JP2721925B2

JP2721925B2 - スイッチモード電源

Info

Publication number: JP2721925B2
Application number: JP2056272A
Authority: JP
Inventors: ミケーレレオナルデイジヨバンニ
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1989-03-07
Filing date: 1990-03-06
Publication date: 1998-03-04
Anticipated expiration: 2013-03-04
Also published as: GB2230114A; FR2647280B1; JPH02273073A; GB2230114B; GB9004975D0; GB2262822A; GB9301775D0; GB2262822B; FR2647280A1

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕この発明はスイッチモード電源（SMPS）に関するもの
である。

〔発明の背景〕

あるテレビジョン受像機には、受像機の共通導体に対
して生成されるＲ、Ｇ、Ｂ入力信号のような外部からの
ビデオ入力信号などを受取るための入力端子が設けられ
ている。このような信号端子と受像機の共通導体は、外
部装置、例えば、VCR（ビデオカセットレコーダ）やテ
レテキストレコーダなどの対応信号端子や共通導体に結
合されるであろう。

外部装置とテレビジョン受像機との間の信号の結合を
簡単にするために、受像機と外部装置の共通導体とを相
互に接続して同じ電位となるようにされる。各外部装置
の信号線は受像機の対応する信号端子に結合される。こ
のような構成においては、各装置、例えばテレビジョン
受像機の共通導体は、装置を付勢する対応するAC主電源
に対して浮遊状態に、即ち、導電的に分離（アイソレー
ト）されている場合がある。但し、本明細書中におい
て、付勢とはエネルギ（例えば、電気エネルギ、磁気エ
ネルギ）を供給することを意味する。共通導体が浮遊状
態に保持されている場合は、共通導体の電位にある端子
を使用者が触れても、電気ショックを受けることはな
い。

浮動共通導体は、一般には変成器を通してテレビジョ
ン受像機に電力を供給するAC主電源の端子の電位から分
離されている。浮動共通導体、あるいは分離された共通
導体は、「コールド」接地導体と呼ばれることがる。

テレビジョン受像機の典型的なスイッチモード電源
（SMPS）においては、AC主電源電圧は、変成器結合され
ずに、例えば、ブリッジ整流器に直接結合される。例え
ば、AC主電源に導電的に結合されているために「ホッ
ト」接地と呼ばれる共通導体に基準をおいた未調整直流
（DC）入力電圧が生成される。パルス幅変調器が、未調
整電源電圧を分離フライバック変成器の１次巻線の両端
間に供給するチョッパトランジスタスイッチのデューテ
ィサイクルを制御する。パルス幅変調器により決まる周
波数のフライバック電圧が変成器の２次巻線に生成さ
れ、整流されて、例えば、テレビジョン受像機の水平偏
向回路を付勢するＢ＋電圧のようなDC出力供給電圧が生
成される。フライバック変成器の１次巻線は、例えば、
ホット接地導体に導電的に結合されている。フライバッ
ク変成器の２次巻線とＢ＋電圧は、変成器によって形成
されるホット・コールド障壁によってホット接地導体か
ら導電的に分離される。

いくつかの公知の回路では、Ｂ＋電圧はフライバック
変成器の別に設けられた巻線に変成器作用によって生成
される電圧を検出することにより検出される。しかし、
このような検出電圧は充分な正確さで電圧Ｂ＋の変動に
追随しない場合がある。Ｂ＋電圧をより良く調整するた
めには、Ｂ＋電圧を直接それが生成される端子で検出す
ることが望ましい。

