖ ｓ ｇは
最早この導通期間の制御に何の影響も与えず略々一定に
維持される。第３図において、この始動回路の特性曲線
を破線ＡＥ及びＰＷでプロットしである。
回路２８により回路５に供給される電圧を越えると同時
に始まり、これは出力電圧■。が値■。２に到達したと
きに起こり、常規動作状態では関数発生器２３の電圧が
選択回路５を介してトランジスタＴｒの導通期間の持続
時間を制御する変調器７に供給され、電圧Ｖ ｓ ｇは
最早この導通期間の制御に何の影響も与えず略々一定に
維持される。第３図において、この始動回路の特性曲線
を破線ＡＥ及びＰＷでプロットしである。
電圧Ｖ、は第２図の回路の大部分を含む集積回路の電源
電圧である。巻線Ｌ３から取り出したこの電圧Ｖ、の値
はｖｏの値に依存しないでＶ、の値に依存する点に注意
されたい。これはこの集積回路は短絡電圧■。の場合に
も動作しなければならないためである。動作中に電圧Ｖ
１．が集積回路が正しく動作し得なくなる５ｖより低く
なると、ダイオード８４か全く導通しなくなってトラン
ジスタＴｒが連続的に導通し、トランジスタが損傷して
しまう。
電圧である。巻線Ｌ３から取り出したこの電圧Ｖ、の値
はｖｏの値に依存しないでＶ、の値に依存する点に注意
されたい。これはこの集積回路は短絡電圧■。の場合に
も動作しなければならないためである。動作中に電圧Ｖ
１．が集積回路が正しく動作し得なくなる５ｖより低く
なると、ダイオード８４か全く導通しなくなってトラン
ジスタＴｒが連続的に導通し、トランジスタが損傷して
しまう。
この問題は、電圧■、が６ｖより高いときトランジスタ
の制御を釈放する機能を制御回路Ｉが有しているため避
けられる。更にスイッチ３６と並列に配置されたスイッ
チ３８が検出器３７の制御の下で導通するためコンデン
サ３２がリセットされる。
の制御を釈放する機能を制御回路Ｉが有しているため避
けられる。更にスイッチ３６と並列に配置されたスイッ
チ３８が検出器３７の制御の下で導通するためコンデン
サ３２がリセットされる。
電圧■。か常規動作状態における値より著しく低い場合
、電圧Ｖ０がこれに比例して減少する。電圧Ｖ ｓ ｓ
もＶ ｌｂの値に従って減少するため、加算段３５の出
力電圧が発生器２の電圧より低くなり、変調器へ供給さ
れる。この状態は過負荷の場合に起こり、この場合には
抵抗Ｒが小さい値Ｒ′を示して第３ｂ図に示すように負
荷線か特性曲線の線分ＭＰ上に位置する動作点Ｊで特性
曲線と交差するようになる。しかし、抵抗１３及び１４
の共通接続点の保護レベルか２．５■より高くなる程度
まで電圧ｖ０か増大すると、フリップフロップ４２がセ
ットされる。
、電圧Ｖ０がこれに比例して減少する。電圧Ｖ ｓ ｓ
もＶ ｌｂの値に従って減少するため、加算段３５の出
力電圧が発生器２の電圧より低くなり、変調器へ供給さ
れる。この状態は過負荷の場合に起こり、この場合には
抵抗Ｒが小さい値Ｒ′を示して第３ｂ図に示すように負
荷線か特性曲線の線分ＭＰ上に位置する動作点Ｊで特性
曲線と交差するようになる。しかし、抵抗１３及び１４
の共通接続点の保護レベルか２．５■より高くなる程度
まで電圧ｖ０か増大すると、フリップフロップ４２がセ
ットされる。
このときフリップフロップ４２の出力０９月になるため
電流源４３か動作し、コンデンサ３２がゆっくり放電さ
れ、電圧Ｖ１．か減少する。同時にゲート３４が出力て
により遮断され、スイッチ３６が駆動されてなくなり、
電圧■。は始動回路に何の影響も与えなくなる。さもな
ければ電圧Ｖ ａ ａがＶ ｔｂに等しくなってコンデ
ンサ３２の放電が負荷電流により影響される。制御段８
３はフリップフロップ４２によりゲート８２を介して制
御され、ダイオード８４を連続的に導通させてトランジ
スタＴ「をターンオフさせる。
電流源４３か動作し、コンデンサ３２がゆっくり放電さ
れ、電圧Ｖ１．か減少する。同時にゲート３４が出力て
により遮断され、スイッチ３６が駆動されてなくなり、
電圧■。は始動回路に何の影響も与えなくなる。さもな
ければ電圧Ｖ ａ ａがＶ ｔｂに等しくなってコンデ
ンサ３２の放電が負荷電流により影響される。制御段８
３はフリップフロップ４２によりゲート８２を介して制
御され、ダイオード８４を連続的に導通させてトランジ
スタＴ「をターンオフさせる。
過負荷の場合も過電圧の場合も電圧Ｖ ａ ｓは低くな
る。電圧ｙ ｓｓがｌｏＯｍＶより低くなる瞬時に、フ
リップフロップ４２か増幅器４４によりリセットされる
ため、コンデンサ３２の放電か遮断されると共にゲート
３４か再び“ｌ”を受信し、トランジスタＴｒがリリー
スされる。このとき新たな始動を始めることかできる。
る。電圧ｙ ｓｓがｌｏＯｍＶより低くなる瞬時に、フ
リップフロップ４２か増幅器４４によりリセットされる
ため、コンデンサ３２の放電か遮断されると共にゲート
３４か再び“ｌ”を受信し、トランジスタＴｒがリリー
スされる。このとき新たな始動を始めることかできる。
スタンバイ回路９は、巻線Ｌ４に接続され且つスイッチ
ング信号の制御の下で電源回路の出力電圧を著しく減少
せしめる段９１を具えている。この段９１は比較段９２
に接続し、その出力端子をゲート８２の第３入力端子に
接続する。スタンバイ状態においては周期的に中断され
る発振が低い周波数で発生する（バーストモード）。斯
かる回路は特開昭６２−４８２６５号に開示されている
。巻線Ｌ４の電圧が所定レベルを越えると、ダイオード
８４が導通してトランジスタＴｒをターンオフさせるた
