KR20000038038A - 변압기 권선에 결합된 인덕터를 구비한 순방향 컨버터 - Google Patents

변압기 권선에 결합된 인덕터를 구비한 순방향 컨버터 Download PDF

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Abstract

순방향 컨버터는 일차 권선(T1W1)과 1개 이상의 이차 권선(T1W2, T1W3)을 갖는 초퍼 변압기(T1)를 포함한다. 대응하는 정류기(DOUT2) 및 대응하는 필터 커패시터(CFILTER2)는 이차 권선에 각각 결합되어 있다. 인덕터(Lres)는 일차 권선과 직렬 결합된다. 대응하는 정류기를 포함하는 저임피던스 전류 경로는 각각 이차 권선과 대응하는 필터 커패시터 사이에 형성된다. 인덕터는 각 전류 경로에서 전류(IDOUT2)의 변화율을 제한한다.

Description

변압기 권선에 결합된 인덕터를 구비한 순방향 컨버터{A FORWARD CONVERTER WITH AN INDUCTOR COUPLED TO A TRANSFORMER WINDING}
SMPS는 변압기의 일차 권선에 원(原) 공급 전압을 결합하기 위해 트랜지스터와 같은 스위치를 턴온/오프하는 타이밍을 변경함으로써 조정된 DC 출력을 생성한다. 변압기의 이차 권선에 생성된 전압을 정류함으로써 상기 조정된 DC 출력을 얻어서, 스위칭을 트리거하는 구동 또는 제어 회로로 피드백한다.
공진 또는 동조형 제로 전압 스위칭 SMPS에서, 변압기의 일차 권선에서의 트랜지스터 스위치는 클램핑 다이오드와 병렬 결합되고 일차 권선과 직렬 결합된다. 커패시터는 일차 권선에 결합되어 일차 권선의 인덕턴스와 함께 공진 회로를 형성한다. 실질적으로 사인파 전압은 각 주기의 일부 구간 중에 인덕턴스 양단에서 생성된다. 발진의 반사이클의 종단부에서 다이오드는 도통하고 트랜지스터 스위치의 콜렉터 전압을 제로 볼트로 클램핑한다. 콜렉터 전압이 스위칭 손실을 최소화하기 위해 제로 전압이 되는 경우 트랜지스터 스위치는 온으로 된다. 비교 가능한 비(非)공진 스위치 모드 전원과 비교할 때, 트랜지스터가 오프로 스위치되는 경우, 공진 회로는 트랜지스터 양단의 전압을 감소시킨다.
순방향 컨버터에서, 원래의 입력 전압 또는 조절되지 않은 입력 전압으로부터 전원이 트랜지스터 스위치가 도통하는 동안에 출력단에 결합된다. 이와 같은 유형의 통상적인 반(半)-순방향 컨버터 구성에 있어서, 변압기의 이차 권선은 정류용 다이오드, 직렬 결합된 인덕터 또는 초크 및 필터 커패시터에 결합되어 있다. 전술된 직렬 다이오드는 이차 권선과 클램핑 캐치 다이오드 사이에 결합된다. 2개의 다이오드의 캐소드는 직렬 인덕터 또는 초크에 결합되고 필터 또는 출력 커패시터에 결합된다. 출력 전원 전압은 필터 커패시터에서 발생된다.
일차 권선이 순방향으로 도통하는 동안에 이차 권선의 직렬 다이오드가 도통하는 버크 효과(buck effect)가 생성된다. 초크는 직렬 다이오드의 전류의 변화율을 제한한다. 트랜지스터가 온으로 스위치되는 경우 일차 권선은 턴오프되고, 일차 권선측 공진 회로의 인덕터는 변압기의 이차 권선의 전압을 역전시키고, 직렬 다이오드를 턴오프시킨다. 대신에, 캐치 다이오드는 초크에 전류를 도통시키기 위한 전류 경로를 제공한다. 피드백 신호는 트랜지스터 스위치를 스위칭하는 타이밍을 조절하는 커패시터의 전압으로부터 얻어진다.