〔発明の概要〕

この発明のスイッチモード電源（200）は、第１と第
２の巻線（W₁、W₂）を有する変成器（T₂）と、第１のス
イッチング手段（Q2）と、キャパシタ（C4）と、第２の
スイッチング手段（D3）と、多段増幅器（Q3、Q4等）
と、入力供給電圧（V_UR）の電圧源（100）と、出力供給
電圧発生手段（Q1）とを含んでいる。その第１のスイッ
チング手段は、第１の巻線（W₁）に結合されており、第
１の巻線中に第１の電流（i₂）を生成して、第２の巻線
（W₂）を付勢する。その第２のスイッチング手段は、第
２の巻線（W₂）とキャパシタ（C4）とに結合されてお
り、キャパシタに第１の制御電圧（V₄）を生成する整流
された電流（i₄）を第２の巻線から生成する。その変成
器（T₂）は、それに第１の制御電圧が結合されて、第１
の制御電圧に従って変化する第２の制御電圧（V₅）を生
成する。その多段増幅器は、出力供給電圧（Ｂ＋）とキ
ャパシタ（C4）の間に直流結合されていて、出力供給電
圧の大きさのその正規の値からの変動が第２の制御電圧
（V₅）に変化を生じさせるような形で、第１の制御電圧
（V₄）を連続的に制御する。また、その出力供給電圧発
生手段は、入力供給電圧（V_UR）によって付勢され、変
成器（T2）を介して供給される第２の制御電圧（V₅）に
応答して、入力供給電圧から出力供給電圧を発生するも
のであって、第２の制御電圧（V₅）の変化に応じて決ま
るタイミング点で切換えられて出力供給電圧（Ｂ＋）を
調整するスイッチング手段（Q1）を含んでいる。

この発明の一態様を実施したスイッチモード電源で
は、出力供給電圧は制御可能なデューティサイクルを持
つ制御信号に従って生成される。制御電圧が、出力供給
電圧を調整するに必要な制御信号のデューティサイクル
の値を表わすレベルで生成される。出力供給電圧におけ
る比例変化は比例したより大きな変化を制御電圧に生じ
させる。

制御電圧と出力供給電圧とは、例えば、コールド接地
導体に基準がおかれている。デューティサイクルを表わ
す制御電圧は、スイッチング構成を介して分離変成器の
巻線の両端間に供給され、また、この変成器を介して、
制御信号のデューティサイクルを変化させるための制御
信号を発生する構成に結合される。変成器は制御電圧と
出力供給電圧を、ホット接地導体に基準を置いた制御信
号発生構成から分離する。

この発明の一実施例においては、変成器はブロッキン
グ発振器に含まれている。ブロッキング発振器の変成器
は発振器中に再生帰還信号路を提供する。制御信号の変
動は発振器制御信号のデューティサイクルに対応する変
動を生じさせる。発振器出力信号は変成器の第２の巻線
に生成される。この発振器制御信号はホット接地導体に
基準がおかれ、電気ショックの危険という点でブロッキ
ング発振器の変成器によって出力供給電圧から導電的に
分離されている。発振器出力信号、即ち、パルス幅変調
された信号は、チョッパトランジスタスイッチに供給さ
れて、チョッパトランジスタスイッチのデューティサイ
クルのパルス幅変調を生じさせる。チョッパトランジス
タスイッチは出力供給電圧を調整するような態様で出力
供給電圧を生成する。

この発明の一態様を実施したスイッチモード電源は第
１と第２の巻線を有する変成器を含んでいる。第１のス
イッチング構成が第１の巻線に結合されていて、第１の
巻線に、第２の巻線を付勢する第１の電流を発生させ
る。第２のスイッチング構成が第２の巻線とキャパシタ
とに結合されていて、第２の巻線から、キャパシタに第
１の制御電圧を発生させる整流された電流が生成され
る。第１の制御電圧は変成器に結合されて、この第１の
制御電圧に従って変化する第２の制御電圧が生成され
る。第１の制御電圧は、出力供給電圧の大きさのその正
規の値からの変動が、変化を第２の制御電圧に生じさせ
るような形で制御される。出力供給電圧は、この電圧を
調整するための第２の制御電圧の変化に従って決まる時
点で切換えられるスイッチング構成を含む構成によって
生成される。

〔実施例の説明〕

第１図はこの発明の一態様を実施したスイッチモード
電源（SMPS）200を示す。スイッチモード電源200は、例
えば、テレビジョン受像機（図示せず）の偏向回路222
を付勢するために用いられる＋145Vの出力Ｂ＋供給電圧
を端子99に生成し、また、＋18Vの出力供給電圧Ｖ＋と
を発生する。これらの電圧は両方とも調整されている。
主電源電圧V_ACにはブリッジ整流器100で整流されて、端
子100aに未調整電圧V_URが生成される。フライバック分
離変成器T1の１次巻線W_Pが端子100aとパワーチョッパMO
S電界効果トランジスタ（FET）Q1のドレン電極との間に
結合されている。