め、前記電圧が再び減少する。これらの状態の下でこの
電圧が常規のレベルより低い別のレベルに到達すると、
段８３か再び遮断されてトランジスタＴｒがターンオン
する。
ング信号の制御の下で電源回路の出力電圧を著しく減少
せしめる段９１を具えている。この段９１は比較段９２
に接続し、その出力端子をゲート８２の第３入力端子に
接続する。スタンバイ状態においては周期的に中断され
る発振が低い周波数で発生する（バーストモード）。斯
かる回路は特開昭６２−４８２６５号に開示されている
。巻線Ｌ４の電圧が所定レベルを越えると、ダイオード
８４が導通してトランジスタＴｒをターンオフさせるた
め、前記電圧が再び減少する。これらの状態の下でこの
電圧が常規のレベルより低い別のレベルに到達すると、
段８３か再び遮断されてトランジスタＴｒがターンオン
する。
過負荷がトランジスタＴｒの導通期間中の瞬時に生じる
と、この瞬時にすぐに消失し得ないエネルギーが変成器
Ｔに存在する。動作点は特性曲線上の点り及びＭ及び線
分ＭＰに沿って新しい位置Ｊへと移動する。過負荷がト
ランジスタのターンオフ期間中の瞬時に発生する場合に
は、変成器はこの瞬時にエネルギーを持たないか少し持
っているだけであるから、動作点は特性曲線より著しく
短い経路を辿って点Ｊに到達する。また、過電圧の場合
及びスタンバイ状態をセットするとき、動作点は特性曲
線の線分ＰＭ上の点Ｐに近い位置に移動する。これらの
全ての場合において、電源回路は常規の動作を維持し、
出力電圧及び出力電圧は低い値になる。電圧Ｖ ｓ ｇ
は常にＶＩ、の値にクランプされるため、ソフト始動か
生起され、電源回路の出力電圧は、妨害やスタンバイ状
態が再び生じなければ特性曲線上の公称動作点Ｗに再び
到達するまで徐々に増大する。これから、小さく短時間
の妨害は電源回路を長時間不作動にし得ないこと明らか
である。例えば、過負荷が電圧■。の短絡である場合、
動作点は点Ｐに位置する。短絡が除去され、負荷が抵抗
Ｒで構成される場合、最初流れていた電流Ｉ０が第３ｂ
図に点Ｐと負荷線Ｒとの間の破線垂直線で示す電圧降下
を発生する。この電圧降下を示す点からの水平線が始動
回路の特性曲線ＰＷ上に形成する交点が電流Ｔ０の新し
い値になる。これから明らかなように、動作点は階段状
の曲線に沿って移動し、大きな値の１゜を発生すること
なく点Ｗに到達する。同じことが受信機のスイッチオン
後の始動についても言え、この場合には動作点が点０か
ら点Ｗに到達する。第３ａ及び３ｂ図の両図において、
動作点はもとの特性曲線より短い経路を辿る。比較のた
めに、第３ｂ図に、始動回路がない場合に動作点が移動
する階段状経路を点線で示してあり、この階段状経路は
線分ＰＭまで到達する。この階段状経路の最後の垂直線
は特性曲線の線分ＫＬと、点Ｗの右側に位置する点（大
きな出力電流の点）で交差する。場合によっては最大値
■。ｗａｘに到達し得る。線分ＫＬに到達後は制御が働
いて動作点は垂直方向に移動しないで線分ＫＬに沿って
左へ移動して位置Ｗに到達する。この場合には電力消費
が始動回路がある場合よりも著しく大きくなること明ら
かである。
と、この瞬時にすぐに消失し得ないエネルギーが変成器
Ｔに存在する。動作点は特性曲線上の点り及びＭ及び線
分ＭＰに沿って新しい位置Ｊへと移動する。過負荷がト
ランジスタのターンオフ期間中の瞬時に発生する場合に
は、変成器はこの瞬時にエネルギーを持たないか少し持
っているだけであるから、動作点は特性曲線より著しく
短い経路を辿って点Ｊに到達する。また、過電圧の場合
及びスタンバイ状態をセットするとき、動作点は特性曲
線の線分ＰＭ上の点Ｐに近い位置に移動する。これらの
全ての場合において、電源回路は常規の動作を維持し、
出力電圧及び出力電圧は低い値になる。電圧Ｖ ｓ ｇ
は常にＶＩ、の値にクランプされるため、ソフト始動か
生起され、電源回路の出力電圧は、妨害やスタンバイ状
態が再び生じなければ特性曲線上の公称動作点Ｗに再び
到達するまで徐々に増大する。これから、小さく短時間
の妨害は電源回路を長時間不作動にし得ないこと明らか
である。例えば、過負荷が電圧■。の短絡である場合、
動作点は点Ｐに位置する。短絡が除去され、負荷が抵抗
Ｒで構成される場合、最初流れていた電流Ｉ０が第３ｂ
図に点Ｐと負荷線Ｒとの間の破線垂直線で示す電圧降下
を発生する。この電圧降下を示す点からの水平線が始動
回路の特性曲線ＰＷ上に形成する交点が電流Ｔ０の新し
い値になる。これから明らかなように、動作点は階段状
の曲線に沿って移動し、大きな値の１゜を発生すること
なく点Ｗに到達する。同じことが受信機のスイッチオン
後の始動についても言え、この場合には動作点が点０か
ら点Ｗに到達する。第３ａ及び３ｂ図の両図において、
動作点はもとの特性曲線より短い経路を辿る。比較のた
めに、第３ｂ図に、始動回路がない場合に動作点が移動
する階段状経路を点線で示してあり、この階段状経路は
線分ＰＭまで到達する。この階段状経路の最後の垂直線
は特性曲線の線分ＫＬと、点Ｗの右側に位置する点（大
きな出力電流の点）で交差する。場合によっては最大値
■。ｗａｘに到達し得る。線分ＫＬに到達後は制御が働
いて動作点は垂直方向に移動しないで線分ＫＬに沿って
左へ移動して位置Ｗに到達する。この場合には電力消費
が始動回路がある場合よりも著しく大きくなること明ら
かである。
この電源回路の動作は後に詳述する遅延素子６６及び制
御回路８の以下に述べる部分により改善される。先ず、
出力端子がＯＲゲート８１の第２入力端子に接続された