피드백 제어가 이차 권선에 연결된 출력 커패시터의 전압에 응답하는 한, 출력 전원은 출력 전압을 조정하는 방법으로 이차 권선측 전류 부하의 변화에 응답한다. 그러나, 수개의 이차 권선이 제공되는 경우, 예를 들어 다른 동작 전압을 생성한다고 하는 문제점이 발생한다. 이차 권선의 전류 부하의 변화는 피드백 신호를 얻는 것과는 달리 피드백 신호에 전적으로 반사되지 않는다. 이것은 전술된 직렬 인덕터 또는 초크에 의해 삽입되는 고임피던스에 의한 것이다. 이차 권선 전압으로서 생성되는 모든 출력 전압을 더 정확하게 조절하기 위해서, 각 이차 권선과 관련 필터 커패시터 사이의 임피던스를 감소시키는 것이 바람직하다.
본 발명의 특징에 따르면, 인덕터는 변압기의 일차 권선과 직력 결합된다. 이 인덕터는 순방향 도통 동작 동안 대응하는 이차 권선을 포함하는 각 전류 경로에서의 전류 변화율을 제한한다. 그리고, 전류 변화율을 제한하는 인덕터는 각각의 전류 경로에 통상적으로 배치된다. 그러므로, 바람직하게는 전술된 초크를 제거할 수 있다. 그 결과, 각 이차 권선이 저임피던스 전류 경로를 경유하여 대응하는 필터 커패시터에 대응하는 정류기를 통해 결합된다. 반대로, 종래의 순방향 컨버터에서, 고임피던스 초크는 그것의 필터 커패시터로부터 각 이차 권선을 분리한다. 바람직하게는, 저임피던스 전류 경로는 공급 전원의 가능 출력을 증가시키고 대응하는 이차 권선의 전압으로부터 생성되는 정류된 출력 전압간에 개선된 트랙킹을 하게 한다.
본 발명의 특징을 구체화한 순방향 컨버터는 제1 권선과 제2 권선을 구비한 변압기를 포함한다. 입력 공급 전압원이 공급된다. 스위칭 트랜지스터는 주기적인 스위칭 제어 신호에 응답하여 일차 권선에 입력 전압을 주기적으로 공급한다. 정류기는 제2 권선에 결합되어 부하에 결합된 정류 출력 전압을 발생하도록 제2 권선의 변압기-결합된 전압을 정류한다. 출력 공급 전압은 입력 공급 전압이 제1 권선에 인가되는 경우 소정 주기의 일부 구간 중에 발생되어, 순방향 컨버터를 동작시킨다. 인덕터는 제1 권선을 통해 제2 권선에 결합되어 정류기에 흐르는 전류의 변화율을 제한한다. 제어 회로는 출력 전원 전압을 조절하는 스위칭 타이밍을 갖는 스위칭 제어 신호를 발생한다.
본 발명은 스위치 모드 전원 공급원(SMPS:Switch Mode Power Supply)에 관한 것으로, 구체적으로 말하면 순방향 전압 컨버터에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 회로에 관한 예시적인 구체화를 도시한 개략도이다.
도 2a 내지 도 2d는 2번의 스위칭 사이클 동안 도 1의 개략도에서 식별되는 몇몇 포인트에서의 전압 및 전류를 나타내는 타이밍도이다.
도 1은 본 발명의 특징을 구체화한 예시적인 제로 전압 스위칭 순방향 컨버터 또는 전원(300)을 도시하고 있다. 전력, 예를 들어 200볼트는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온 시간, 즉 도통 시간 동안에 초퍼 변압기(T1)의 이차 권선(T1W2, T1W3)에 각각 결합된 부하(303, 302)에 공급된다. 스위칭 또는 초퍼 NPN 트랜지스터(Q1)는 입력 전원으로부터의 전류, 즉 직류(DC) 전압(RAW B+)을 도통시키기 위해 초퍼 변압기(T1)의 일차 권선(T1W1)과 직렬로 결합된 스위치로서 동작한다. 변압기(T1)는 공급 또는 결합 변압기로서 제공된다. 전류 변압기(T2)는 제어 변압기로서 제공될 수 있으며, 스위칭 트랜지스터(Q1) 및 그 제어 회로에 베이스 구동 전류를 공급한다.
공급 또는 결합 변압기(T1)는 소비자 전자 장치에 있어서 예를 들면 핫(hot)과 콜드(cold) 접지를 분리하는 분리 변압기로서 제공된다. 전압(RAW B+)은 그 경우에 주요 전원 공급 전압을 정류하는 브릿지 정류기로부터 유도될 수 있고 필터 커패시터(도시되지 않음)에 결합된다. 입력 전압은 어떤 다른 직류원으로부터 공급될 수도 있다.