第１図のMOSトランジスタQ1のソース電極は、ここで
ホット接地と呼ぶ共通導体に結合されている。FETQ1の
ゲート電極は結合抵抗102を介して、パルス幅変調され
た信号V₅が生成される端子104に結合されている。信号V
₅はFET Q1のスイッチング動作を生じさせる。信号V₅が
両端間に現われる分離変成器T2の２次巻線W₃が端子104
とホット接地導体との間に接続されている。一対の背中
合せツェナーダイオードZ18AとZ18BがFET Q1のゲート保
護を与える。巻線W₃、巻線W_P、FET Q1及び信号V₅はホッ
ト接地導体に基準を置いている。

変成器T1とT2は第４図に示すような構成とされてい
る。第１図と第４図で同じ符号及び番号は同様の素子ま
たは機能を示す。

第３図ａ〜ｇは、一定した負荷状態における第１図の
スイッチモード電源の正常の定常動作モード即ちラン
（run）モードを説明するための波形を示す。第１図と
第３図における同様の符号と番号は同様の素子または機
能を示す。

例えば、対応する所定のサイクル即ち周期の第３図ｂ
の期間t₀〜t₁の間、パルス信号V₅の電圧はホット接地導
体に対して正となり、第１図のFET Q1を第３図ｂの期間
t₀〜t₁の間導通状態に維持する。従って、第１図の巻線
W_Pを流れる電流i₁は期間t₀〜t₁の間、第３図ｄに示すよ
うに上方に上昇（アップランプ）する。従って、第１図
の変成器T1には誘導性のエネルギが蓄積される。第３図
ｄの時間t₁で、第１図のFET Q1は非導通となる。

FET Q1が非導通となった後、巻線W_Pに蓄積されていた
誘導エネルギはフライバック変成器作用により、変成器
T1の２次巻線W_Sに転送される。巻線W_Sの対応端子108と1
09に現われるフライバックパルスはそれぞれダイオード
106と107によって整流され、キャパシタ121と122により
それぞれ濾波されてDC電圧Ｂ＋とＶ＋とが生成される。
これらの電圧は、ここで、コールド接地と呼ぶ第２の共
通導体に基準がおかれている。コールド接地は、電気シ
ョックに関して、変成器T1とT2によってホット接地導体
から導電的に分離されている。FET Q1、変成器T1及びダ
イオード106、107はスイッチモード電源の出力段を形成
する。

スイッチモード電源200のパルス幅変調器は、この発
明の一態様を実施した、ブロッキング発振器110を含
み、このブロッキング発振器110はFET Q1のスイッチン
グ動作を制御するためのスイッチング信号V₅を生成す
る。発振器110は同じく信号V₅によって制御される、即
ち、切換えられるベース電極を持ったスイッチングトラ
ンジスタQ2を持っている。変成器T2の巻線W₃が信号V₅を
発生することにより発振器110に正帰還を与える。変成
器T2は１次巻線W₁を有し、この巻線W₁はホット接地導体
に基準をおくように、電圧V_URとトランジスタQ2のコレ
クタとの間に結合されている。コールド接地導体に基準
をおいている変成器T2の２次巻線W₂は、この発明の別の
態様を実施した、同じくコールド接地導体に基準を置く
制御回路120のダイオードD3に導電的に結合されてい
る。

ダイオードD3の陰極はキャパシタC4を介してコールド
接地導体に結合されている。後述するように、キャパシ
タC4の両端間に現われるDC制御電圧V₄は、各周期におけ
るトランジスタQ2の非導通時間、従って、デューティサ
イクルを変化させる。