ＡＮＤゲート８５から説明する。このゲートの一方の入
力端子をフリップフロップ８６の非反転出力端子Ｑに接
続する。スイッチ６５を制御する素子６６の出力端子を
フリップフロップ８６のリセット入力端子とゲート８５
の他方の入力端子とに接続する。フリップフロップ８６
のセット入力端子にはＯＲゲート８７の出力端子を接続
し、このＯＲゲートの第１入力端子を変調器７の出力端
子に、第２入力端子を差動増幅器８８の出力端子に、第
３入力端子を検出器３７に接続する。加算段６７の出力
端子を増幅器８８の非反転入力端子に接続し、その反転
入力端子を例えば１．５Ｖの基準電圧に接続する。
御回路８の以下に述べる部分により改善される。先ず、
出力端子がＯＲゲート８１の第２入力端子に接続された
ＡＮＤゲート８５から説明する。このゲートの一方の入
力端子をフリップフロップ８６の非反転出力端子Ｑに接
続する。スイッチ６５を制御する素子６６の出力端子を
フリップフロップ８６のリセット入力端子とゲート８５
の他方の入力端子とに接続する。フリップフロップ８６
のセット入力端子にはＯＲゲート８７の出力端子を接続
し、このＯＲゲートの第１入力端子を変調器７の出力端
子に、第２入力端子を差動増幅器８８の出力端子に、第
３入力端子を検出器３７に接続する。加算段６７の出力
端子を増幅器８８の非反転入力端子に接続し、その反転
入力端子を例えば１．５Ｖの基準電圧に接続する。
スイッチングトランジスタＴｒがターンオフしている期
間中、減少する電流が変成器Ｔの複数の二次巻線（本例
ではＬ２及びり、）を経て流れ、これにより変成器は減
磁される。トランジスタＴｒがこの時期間中に再びター
ンオンすると、変成器は放電し得なくなり、飽和してし
まう惧れがある。これは望ましくない。従って、トラン
ジスタＴｒの制御は二次電流が零になる前にこのトラン
ジスタが再びターンオンしないようにする必要がある。
間中、減少する電流が変成器Ｔの複数の二次巻線（本例
ではＬ２及びり、）を経て流れ、これにより変成器は減
磁される。トランジスタＴｒがこの時期間中に再びター
ンオンすると、変成器は放電し得なくなり、飽和してし
まう惧れがある。これは望ましくない。従って、トラン
ジスタＴｒの制御は二次電流が零になる前にこのトラン
ジスタが再びターンオンしないようにする必要がある。
この場合に有効な手段は、二次巻線間の電圧はトランジ
スタＴｒのターンオフ後直ちに所定の極性を示し、例え
ば巻線し２間の電圧は正になり、これに接続された整流
器か導通し減磁電流を流し続ける限りこの極性を維持し
、斯かる後にこの電圧は減少して零になり次いで負にな
る事実を利用するのが有利である。トランジスタがまだ
タン−オフを続ける場合には変成器のインダクタンスと
寄生キャパシタンスとにより生ずるリンギング効果が起
こって前記電圧か再び正になるがこの状態は減磁を表さ
ない問題を生ずる。従って減磁が生ずる期間と振動か生
ずる期間との間でトランジスタの制御を相違させないと
不安定動作か起こり得る。
スタＴｒのターンオフ後直ちに所定の極性を示し、例え
ば巻線し２間の電圧は正になり、これに接続された整流
器か導通し減磁電流を流し続ける限りこの極性を維持し
、斯かる後にこの電圧は減少して零になり次いで負にな
る事実を利用するのが有利である。トランジスタがまだ
タン−オフを続ける場合には変成器のインダクタンスと
寄生キャパシタンスとにより生ずるリンギング効果が起
こって前記電圧か再び正になるがこの状態は減磁を表さ
ない問題を生ずる。従って減磁が生ずる期間と振動か生
ずる期間との間でトランジスタの制御を相違させないと
不安定動作か起こり得る。
この目的のために取る手段を第４図の波形図を参照して
説明する。これらの波形図はトランジスタＴｒに並列に
配置したコンデンサによって同調させた電源回路の場合
に対応する。第４ａ図は二次電圧を時間の関数として示
す。第４ｂ図にはトランジスタＴｒのコレクタ電流を実
線で示し、−次側に変換した二次電流を破線で示しであ
る。トランジスタＴｒは瞬時ｔ１とｔ２との間でターン
オンする。これらの図から、瞬時ｔ２と二次電圧の最初
の零交差点（瞬時ｔｓ）との間を流れる二次電流のみが
減磁電流であり、ｔ３後に振動か生ずること明らかであ
る。
説明する。これらの波形図はトランジスタＴｒに並列に
配置したコンデンサによって同調させた電源回路の場合
に対応する。第４ａ図は二次電圧を時間の関数として示
す。第４ｂ図にはトランジスタＴｒのコレクタ電流を実
線で示し、−次側に変換した二次電流を破線で示しであ
る。トランジスタＴｒは瞬時ｔ１とｔ２との間でターン
オンする。これらの図から、瞬時ｔ２と二次電圧の最初
の零交差点（瞬時ｔｓ）との間を流れる二次電流のみが
減磁電流であり、ｔ３後に振動か生ずること明らかであ
る。
増幅器６４は巻線Ｌ２の端子電圧が零ではなく １００
ｍＶを越える瞬時を決定し、この電圧か零である休止状
態と、ダイオードＤ０が数拾分の１ボルトの電圧降下で
導通ずる短絡出力電圧状態とを弁別する。
ｍＶを越える瞬時を決定し、この電圧か零である休止状
態と、ダイオードＤ０が数拾分の１ボルトの電圧降下で
導通ずる短絡出力電圧状態とを弁別する。
巻線Ｌ２の端子電圧が１００ｍＶより高い場合、増幅器
６４の出力信号は高レベルになる（第４Ｃ図）。この信
号の立下り縁（この電圧が１００ｍＶより低くなるとき
に生ずる）をコンデンサ６８により設定される遅延時間
ｄを有する素子６６によって遅延させる。
６４の出力信号は高レベルになる（第４Ｃ図）。この信