또한, 트랜지스터(Q1)는 전류 감지 저항기(R7)와 직렬로 접속된다. 댐퍼 다이오드(D8)는 후술되듯이 관련 트랜지스터(Q1)의 콜렉터의 전압을 접지 전압으로 클램핑한다. 커패시터(C8)는 다이오드(D8)와 병렬 결합되고 일차 권선(T1W1)과도 병렬 결합된다. 공진 회로(301)는 커패시터(C8)를 구비하고, 반사 커패시턴스(CSEC), 인덕터(Lres), 변압기(T1)의 일차권선(T1W1) 및 변압기(T2)의 일차권선(T2W1)으로 형성된다. 일차 권선(T1W1)은 트랜지스터(Q1)에 베이스 구동 전류를 공급하는 전류 변압기(T2)의 일차 권선(T2W1)과 직렬 결합된다.
공진 회로는 트랜지스터 스위치(Q1)가 턴오프되는 경우 공진 전압(VQ1)을 생성하는데, 구체적으로 말하면 트랜지스터(Q1) 양단의 전압(및 커패시터(C8)의 전압)을 피크로 상승시키고 대체로 사인파 반파장에서 제로로 하강시킨다. 공진 전압(VQ1)이 제로로 된후에, 다이오드(D8)는 전압(VQ1)을 접지 전위로 클램핑한다. 그런다음, 제로 전압으로 스위칭하도록 트랜지스터(Q1)는 제로 볼트에서 다시 온으로 스위칭된다.
변압기(T1)의 이차 권선(T1W3)은 정류기 다이오드(DOUT3)의 애노드에 결합되고 그 캐소드는 필터 커패시터(CFILTER3)에 결합된다. 권선(T1W3)은 순방향 도통 동작 동안에 저임피던스 전류 경로를 통해 필터 커패시터(CFILTER3) 및 부하(302)에 결합된다. 종래의 일부 회로와는 달리, 어떠한 초크도 이차 권선(T1W3)과 직렬 결합되지 않으며, 이로 인해 이차 권선(T1W3)과 필터 커패시터(CFILTER3) 사이의 전류 경로의 임피던스는 바람직하게는 낮게 유진된다.
유사하게는, 이차 권선(T1W2)은 정류기 다이오드(DOUT2)를 통해 필터 커패시터(CFILTER2)에 결합되어 출력 전압(REG B+)를 제공한다. 또한, 이차 권선(T1W2)은 저임피던스 전류 경로를 통해 필터 커패시터(CFILTER2)에 결합된다. 마찬가지로, 전류 경로에는 어떤 초크도 사용되지 않기 때문에 저임피던스가 된다.
커패시터(CSEC)는 각 정류기의 애노드측의 권선과 병렬 결합된 이차 권선(T1W2, T1W3)중 하나 또는 둘다에 포함될 수 있다. 전술된 바와 같이, 커패시터(CSEC)는 공진 회로(301)의 공진 커패시턴스의 일부를 형성하는 권선(T1W1)에 변압기 결합된다.
트랜지스터(Q1)의 듀티 사이클의 조절은, 예를 들면 출력 전압(U)이라기 보다는 오히려 출력 전압(REG B+)의 직접적인 감지에 근거를 둔다. 에러 증폭기(A)는 전압(REG B+)에 응답하고, 예를 들면 입력단이 출력 전압(REG B+) 및 소정의 임계치를 제공하는 전압 구동기에 결합되는 비교기를 포함할 수 있다. 에러 증폭기(A)는 비교기 트랜지스터(Q3)의 임계치 또는 트리거 레벨을 조절하기 위해, 광결합기(μ1)를 통해 광학적으로 결합된다.
바람직하게는, 각 권선(T1W2, T1W3)은 누설 인덕턴스를 감소시키기 위한 방법으로 변압기(T1)의 일차 권선에 타이트하게 결합된다. 누설 인덕턴스(LL)는 대략 1.5 마이크로헨리이다. 반면에, 각 이차 권선은 대응하는 저임피던스 전류 경로를 통해 각 이차 권선의 부하에 결합된다. 그 결과, 이차 권선(T1W2, T1W3)의 전압은 서로 트랙킹하는 경향이 있다. 이것은 각 이차 권선과 직렬 결합된 종래의 초크 때문에 가능하다.