キャパシタC2がトランジスタQ2のベース電極と端子10
4aとの間に結合されている。端子104aと信号V₅が生成さ
れる端子104の間には抵抗R2が結合されている。第３図
ｂの期間t₀〜t₁の間、第３図Ｃの電流i₅が第１図の端子
104と104aの間に結合された抵抗R2に生成される。第３
図ｂの信号V₅によって生成される第３図Ｃの電流i₅は、
第３図ｄの期間t₀〜t₁にトランジスタQ2をターンオンす
るように、第１図のキャパシタC2を充電する。

通常動作時、第１図のトランジスタQ2が導通している
時、第１図の巻線W₁を流れる第３図ｄの電流i₂は、エミ
ッタ抵抗R4の両端間に現われるトランジスタQ2のエミッ
タ電圧がトランジスタQ2の急速ターンオフ動作を開始さ
せるに充分な高さになるまで、直線的に増加する。帰還
抵抗R4はトランジスタQ2のエミッタとホット接地導体と
の間に接続されている。抵抗R4は、第１図のトランジス
タQ2が第３図Ｃの時間t₁において導通を停止するまで、
このトランジスタQ2の導通時、第３図Ｃの電流i₅を徐々
に減少させる。第１図の抵抗R4は、また、トランジスタ
Q2のスイッチング条件を最適にし、また、電流保護を与
える。その結果、巻線W₁の両端間の電圧が極性を反転す
る。信号V₅の発生に関して巻線W₃による正帰還のため
に、ターンオフ動作は急速である。

前にも述べたように、巻線W₃は、同じくFET Q1を制御
するパルスドライブ信号V₅を供給する。FET Q1とトラン
ジスタQ2の各サイクルにおける導通期間は実質的に一定
に保たれる、即ち、負荷によって影響されない。従っ
て、トランジスタQ1が非導通となった時、変成器T1に蓄
積されているエネルギは、所定のレベルの電圧V_URに対
して実質的に一定となるという利点で生じる。しかし、
電圧V_URが変動すると導通期間は変動する。

トランジスタQ2の導通が停止すると、第１図の変成器
T2の巻線W₂には、第３図ｅに示す下方にランプ（ダウン
ランプ）する電流i₄が発生する。電流i₄は、第３図ｅの
期間t₁〜t₄において、第１図のダイオードD3を導通させ
て、キャパシタC4を充電する。第１図の電圧V_URの所定
のレベルに対し、また、トランジスタQ2の所定のデュー
ティサイクルに対し、キャパシタC4に加えられる電荷は
各サイクルで同じである。期間t₁〜t₄では、ダイオード
D3における順方向電圧降下を除いて、第１図の制御電圧
V₄が、実質的に巻線W₂の両端間に発生する。

この発明の一態様によれば、電圧V₄は、変成器T₂に蓄
積された磁気エネルギを取除くに必要とされる第３図ｅ
の期間t₁〜t₄の長さを決める。第３図ｅの時間t₄におい
て、電流i₄が０になると、第３図ｂの信号V₅の極性は、
変成器T₂の巻線における共振発振の結果として変化す
る。従って、第３図Ｃの正の電流i₅が生成される。前に
述べたように、電流i₅が正の時、電流i₅はトランジスタ
Q1とQ2を導通状態とする。

第１図のトランジスタQ1とQ2が非導通である第３図ｂ
の期間t₁〜t₄では、信号V₅は第３図ｂの時間t₁〜t₄に示
されるように負である。その結果、第３図Ｃに示すよう
に、反対の極性の電流が、第３図Ｃの期間t₁〜t₄に第１
図のキャパシタC2を、また、第３図Ｃ期間t₂〜t₄にダイ
オードD1を流れる。その結果生じるキャパシタC2の電荷
がキャパシタC2に電圧を生じさせる。この電圧は、第３
図ｂの時間t₄において、信号V₅の極性が反転した時に、
トランジスタQ2を急速にターンオンするような極性を持
つものである。

コールド接地導体に基準をおく第１図の制御回路120
は、キャパシタC4の両端間の制御電圧V₄を変化させるこ
とにより、発振器110のデューティサイクルを制御す
る。回路120のトランジスタQ4は共通ベース増幅器構成
に結合されている。トランジスタQ4のベース電圧は、温
度補償された順バイアスダイオードD5を介して、＋12V
電圧調整器VR1から与えられる。調整器VR1は電圧Ｖ＋に
よって付勢される。