号の立下り縁（この電圧が１００ｍＶより低くなるとき
に生ずる）をコンデンサ６８により設定される遅延時間
ｄを有する素子６６によって遅延させる。
素子６６の出力端子に得られるこの信号の遅延立下り縁
（第４ｄ図）をフリップフロップ８６に供給してこれを
リセットすると共にスイッチ６５に供給してこれを非導
通にする。第４ｅ図において実線はコンデンサ６１の両
端間に発生するのこぎり波電圧を示し、破線は電圧Ｖ、
を示す。変調器７の出力信号は第４ｆ図に示しである。
（第４ｄ図）をフリップフロップ８６に供給してこれを
リセットすると共にスイッチ６５に供給してこれを非導
通にする。第４ｅ図において実線はコンデンサ６１の両
端間に発生するのこぎり波電圧を示し、破線は電圧Ｖ、
を示す。変調器７の出力信号は第４ｆ図に示しである。
増幅器８８かなければ、この信号の立上り縁がフリップ
フロップ８６をセットする。第４ｇ図はフリップフロッ
プ８６の出力Ｑの信号を示し、第４ｈ及び４１図はゲー
ト８５の出力信号及びゲート８１の出力信号を示す。
フロップ８６をセットする。第４ｇ図はフリップフロッ
プ８６の出力Ｑの信号を示し、第４ｈ及び４１図はゲー
ト８５の出力信号及びゲート８１の出力信号を示す。
第４図の波形図から明らかなように、ダイオード８４は
遅延ｄにより決まる瞬時ｔ、に非導通にされ、トランジ
スタＴｒかターンオンする。ｖｒとｖ６が互いに交差す
る瞬時に（第４ｅ図）、ダイオード８４が再び導通する
。この瞬時後、トランジスタＴｒがトランジスタの蓄積
時間及び制御プロセスにより生じ得る遅延により決まる
時間後の瞬時ｔ、にターンオフする。トランジスタＴｒ
のターンオフ後、漏洩インダクタンス及び寄生キャパシ
タンスにより生ずるリンキング効果が発生し得る。その
結果として二次電圧（第４ａ図）は直ちに値Ｖ、を示さ
ないでこの値を中心に振動する。低い値の電圧Ｖ。では
これら振動の最初の振動か零より小さくなり、第４ｃ図
の信号に立下り縁か生じ、トランジスタＴｒがターンオ
ンしてしまう惧れがある。これは、この立下り縁を素子
６６で遅延させることにより阻止できる。同様に、トラ
ンジスタＴｒは瞬時ｔ３でターンオンし得る。しかし、
第４１図の信号のためにこのターンオンは遅延ｄ後まで
行われない。減磁保護に対する上述の手段の改良点は増
幅器６４に供給される二次電圧についての情報が最大巻
数を有する二次巻線（本例ではＬ２）から発生される点
にある。
遅延ｄにより決まる瞬時ｔ、に非導通にされ、トランジ
スタＴｒかターンオンする。ｖｒとｖ６が互いに交差す
る瞬時に（第４ｅ図）、ダイオード８４が再び導通する
。この瞬時後、トランジスタＴｒがトランジスタの蓄積
時間及び制御プロセスにより生じ得る遅延により決まる
時間後の瞬時ｔ、にターンオフする。トランジスタＴｒ
のターンオフ後、漏洩インダクタンス及び寄生キャパシ
タンスにより生ずるリンキング効果が発生し得る。その
結果として二次電圧（第４ａ図）は直ちに値Ｖ、を示さ
ないでこの値を中心に振動する。低い値の電圧Ｖ。では
これら振動の最初の振動か零より小さくなり、第４ｃ図
の信号に立下り縁か生じ、トランジスタＴｒがターンオ
ンしてしまう惧れがある。これは、この立下り縁を素子
６６で遅延させることにより阻止できる。同様に、トラ
ンジスタＴｒは瞬時ｔ３でターンオンし得る。しかし、
第４１図の信号のためにこのターンオンは遅延ｄ後まで
行われない。減磁保護に対する上述の手段の改良点は増
幅器６４に供給される二次電圧についての情報が最大巻
数を有する二次巻線（本例ではＬ２）から発生される点
にある。
始動中の電源回路の特性は、変調器７の出力信号が正で
ある場合、或いは電圧Ｖ、が１．５■より高い場合（こ
れは増幅器８８により決定される）、或いは検出器３７
がＶｂ＞５Ｖである情報を出力する場合にゲート８７を
介してフリップフロップ８６がセットされている場合に
のみ素子６６からの減磁信号が制御段８３を駆動するよ
うに改良されている。後者の２つの条件は、トランジス
タＴｒが始動中十分なベース電流を流さないために第４
ｅ図ののこぎり波がレベルＶ、に到達せず変調器７がま
だフリップフロップ８６をセットする信号を発生しない
場合の減磁を保証するために付加しである。第４ｇ図は
、フリップフロップ８６は電圧Ｖ、が値１．５Ｖを越え
る瞬時にセットされることを示している。
ある場合、或いは電圧Ｖ、が１．５■より高い場合（こ
れは増幅器８８により決定される）、或いは検出器３７
がＶｂ＞５Ｖである情報を出力する場合にゲート８７を
介してフリップフロップ８６がセットされている場合に
のみ素子６６からの減磁信号が制御段８３を駆動するよ
うに改良されている。後者の２つの条件は、トランジス
タＴｒが始動中十分なベース電流を流さないために第４
ｅ図ののこぎり波がレベルＶ、に到達せず変調器７がま
だフリップフロップ８６をセットする信号を発生しない
場合の減磁を保証するために付加しである。第４ｇ図は
、フリップフロップ８６は電圧Ｖ、が値１．５Ｖを越え
る瞬時にセットされることを示している。
第１図の電源回路の複数の部分について詳しく説明した
。本発明においては多くの変更が可能であること明らか
である。例えば、本発明は電源回路のタイプ、例えば自
己発振型又は非自己発振型、一定スイツチング周波数型
又は非一定スイツチング周波数型、同調型又は非同調型
等に無関係である。同じことが使用するスイッチング素
子及び第２図の回路内の細部についても言え、例えばの
こぎり波の発生を直流分離か必要ない場合には例えばト