본 발명의 특징을 실행할 때, 변압기(T1)의 일차 권선측의 인덕턴스(Lres)는 순방향 도통 동안에 다이오드(DOUT3, DOUT2)를 각각 포함하는 전류 경로에서 각 전류(IDOUT3, IDOUT2)의 변화율을 제한하도록 변압기 결합된다. 그러므로, 어떠한 초크도 권선(T1W2, T1W3)중 어느 하나와 직렬 결합될 필요는 없다. 바람직하게는, 인덕턴스(Lres)는 권선(T1W2, T1W3)중 어느 하나와 공통으로 공유된다. 일차 권선(T1W1)에 타이트하게 결합된 각 권선(T1W2, T1W3)을 유지함으로써, 변압기(T1)의 설계를 단순화하고 변압기(T1)의 손실을 절감시킨다.
베이스 구동 회로는 광학 결합기(μ1)로부터의 광학적으로 결합된 신호에 부가하여, 스위칭 트랜지스터(Q1)와 직렬 결합된 전류 감지 저항기(R7)에 결합된다. 후술되듯이 트랜지스터(Q1)가 턴온되는 경우 저항기(R7) 양단의 전압은 트랜지스터(Q1)의 전류 레벨에 비례하며, 비교기 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(Q3)는 다른 트랜지스터(Q2)와 함께 재생 래치를 형성하며, 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합되고 전류 변압기(T2)의 이차 권선(T2W2)에 결합된다.
바람직하게는, 이차 권선(T2W2)에 제공되는 전류는 변압기(T1)의 권선(T1W1) 및 스위칭 트랜지스터(Q1)와 직렬로 결합된 변압기(T2)의 일차 권선(T2W1)에서의 전류에 비례한다. 그러므로, 베이스 전류 구동 신호(iB)는 콜렉터 전류(iQ1)에 대하여 거의 선형적으로 변화한다. 바람직하게는, 트랜지스터(Q1)의 베이스의 과다 구동은 비례 구동 기술 방법에 의해 방지된다. 동일한 전류 변압기는 비례 구동, 자진 발진 및 순방향형 전압 컨버터(300)의 제로 전압 스위칭의 이점을 제공하도록 동작한다.
트랜지스터(Q2, Q3)로 구성되는 재생 래치에서 트랜지스터(Q3)는 비교기로서 동작한다. 저항기(R7)의 전류-표시 전압은 저항기(R8)를 통해 충전 커패시터(C7)에 결합되고, 커패시터(C7)의 전압은 소형 저항기(R9)를 통해 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(Q3)의 베이스에서의 전압이 베이스-이미터 접합을 순방향 바이어스하기에 충분한 이미터의 전압을 초과하는 경우, 트랜지스터(Q3)는 도통하고 트랜지스터(Q2, Q3)에 의해 형성되는 래치 회로는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스로부터 멀리 전류를 드로우잉한다. 트랜지스터(Q3)의 이미터 전압은 커패시터(C6)의 충전으로부터 발생된다. 커패시터(C6)의 이미터 전압은 접지에 결합된 다이오드(D7)에 의한 순방향 다이오드 전압 강하로 제한된다. 커패시터(C6)의 충전은 트랜지스터(Q3)가 도통하는 동안에 재충전되고, 에러 증폭기(A)의 출력 신호에 응답하여 도통하는 경우에는 광결합기(μ1)에 의해 방전된다.
NPN 트랜지스터(Q3)의 콜렉터는 PNP 트랜지스터(Q2)의 베이스에 결합되고 트랜지스터(Q2)의 콜렉터는 재생 스위치를 형성하는 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 스위칭 트랜지스터(Q1)의 제어 단자(즉, 베이스)에 결합된 제어 전압은 트랜지스터(Q2)의 이미터에서 발생되며, 재생 스위치 장치의 출력을 형성하고 저항기(R5)를 통해 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합된다.