抵抗R51がトランジスタQ4のエミッタと端子99の間に
結合されている。共通ベース動作の結果、抵抗R51の電
流i₈は電圧Ｂ＋に比例する。電圧Ｂ＋のレベルの調整の
ために用いられる可調整抵抗R5がコールド接地導体と、
トランジスタQ4のエミッタと抵抗R51の接続点との間に
結合されている。抵抗R51はトランジスタQ4の電流のレ
ベルの制御に用いられる。従って、電流i₈の可調整な部
分が抵抗R5を通してコールド接地導体に流れ、電流i₈の
エラー成分がトランジスタQ4のエミッタを流れる。

トランジスタQ4のコレクタ電流はトランジスタQ3のベ
ースに結合されて、トランジスタQ3のコレクタ電流を制
御する。高出力インピーダンスを形成するトランジスタ
Q3のコレクタは、キャパシタC4とダイオードD3との接続
点に結合されている。前述したように、トランジスタQ2
が非導通になると、変成器T2中の蓄積エネルギが電流i₄
をダイオードD3を介してキャパシタC4へ流れるようにす
る。電源の調整は制御電圧V₄を制御することにより達成
される。電圧V₄は変成器T2の巻線W₂の両端間の負荷をト
ランジスタQ3によって制御することにより制御される。

高出力インピーダンスを有する電流源を形成するトラ
ンジスタQ3のコレクタ電流は、フライホイールとして動
作するキャパシタC4に結合される。定常状態では、第３
図ｅの期間t₁〜t₄においてキャパシタC4に付加される電
荷の量は、所定の期間t₀〜t₄にキャパシタC4からトラン
ジスタQ3によって取出される電荷の量と等しい。

第２図ａ〜ｄは、異なる負荷条件下における第１図の
スイッチモード電源の調整動作を説明するための波形図
である。第１図、第２図及び第３図における同様の符号
及び番号は同様の素子または機能を示す。

例えば、第２図ａ〜ｄの時間t_Aの後、第１図のキャパ
シタ121の両端間にかかる電源電流負荷は減少し、電圧
Ｂ＋は増加しようとする。電圧Ｂ＋の増加の結果、トラ
ンジスタQ3がより高いレベルのコレクタ電流を導通させ
る。従って、第１図のキャパシタC4の両端間の第２図Ｃ
に示す電圧V₄は小さくなる。従って、トランジスタQ2が
非導通となった後に、ブロッキング発振器110の変成器T
2から蓄積されている誘導性エネルギを取除くために
は、各周期においてより長い時間が必要となる。その結
果、所定のサイクルにおいて、第１図の発振器110のト
ランジスタQ2が非導通となる第２図ａの期間T_A〜T_Bの長
さは、負荷が減った状態では増大する。その結果、トラ
ンジスタQ1のオフ時間に対するオン時間の比であるデュ
ーティサイクルが、適正な調整動作に必要とされるよう
に、減少する。

定常状態においては、電圧V₄はキャパシタC4の充電電
流と放電電流の間に平衡状態を生じさせるレベルで安定
化される。キャパシタC4におけるトランジスタQ3のコレ
クタ電流の増幅と電流積分の結果、電圧Ｂ＋の増加はそ
れに比例したより大きな変化を電圧V₄に生じさせるとい
う利点がある。過渡状態では、例えば、電圧Ｂ＋が＋14
5Vより大きい間は、電圧V₄は減少する。

その結果、第１図の電圧V₄は前述した負荷が小さい時
の電圧Ｂ＋の増大傾向を無効にするような変化をしよう
とする。このようにして、調整が負帰還的に行われる。
極端な場合では、巻線W₂の両端が短絡されると、後述す
るように、発振器110の発振が禁止され、固有の事故防
止機能となる。

一方、電圧Ｂ＋が減少しようとすると、トランジスタ
Q1とQ2のデューティサイクルが調整機能を行うように増
大する。従って、トランジスタQ1の非導通期間は、電圧
Ｂ＋が現われる端子99における電流負荷と共に変化す
る。