ランジスタＴｒのエミッタ抵抗を用いて一次巻線で行う
ことができる。
。本発明においては多くの変更が可能であること明らか
である。例えば、本発明は電源回路のタイプ、例えば自
己発振型又は非自己発振型、一定スイツチング周波数型
又は非一定スイツチング周波数型、同調型又は非同調型
等に無関係である。同じことが使用するスイッチング素
子及び第２図の回路内の細部についても言え、例えばの
こぎり波の発生を直流分離か必要ない場合には例えばト
ランジスタＴｒのエミッタ抵抗を用いて一次巻線で行う
ことができる。
第１図は本発明電源回路のブロック回路図、第２図は第
１図の回路の詳細回路図、 第３図は第２図の回路の動作説明用特性図、第４図は第
２図の回路の本発明に関連する部分の信号波形図である
。 Ｔｒ・・・スイッチングトランジスタ（可制御スイッチ
）Ｔ・・・変成器（誘導素子）Ｌｌ・・・−次巻線Ｌ２
． Ｌｌ、 Ｌ４・・・二次巻線 Ｄｏ・・・整流
器Ｃ０・・・平滑コンデンサ Ｒ・・・負荷ｖ０・
・・出力電圧 ｒｏ・・・出力電流ｌ・・・
制御回路 ２・・・関数発生器３・・・始動
回路 ４・・・安全回路５・・・選択回路
６・・・のこぎり波発生器７・・・パルス幅
変調器 ８・・・制御回路９・・・スタンバイ回路 ６４・・・差動増幅器（しきい値電圧検出器）６６・・
・遅延素子 ８１．８２・・・ＯＲゲート８
３・・・制御段 ８４・・・発光ダイオー
ド８５・・・ＡＮＤゲート
１図の回路の詳細回路図、 第３図は第２図の回路の動作説明用特性図、第４図は第
２図の回路の本発明に関連する部分の信号波形図である
。 Ｔｒ・・・スイッチングトランジスタ（可制御スイッチ
）Ｔ・・・変成器（誘導素子）Ｌｌ・・・−次巻線Ｌ２
． Ｌｌ、 Ｌ４・・・二次巻線 Ｄｏ・・・整流
器Ｃ０・・・平滑コンデンサ Ｒ・・・負荷ｖ０・
・・出力電圧 ｒｏ・・・出力電流ｌ・・・
制御回路 ２・・・関数発生器３・・・始動
回路 ４・・・安全回路５・・・選択回路
６・・・のこぎり波発生器７・・・パルス幅
変調器 ８・・・制御回路９・・・スタンバイ回路 ６４・・・差動増幅器（しきい値電圧検出器）６６・・
・遅延素子 ８１．８２・・・ＯＲゲート８
３・・・制御段 ８４・・・発光ダイオー
ド８５・・・ＡＮＤゲート
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流入力電圧端子間に結合された可制御スイッチと
誘導素子との直列接続と、該誘導素子に結合され直流出
力電圧を負荷に供給する整流器と、前記スイッチを交互
に導通及び非導通にさせる制御回路とを具えたスイッチ
トモード電源回路であって、前記整流器が導通している
とき前記誘導素子の両端間電圧が所定の極性を有するも
のにおいて、前記可制御スイッチを該スイッチの導通期
間に続く期間であって前記誘導素子両端間の電圧が前記
所定の極性を有している期間中のみ遮断状態にせしめる
スイッチング素子を前記制御回路に結合したことを特徴
とするスイッチトモード電源回路。 ２、前記スイッチング素子を双安定素子とし、更に該双
安定素子のセット入力端子にセット信号を供給して該双
安定素子を前記可制御スイッチを遮断状態に維持させる
第１状態にせめる手段と、前記誘導素子に結合され前記
双安定素子のリセット入力端子にリセット信号を供給し
て該双安定素子を前記可制御スイッチを導通維持させる
第２状態にせしめるしきい値電圧検出器とを具え、該検
出器は前記誘導素子の両端間電圧が所定のしきい値を越
えるときに動作するようにしたことを特徴とする請求項
１記載の電源回路。 ３、前記可制御スイッチの導通期間中のこぎり波信号を
発生し、該のこぎり波信号から所定値を越えるとき前記
セット信号を発生するのこぎり波発生器を具えているこ
とを特徴とする請求項２記載の電源回路。 ４、前記のこぎり波発生器は前記誘導素子に結合された
巻線に接続し、該巻線は前記誘導素子を経て電流が流れ
るとき同時に電流が流れるものとしたことを特徴とする
請求項３記載の電源回路。 ５、複数の巻線が前記誘導素子に結合されている請求項
２記載の電源回路において、前記しきい値電圧検出器を
最大巻数の巻線に接続したことを特徴とする電源回路。 ６、前記双安定素子のリセット入力端子に供給されるリ
セット信号を遅延させる可調整遅延素子を前記しきい値
電圧回路と前記リセット入力端子との間に結合したこと
を特徴とする請求項２記載の電源回路。 ７、前記のこぎり波発生器は蓄積素子と、これを充電す
る電流源とを具え、前記双安定素子の遅延リセット信号
をこの蓄積素子のリセット信号とすることを特徴とする
請求項６記載の電源回路。 ８、前記双安定素子のリセット信号及び前記双安定素子
の出力信号を受信し前記可制御スイッチを遮断させる信
号を通すＡＮＤゲートを具えていることを特徴とする請
求項２記載の電源回路。 ９、直流出力電圧に依存して前記可制御スイッチの導通
期間を制御する制御信号を発生する制御回路を具えた請
求項８記載の電源回路において、前記ＡＮＤゲートから
出る信号及び前記制御信号を受信し前記可制御スイッチ
を遮断させる信号を通す第１ＯＲゲートを具えているこ
とを特徴とする電源回路。 １０、前記第１ＯＲゲートの信号及び前記直流出力電圧
を減少させる信号を受信し、前記可制御スイッチを遮断
させる信号を通す第２ＯＲゲートを具えていることを特
徴とする請求項９記載の電源回路。 １１、前記セット信号及び当該電源回路の出力電圧が所
定値より低くないことを決定する最小値検出器の出力信