전류 변압기(T2)의 이차 권선(T2W2)은 스위칭 트랜지스터(Q1)에 구동 전류 공급을 제공한다. 권선(T2W2) 양단의 전압은 스위칭 트랜지스터가 교호적으로 도통하여 턴오프되는 경우 생성되는 교류 전류(AC) 전압이 된다. 바람직하게는, 트랜지스터(Q1)가 턴온되는 경우, 변압기(T2)는 트랜지스터(Q1)를 과다 구동시키기 지 않고 포화 상태로 트랜지스터(Q1)를 유지하기 위해 트랜지스터에 비례하는 구동 전류를 공급한다. 한편, 트랜지스터(Q1)가 비도통 상태인 경우 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에서의 공진 전압(VQ1)은 트랜지스터(Q1)를 비도통 상태로 유지시키도록 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합된다.
도 2a 내지 도 2d는 2번의 발진 사이클 동안 도 1에서 식별되는 일정 전압 및 전류 신호를 도시하고 있다. 저항기(R4)를 통해 흐르는 전류는 파원 온(power on), 즉 발진 사이클을 개시한다. 저항기(R2)에 직렬 결합된 저항기(R4)를 통해 RAW B+ 전원을 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합한다. 저항기(R4)는 크고, 트랜지스터(Q1)의 소량의 개시 베이스 구동 전류를 공급한다. 그러나, 트랜지스터(Q1)가 도통할 때, 전류 변압기(T2)는 예를 들어 권선비 2:10에 대해서 20%의 권선비의 함수와 같은 일차 권선(T2W1)에 흐르는 전류와 비례한 전류가 이차 권선(T2W2)에 흐르게 한다. 이차 권선(T2W2)과 직렬 결합된 다이오드(D1)는 이 전류를 트랜지스터(Q1)의 베이스에 저항기(R2)를 통해 결합한다. 추가의 베이스 구동 전류는 콜렉터 전류의 증가에 비례하여 베이스 전류를 증가시키는 재생 방법으로 추가의 콜렉터 전류의 포화 상태를 유지한다. 트랜지스터(Q1)는 포화하고 콜렉터 전류는 베이스 구동 전류가 트랜지스터(Q2, Q3)의 동작에 의해 제거될 때까지 계속해서 흐른다.
전류 감지 저항기(R7) 양단의 전압이 트랜지스터(Q3)를 도통시키기에 충분한 경우, 트리거링 전류는 트랜지스터(Q2)의 베이스에 제공되며, 또한 도통시키고 트랜지스터(Q3)의 베이스의 전압에 부가하고, 또 온으로 래치하도록 재생 방법으로 동작한다. 저항기(R3) 및 커패시터(C4)는 트랜지스터(Q2)를 적절하게 바이어스한다. 래치된 구동 트랜지스터(Q2)의 저임피던스는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스로부터 베이스 충전을 신속하게 제거한다. 그 결과, 트랜지스터(Q1)가 턴오프된다.
트랜지스터(Q1)가 도통하는 동안에, 포지티브 전류(positive current)는 저항기(R2) 및 커패시터(C2)를 통해 베이스로 흐르며, 커패시터(C2)가 수볼트로 충전하게 하고, 저항기(R4, R5)에 결합된 단자의 포지티브 전류가 클 수록 트랜지스터(Q1)의 베이스에서의 포지티브 전류는 더 작아진다. 트랜지스터(Q2, Q3)가 래치하는 경우, 저임피던스 경로를 접지에 제공하여 트랜지스터(Q1)의 베이스에 네거티브 바이어스(negative bias)를 인가하도록 커패시터(C2)의 전압을 야기한다. 이것은 트랜지스터(Q1)의 베이스 충전을 신속하게 제거함으로써 트랜지스터(Q1)가 오프로 스위칭하는 속도를 향상시킨다.
다이오드(D4, D5)는 서로 직렬 결합되고 스위칭 트랜지스터(Q1)의 이미터와도 직렬 결합된다. 트랜지스터(Q1)가 도통하는 경우, 이 때 다이오드(D4, D5) 양단의 순방향 바이어스된 전압 강하가 있다. 즉, 약 2볼트의 전압 강하가 발생한다. 직렬 다이오드(D4, D5)와 병렬 결합된 커패시터(C5)는 상기 2볼트 전압으로 충전한다. 커패시터(C5)의 충전은 트랜지스터(Q1)가 턴오프인 동안에, 특히 커패시터(C2)가 완전하게 충전되지 않은 경우 개시 동안에 추가의 네거티브 바이어스를 제공한다. 이렇게 충분한 네거티브 바이어스는 신속하게 턴오프하도록 트랜지스터(Q1)의 베이스에 인가된다. 다이오드(D6) 및 저항기(R6)는 트랜지스터(Q2)의 콜렉터와 전류 감지 저항기(R7) 사이에 결합되며, 임피이던스가 낮은 작은 오옴의 저항기(R7)에 역 베이스 전류의 일부를 분로(分路)한다. 이러한 분로는 과다 저장 시간 및 나쁜 스위칭 성능을 야기하는 트랜지스터(Q3)의 과대 구동의 경향을 감소시킨다.