制御電圧V₄を生成するための電圧Ｂ＋の処理は直接結
合された信号路で行われて、エラー検出動作が改善され
る。また、電圧Ｂ＋の変化はそれに比例したより大きな
変化を電圧V₄に生じさせることができ、従って、エラー
感度の改善を可能とする。電圧Ｂ＋のエラーが増幅され
て後にはじめて、直流結合された電圧V₄に含まれている
増幅されたエラーは、パルス幅変調を行うために、変成
器結合、即ち、交流結合される。このような特徴の組合
わせにより、電圧Ｂ＋の調整が改善される。

制御回路120と同様の構成を調整用に用いる別の方法
が米国特許出願第424,353号に開示されている。上記出
願では、第１図の電圧V₄と同様なやり方で生成される電
圧が鋸歯状波発生器に変成器結合される。その変成器結
合された電圧はパルス幅変調された制御信号を生成する
ために用いられる鋸歯状信号を変化させる。

トランジスタQ3のベース電極とコレクタ電極との間に
ツェナーダイオードD4が抵抗R_D4と直列に接続されてい
る。ツェナーダイオードD4は電圧V₄を約39Vに制限す
る。

この発明のある特徴によれば、ツェナーダイオードD4
は発振器110の周波数、すなわち、トランジスタQ2とQ1
の最短カットオフ時間を制限する。このようにして、負
荷に転送される最大電力が制限されて、過電流保護が行
われる。

安全な動作のためには、巻線W_Sを流れる２次電流i
₃が、トランジスタQ1が再びターンオンされる前に０ま
で減衰していることが望ましい。このことは、電流i₃の
減衰時間が好ましくは、ブロッキング発振器110の電流i
₄の最短減衰時間より短かくなければならないというこ
とである。この条件は、変成器T2の１次インダクタンス
とツェナーダイオードD4の値とを適切に選ぶことにより
満足することができる。

スイッチモード電源200を低電力動作モードで動作さ
せることにより、待機動作が開始される。この低電力動
作モードは、スイッチモード電源からの電力要求が20〜
30Wより低下した時に生じる。例えば、遠隔制御ユニッ
ト333によって制御される水平発振器（図示せず）が動
作を停止すると、電圧Ｂ＋により付勢される水平偏向回
路222も動作を停止する。従って、電圧Ｂ＋が生成され
る端子99における負荷が減少する。その結果、電圧Ｂ＋
とトランジスタQ4を流れるエラー電流は減少しようとす
る。従って、トランジスタQ3が飽和し、変成器T₂の巻線
W₂の両端間を短絡した状態に近い状態にし、電圧V₄がほ
ぼ０になる。その結果、通常の定常動作モードと異な
り、信号V₅の正のパルスは変成器T₂における共振発振に
より生成されない。その結果として、再生帰還ループが
トランジスタQ2のターンオンを起こさせることが防止さ
れる。その結果、連続発振を維持することが出来なくな
る。

しかし、トランジスタQ2は、信号V₇の半波整流電圧の
アップランプ部分によってバーストモード動作で、スイ
ッチングするように周期的にトリガされる。信号V₇は主
電源周波数、例えば、50Hzで生じる。信号V₇はブリッジ
整流器100から取出され、抵抗R1とキャパシタC1の直列
構成を介してトランジスタQ2のベースに供給される。こ
の直列構成は電流i₇を生じさせる微分器として動作す
る。

第５図ａ〜ｄは待機動作中の波形を示し、発振器110
のバーストモードのスイッチング動作が、ブロッキング
発振器に信号V₅のトリガパルスが存在しない静止（デッ
ド）期間t₁₂〜t₁₃が後続する、期間t₁₀〜t₁₂に生じるこ
とを示している。第１図と第５図ａ〜ｄにおいて、同様
の符号と番号は同様の素子あるいは機能を示す。

第１図のキャパシタC₃と抵抗R3の並列接続構成がダイ
オードD2と直列に接続され、この直列構成は、ホット接
地導体と、キャパシタC2と抵抗R2の相互接続端子104aと
の間に接続された構成を形成している。キャパシタC2と
並列にダイオードD1が結合されている。