号を受信する他のＯＲゲートを具え、該ゲートの出力端
子を前記双安定素子のセット入力端子に接続したことを
特徴とする請求項２記載の電源回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8900509A NL8900509A (nl) | 1989-03-02 | 1989-03-02 | Geschakelde voedingsspanningsschakeling. |
| NL8900509 | 1989-03-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02254969A true JPH02254969A (ja) | 1990-10-15 |
| JP2881171B2 JP2881171B2 (ja) | 1999-04-12 |
Family
ID=19854230
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2044648A Expired - Lifetime JP2881171B2 (ja) | 1989-03-02 | 1990-02-27 | スイッチトモード電源回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5032967A (ja) |
| EP (1) | EP0385544B1 (ja) |
| JP (1) | JP2881171B2 (ja) |
| KR (1) | KR0182604B1 (ja) |
| DE (1) | DE69019040T2 (ja) |
| NL (1) | NL8900509A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000014147A (ja) * | 1998-06-12 | 2000-01-14 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | スイッチトモ―ド電源及びマイクロプロセッサを有する配置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2974967B2 (ja) * | 1996-04-27 | 1999-11-10 | ティーディーケイ株式会社 | コンバータトランス |
| US7061780B2 (en) * | 2004-09-09 | 2006-06-13 | System General Corp. | Switching control circuit with variable switching frequency for primary-side-controlled power converters |
| US7362592B2 (en) * | 2004-09-16 | 2008-04-22 | System General Corp. | Switching control circuit for primary-side controlled power converters |
| US7362593B2 (en) * | 2004-09-16 | 2008-04-22 | System General Corp. | Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply |
| US7259972B2 (en) * | 2004-10-07 | 2007-08-21 | System General Corporation | Primary-side-control power converter having a switching controller using frequency hopping and voltage and current control loops |
| US10158296B1 (en) | 2018-04-18 | 2018-12-18 | Nxp B.V. | Method and system for saturation control in a flyback switched-mode power supply (SMPS) |
| US10840696B2 (en) * | 2019-01-14 | 2020-11-17 | Kollmorgen Corporation | Method and apparatus for limiting the output voltages of switch mode power supplies |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60204258A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Toshiba Corp | スイツチング電源装置 |
| JPS60226772A (ja) * | 1984-04-24 | 1985-11-12 | Tdk Corp | スイツチング電源 |
| JPS627369A (ja) * | 1985-07-02 | 1987-01-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式スイツチング高電圧電源装置 |
| JPS6399767A (ja) * | 1986-10-13 | 1988-05-02 | Fujitsu Denso Ltd | フライバツクコンバ−タ |