트랜지스터(Q1)가 턴오프된 후에, 변압기(T2)의 권선(T2W2)은 직렬 결합된 다이오드(D2) 및 저항기(R1) 양단의 네거티브 전압을 생성한다. 구동 트랜지스터(Q2, Q3)는 그들을 통해 흐르는 전류가 재생 래치된 상태로 유지할 정도의 임계치 이하로 강하될 때까지 래치된 상태를 유지한다. 그런 후에, 직렬 결합된 다이오드(D2)와 저항기(R1)는 트랜지스터가 도통하지 못하게 한다.
결국, 공진 회로(301)의 공진 동작으로 베이스-이미터 전압이 역극성으로 된다. 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스 전압이 충분한 크기로 증가하는 경우, 트랜지스터(Q1)의 베이스에 전류가 흐르기 시작하여 논의된 바와 같이 재생적으로 증가하는 콜렉터 전류를 생성하고 다음 사이클을 시작한다. 콜렉터 전압(VQ1)이 제로 볼트인 경우 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 전류(iQ1)가 흐르기 시작한다. 이것에 의해, 제로 전압 스위칭을 얻을 수 있다.
바람직하게는, 전류 변압기(T2)는 자진 발진을 위한 것이다. 변압기(T2)의 이차 권선(T2W2)에 결합된 회로에서, 다이오드(D2) 및 저항기(R1)는 트랜지스터(Q1)의 턴오프 시간 동안에 발생되는 네거티브 전압을 제한한다. 다이오드(D2), 저항기(R1) 및 커패시터(C1)가 저임피던스를 형성하기 때문에, 변압기(T2)는 턴오프 간격 동안에 전류 변압기로서 동작한다. 다이오드(D1)는 순방향 구동 전류에 대한 전류 경로를 제공하고, 다이오드(D1)와 병렬 접속된 커패시터(C1)의 충전을 도통시 다이오드(D1) 양단에서 발생되는 순방향 전압으로 제한하기도 한다. 다이오드(D1), 저항기(R2) 및 트랜지스터(Q1)의 베이스-이미터 접합부는 트랜지스터(Q1)의 턴온 간격 동안에 저임피던스를 형성한다. 그래서, 변압기(T2)는 전류 변압기로서 동작한다. 바람직하게는, 변압기(T2)는 전류 변압기로서 동작함으로써 큰 자기 에너지를 저장할 필요가 없고 작은 코어를 구비할 수 있다.
다이오드(D1)에 의해 저지되는 네거티브 베이스 전류는 트랜지스터(Q1)의 턴오프 간격 동안에 커패시터(C1)를 통해 흐른다. 다이오드(D3) 및 커패시터(C3)는 정류하도록 결합되고 변압기(T2)에 의해 생성되는 네거티브 전압을 필터링하여, 광결합기(μ1)의 광트랜지스터의 이미터에 결합되는 네거티브 공급 전압을 공급한다.
도 2a 내지 도 2d는 도 1에 도시된 동조 스위치 모드 전원 회로의 동작을 설명하기 위한 파형을 도시하고 있다. 도 1의 회로에서 포인트 또는 경로와 도 2a 내지 도 2d에서 전압 및 전류 신호를 식별하도록 유사한 기호가 사용된다.
도 2a는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에서의 전압(VQ1) 및 전류(iQ1)를 도시한다. 도 2b는 트랜지스터(Q1)의 베이스에서 전압(VB)(파선) 및 전류(iB)를 도시한다. 포지티브 베이스 전압(VB)이 입수 가능하게 되는 경우, 베이스 전류(iB) 및 콜렉터 전류(iQ1)는 트랜지스터(Q1) 전류(iQ1)의 피크가 약 8암페어로 될 때까지 점차적으로 증가한다. 이차 권선의 정류기는 도 2c에서 전류(iDOUT)로 도시되는 트랜지스터(Q1)의 순방향 도통 시간 동안에 도통한다.