通常のランモード動作中、キャパシタC₃は、トランジ
スタQ2が導通する度に巻線W₃に生成される信号V₅の正の
電圧パルスによって一定な電圧V₆に充電されて維持され
る。従って、通常のランモード動作中は、キャパシタC₃
は何の影響も与えない。待機動作時には、キャパシタC₃
は第５図ｂの時間t₁₂〜t₁₃に示されるような長い非動作
期間、即ち、静止時間中に放電する。

所定の期間t₁₀〜t₁₃の第５図ａの時間t₁₀の直後、キ
ャパシタC1における電圧微分により生成される第１図の
電流i₇が０から正の最大値まで増加する。その結果、ト
ランジスタQ2に生成されるベース電流がトランジスタQ2
を導通状態にする。トランジスタQ2が導通すると、信号
V₅の正のパルスが巻線W₃に生成され、トランジスタQ1と
Q2を導通状態にする。

前に説明した通常ランモード動作と同様に、トランジ
スタQ2は、コレクタ電流i₂がアップランプする時、トラ
ンジスタQ2のベース電流の大きさがトランジスタQ2を飽
和状態に維持するには不充分な大きさとなるまで、導通
状態を維持する。すると、コレクタ電圧V₂は増加し、信
号V₅は減少する。その結果、トランジスタQ2はターンオ
フされる。

キャパシタC2の両端間の電圧は、ダイオードD7を介し
てキャパシタC2を放電させ、かつ、トランジスタQ2をカ
ットオフに維持する負の電流i₅を生成する。負の電流i₅
の大きさが正の電流i₇の大きさより大きい間は、トラン
ジスタQ2のベース電流は０であり、トランジスタQ2は非
導通に維持される。第１図の負の電流i₅の大きさが電流
i₇より小さくなると、トランジスタQ2が再びターンオン
され、正の電流i₅が生成される。

トランジスタQ2のある与えられた導通期間の相当部分
において、電流i₅が全てキャパシタC2を通って流れて、
トランジスタQ2のベース電流となる。コレクタ電流i₂が
アップランプしているので、トランジスタQ2のエミッタ
電圧はアップランプ態様で増加し、ダイオードD2の陽極
の電圧を上昇させる。ダイオードD2の陽極の電圧が充分
に正になると、ダイオードD2は導通を開始する。従っ
て、電流i₅のかなりの部分がキャパシタC3によってトラ
ンジスタQ2のベースから分流される。その結果、ベース
電流がトランジスタQ2のコレクタ電流を維持するには不
充分になる。従って、正帰還信号路がトランジスタQ2を
ターンオフする。従って、電流i₂のピーク振幅はキャパ
シタC3の両端間電圧V₆のレベルによって決まる。

第５図ａ〜ｄの期間t₁₀〜t₁₂の間、第１図のキャパシ
タC3は正の電流i₅によって充電される。従って、第５図
ｂの電圧V₆は、次第に大きくなる。次第に大きくなって
行く電圧V₆は、第５図ａ〜ｄの期間t₁₀〜t₂₀において生
じる各サイクル中の導通期間を次第に長くする。

期間t₁₀〜t₁₂内で生じる各サイクルの対応する非導通
部分において、第１図のキャパシタC2は放電する。各サ
イクルにおけるトランジスタQ2の非導通期間の長さは、
負の電流i₅の大きさを正の電流i₇の大きさより小さくな
るようにするレベルまでキャパシタC2を放電させるに必
要な時間によって決まる。この非導通期間は、キャパシ
タC2が次第に高い電圧に充電させるために、また、電流
i₇の大きさが次第に小さくなるために、次第に長くな
る。従って、正のベース電流が、次第に長くなる非導通
期間の後に、トランジスタQ2のベースに流れ始める。

第５図ａの時間t₁₂において、電流i₇は０となる。従
って、期間t₁₀〜t₁₂で生じていたバーストモード動作は
それ以上継続できず、スイッチング動作が行われない長
い静止期間t₁₂〜t₁₃が生じる。時間t₁₃において、正の
電流i₇が再び生成され、トランジスタQ1とQ2において、
バーストモード動作が起きる。