| JPS6397387U (ja) * | 1986-12-11 | 1988-06-23 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3226213A1 (de) * | 1982-07-13 | 1984-01-26 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Gleichstromumrichter mit einem induktiven speicher |
| DE3312209A1 (de) * | 1983-04-05 | 1984-10-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Sperrschwinger-schaltnetzteil |
| US4608625A (en) * | 1983-04-27 | 1986-08-26 | Astec Components, Ltd. | Current driven flyback power supply |
| DE3330039A1 (de) * | 1983-08-19 | 1985-02-28 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Sperrwandler-schaltnetzteil |
| DE3336422A1 (de) * | 1983-10-06 | 1985-04-18 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Sperrwandler-schaltnetzteil |
| DE3340138A1 (de) * | 1983-11-07 | 1985-05-15 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Sperrwandler-schaltnetzteil |
| US4584635A (en) * | 1984-02-27 | 1986-04-22 | International Business Machines Corp. | Flux centering and power control for high frequency switching power |
| DE3518195A1 (de) * | 1985-05-21 | 1986-11-27 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Schutzschaltung fuer ein schaltnetzteil |
| NL8502338A (nl) * | 1985-08-26 | 1987-03-16 | Philips Nv | Geschakelde voedingsspanningsschakeling met twee toestanden. |
| NL8502339A (nl) * | 1985-08-26 | 1987-03-16 | Philips Nv | Geschakelde voedingsspanningsschakeling met een vermogensschakelaar. |
| US4794508A (en) * | 1987-12-23 | 1988-12-27 | Dci Technology | PWM control circuit for a non-symmetrical switching power supply |
-
1989
- 1989-03-02 NL NL8900509A patent/NL8900509A/nl not_active Application Discontinuation
-
1990
- 1990-02-12 US US07/478,791 patent/US5032967A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-02-26 DE DE69019040T patent/DE69019040T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1990-02-26 EP EP90200439A patent/EP0385544B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-02-27 KR KR1019900002497A patent/KR0182604B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1990-02-27 JP JP2044648A patent/JP2881171B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60204258A (ja) * | 1984-03-27 | 1985-10-15 | Toshiba Corp | スイツチング電源装置 |
| JPS60226772A (ja) * | 1984-04-24 | 1985-11-12 | Tdk Corp | スイツチング電源 |
| JPS627369A (ja) * | 1985-07-02 | 1987-01-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式スイツチング高電圧電源装置 |