턴오프하자 마자, 베이스 구동 전류는 포지티브 값, 예를 들어 인자 2보다 큰 네거티브 절대 값으로 갑작스럽게 역전시키도록 구동된다. 트랜지스터(Q1)의 턴오프 동안에, 커패시터(C8)의 전압이 되는 트랜지스터(Q1) 콜렉터에서의 공진 전압(VQ1)은 공진적으로 상승 및 하강한다.
공진 사이클 동안에, 커패시터(C8)의 전압(VQ1)이 제로로 하강한 후에, 다이오드(D8)는 근사한 접지 전위로 전압을 클램핑하고, 베이스 및 콜렉터 전류(iB, iQ1)가 증가하기 시작할 때까지 도 2d에 도시된 바와 같은 시간 동안에 도통한다.
도시된 바와 같이 본 발명의 동조 스위치 모드 전원은 전류 펄스 대 전류 펄스의 제어에 기초하여 전류 모드 제어로 동작한다. 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 및 베이스에서 전류 펄스(iQ1, iB)는 도 1에서 콜렉터 전류가 트랜지스터(Q3)의 임계 레벨에 도달하는 경우 종단한다. 즉, 저항기(R7)에 의해 감지되는 전류 레벨은 트랜지스터(Q3)의 베이스 전압을 커패시터(C6)의 전압 이상의 베이스-이미터 순방향 바이어스 전압 레벨 보다 크게 상승시키기에 충분하다. 커패시터(C6)의 충전은 광결합기(μ1)의 광트랜지스터의 도통에 의해 조절되며, 에러 증폭기(A)로부터의 신호에 응답한다. 이러한 방법에서 전압은 전류 펄스에 기초하여 근사하게 조절된다.
본 발명의 회로는 전류에 응답하고, 에러 증폭기(A)의 동적 범위를 사용할 필요없이 그리고 입력 전압 변동이 출력에 나타나도록 기다리는 지연없이, RAW B+의 입력 전압 변동을 피이드(feed) 순방향 방법으로 일시적으로 정정할 수 있다. 이렇게, 전류 모드 조절의 이점과 동조 스위치 모드 전원의 양 이점을 모두 얻을 수 있다.
이차 권선(T1W2, T1W3)은 변압기(T1)에서 일차 권선(T1W1)에 타이트하게 결합된다. 각 도전성 다이오드(DOUT2, DOUT3)의 전류 경로에서 대응하는 권선(T1W2 또는 T1W3)과 대응하는 필터 커패시터(CFILTER2 또는 CFILTER3) 사이에 저임피던스가 생성된다. 각 전류 경로에 있어서의 저임피던스의 생성으로 인하여 에러 증폭기(A) 내에서 전압(REG B+)만이 감지됨에도 불구하고, 감지되지 않은 전압(U)은 상당 범위로 조절될 수 있다는 이점이 있다.

Claims (13)

  1. 제1 권선(T1W1) 및 제2 권선(T1W2)을 포함하는 변압기(T1)와;
    입력 공급 전압원(RAW B+)과;
    주기적인 스위칭 제어 신호(VB)에 응답하여 상기 입력 공급 전압을 상기 제1 권선에 주기적으로 인가하는 스위칭 트랜지스터(Q1)와;
    상기 제2 권선에 결합되어 부하(303)에 결합되는 정류된 출력 공급 전압(REG B+)을 발생하도록 상기 제2 권선에서 변압기-결합된 전압(VQ1)을 정류하는 정류기(DOUT2)를 포함하는데, 상기 출력 공급 전압은 상기 입력 공급 전압이 상기 제1 권선에 인가될 때에 순방향 컨버터 동작을 제공하기 위해 소정 주기의 일부 구간(Q1 도통) 중에 발생되며;
    상기 제1 권선을 통해 상기 제2 권선에 결합되어 상기 정류기에 흐르는 전류(IDOUT2)의 변화율을 제한하는 인덕터(Lres)와;
    상기 인덕터에 결합되어 상기 스위칭 트랜지스터가 비도통 상태인 경우에 공진 회로를 형성하는 커패시턴스(C8)와;
    상기 공진 회로에서 발생되는 공진 전압(VQ1)에 응답하여, 상기 스위칭 트랜지스터에 제로 전압 스위칭을 제공하도록 상기 출력 공급 전압을 제어하는 스위칭 타이밍을 갖는 상기 스위칭 제어 신호를 발생하는 제어 회로(Q2, Q3)를 구비하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인덕터(Lres)는 상기 제1 권선(T1W1)과 직렬 결합되는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 상기 소정 주기의 일부 구간 중에 상기 제2 권선(T1W2)과 상기 부하(303) 사이의 전류 경로 내에 저임피던스(DOUT2 도통시)가 형성되는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제어 회로(Q2, Q3)는 상기 출력 공급 전압(REG B+)에 응답하여 상기 출력 공급 전압을 조절하기 위해 네거티브 피드백 방법에 의해 상기 스위칭 제어 신호(VB)의 듀티 사이클을 변경하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 정류기(DOUT2)에 결합된 필터 커패시터(CFILTER2)를 추가로 포함하며, 상기 제2 권선(T1W2)과 상기 필터 커패시터 사이의 전류 경로 내에 저임피던스(DOUT2 도통시)가 형성되고, 상기 인덕터(Lres)는 상기 전류 경로에 흐르는 전류를 제한하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1 권선(T1W1) 및 제2 권선(T1W2)은 상기 변압기(T1)의 일차 권선과 이차 권선을 각각 형성하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  7. 제1항에 있어서, 상기 변압기는:
    제3 권선(T1W3)과;
    상기 제3 권선에 결합되어 제2 부하(302)에 결합되는 정류된 제2 출력 전압(U)을 생성하도록 상기 제3 권선에서 생성되는 변압기-결합된 전압을 정류하는 제2 정류기(DOUT3)를 추가로 포함하며, 상기 인덕터(Lres)는 상기 제1 권선(T1W1)을 통해 상기 제3 권선에 결합되어 상기 제2 정류기에 흐르는 전류(IDOUT3)의 변화율을 제한하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제2 권선(T1W2) 및 제3 권선(T1W3)은 타이트하게 결합되어 상기 제2 및 제3 권선에서 생성되는 전압을 트랙킹하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  9. 제7항에 있어서, 상기 제3 권선(T1W3)과 상기 제2 정류기(DOUT3) 사이의 전류 경로 내에 저임피던스(DOUT2 도통시)가 형성되는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  10. 제1항에 있어서, 상기 순방향 컨버터는 전류 모드로 동작하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  11. 제1 권선(T1W1) 및 제2 권선(T1W2)을 포함하는 변압기(T1)와;
    입력 공급 전압원(RAW B+)과;
    주기적인 스위칭 제어 신호(VB)에 응답하여 상기 입력 공급 전압을 상기 제1 권선에 주기적으로 인가하는 스위칭 트랜지스터(Q1)와;
    상기 제2 권선에 결합되어 상기 제2 권선에서 생성되는 변압기-결합된 전압(VQ1)을 정류하는 제1 정류기(DOUT2)를 포함하는데, 상기 변압기-결합된 전압은 상기 제1 정류기를 통해 부하(303)에 결합되어, 상기 제2 권선과 상기 부하 사이의 제1 전류 경로 내에 상기 정류기(DOUT2)를 포함하고 저임피던스가 형성되도록 순방향 컨버터 동작시 상기 입력 공급 전압이 상기 제1 권선에 인가될 때에 소정 주기의 일부 구간 중에 상기 부하에서 정류된 출력 공급 전압(REG B+)을 생성하며;
    상기 제1 권선에 결합되어 상기 제1 전류 경로에 흐르는 전류(IDOUT2)의 변화율을 제한하는 인덕터(Lres)와;
    상기 출력 공급 전압을 제어하는 스위칭 타이밍을 갖는 상기 스위칭 제어 신호를 발생하는 제어 회로(Q2, Q3)를 구비하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  12. 제11항에 있어서, 각각의 상기 제2 권선(T1W2) 및 제3 권선(T1W3)은 상기 제1 권선(T1W1)에 타이트하게 결합되어 상기 변압기(T1)에서의 누설 인덕턴스를 감소시키는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
  13. 제11항에 있어서, 상기 순방향 컨버터는 전류 모드 제로 전압 스위칭을 이용하여 동작하는 것을 특징으로 하는 순방향 컨버터.
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