| JPS6399767A (ja) * | 1986-10-13 | 1988-05-02 | Fujitsu Denso Ltd | フライバツクコンバ−タ |
| JPS6397387U (ja) * | 1986-12-11 | 1988-06-23 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000014147A (ja) * | 1998-06-12 | 2000-01-14 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | スイッチトモ―ド電源及びマイクロプロセッサを有する配置 |
| JP4562826B2 (ja) * | 1998-06-12 | 2010-10-13 | ドイチェ トムソン−ブラント ゲーエムベーハー | スイッチトモード電源及びマイクロプロセッサを有する装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2881171B2 (ja) | 1999-04-12 |
| KR0182604B1 (ko) | 1999-05-15 |
| US5032967A (en) | 1991-07-16 |
| EP0385544B1 (en) | 1995-05-03 |
| KR900015424A (ko) | 1990-10-26 |
| DE69019040T2 (de) | 1996-01-04 |
| NL8900509A (nl) | 1990-10-01 |
| EP0385544A1 (en) | 1990-09-05 |
| DE69019040D1 (de) | 1995-06-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6356464B1 (en) | Method and apparatus providing a multi-function terminal for a power supply controller | |
| EP0385546B1 (en) | Switched-mode power supply circuit including a starting circuit | |
| US4945465A (en) | Switched-mode power supply circuit | |
| JPH0328908B2 (ja) | ||
| EP0105541B1 (en) | A dc-to-ac voltage converter having galvanically separated input and output(s) | |
| JPH0254027B2 (ja) | ||
| JPH02254969A (ja) | スイッチトモード電源回路 | |
| US6016259A (en) | Power supply circuit | |
| US3894280A (en) | Frequency limited ferroresonant power converter | |
| US4744020A (en) | Switching mode power supply | |
| US4323957A (en) | Voltage supression circuit for a voltage converter circuit | |
| US6204644B1 (en) | Switching power supply for speeding up turn-off operation of a switching element | |
| US5675476A (en) | Phase controlled bridge | |
| JPH0315423B2 (ja) | ||
| JPH01148064A (ja) | 電源装置の保護回路 | |
| JP2563188B2 (ja) | 過電流保護機能付自励形コンバータ | |
| JPH0318430B2 (ja) | ||
| KR950009320Y1 (ko) | 과부하 보호기능과 경부하기능을 갖는 rcc형 스위칭전원의 구동회로 | |
| JPH0515154A (ja) | スイツチングレギユレ−タ | |
| JPH0449855A (ja) | 制限型スイッチングレギュレータ | |
| JP2005130661A (ja) | 過電流制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080205 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090205 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100205 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100205 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110205 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110205 Year of fee payment: 12 |