第５図ｄのバーストモード期間t₁₀〜t₁₂において、各
サイクル中の導通期間の長さは、前述したように、次第
に長くなる。このような動作は、ソフトスタート動作と
呼ばれることがある。ソフトスタート動作により、例え
ば、スイッチモード電源200のキャパシタ121は徐々に充
電あるいは放電される。ランモード動作時よりも低いた
めに電圧V₆は、第１図のトランジスタQ1とQ2のスイッチ
ング周波数を、第５図ａの期間t₁₀〜t₁₂全体を通して、
第１図のスイッチモード電源200の可聴範囲より高く維
持する。待機動作中のソフトスタート動作及び高スイッ
チング周波数とにより、第１図のスイッチモード電源20
0のインダクタ及び変成器中の寄生的な機械振動により
生じる雑音は大きく減じられる。

第５図ｃの期間t₁₀〜t₁₂におけるバーストモード動作
により、待機動作中に第１図の遠隔制御ユニット333の
動作を可能とするに充分なレベルで第１図の電圧Ｖ＋が
生成される。バーストモード動作であることから、スイ
ッチモード電源200で消費されるエネルギは、通常のラ
ンモード動作よりも相当低く、約6Wに維持される。

遠隔制御ユニット333を動作させるために必要なレベ
ルの電圧Ｖ＋を生成するためには、トランジスタQ1とQ2
の対応する平均デューティサイクルはランモードにおけ
る場合よりも相当低くなければならない。例えば、トラ
ンジスタQ1における導通期間の長さはトランジスタQ1の
蓄積時間よりも長くなければならない。従って、バース
トモードで動作させることにより、各サイクル中のトラ
ンジスタQ1の導通期間は長く保たれて、待機状態で連続
したスイッチング動作を行わせた場合のデューティサイ
クルよりも低い所要の平均デューティサイクルが得られ
る。トランジスタQ1とQ2における連続したスイッチング
動作は、第５図ｄの期間t₁₂〜t₁₃のような静止（デッ
ド）期間がない通常のランモード動作時に生じる。

第６図ａ〜ｄを参照して以下に説明するように、この
スイッチモード電源はソフトスタートアップという特徴
をもつ。第１図、第５図及び第６図において、同様の符
号と番号は同じ素子または機能を示す。スタートアップ
モードは待機動作と同様である。電源が最初にターンオ
ンされると、キャパシタC3とC4が放電され、トランジス
タQ2のベースには順バイアスがなくなる。整流されたAC
供給信号V₇の小さな部分をトランジスタQ2のベースに供
給することにより、発振が開始される。第６図ｄに示さ
れているように、変成器T2の巻線W₂が、放電したキャパ
シタC4によって大きく負荷を与えられているために、発
振器のデューティサイクルは最初非常に短い。即ち、各
サイクルにおいて、トランジスタQ2が非導通の期間は長
い。キャパシタC3とC4の電荷、及び電圧Ｂ＋は、第６図
Ｃに示すように、約15m秒の期間を通して徐々に上昇す
る。このゆっくりとした上昇に続いて通常動作が始ま
る。

例えば、第１図の端子99で短絡が生じた場合、スイッ
チモード電源200は、待機動作モードと同様にして、間
歇モードの動作に入る。例えば、第１図のキャパシタC1
21が短絡されると、変成器T1の２次巻線W_Sを流れる電流
i₃が増加して、トランジスタQ3のエミッタに結合された
抵抗R6の両端間により高い負のバイアスが現われる。す
ると、ダイオードD55を通してトランジスタQ3にベース
電流が流れ込み、トランジスタQ3を飽和させて、そのコ
レクタ電圧V₄を接地電位にクランプする。それのよる変
成器T2への負荷により、スイッチモード電源200は、待
機モード動作について説明したように、間歇バーストモ
ードで動作する。

電圧Ｖ＋を生成するスイッチモード電源200の低電圧
電源部分は、例えば、高オーデイオ出力を必要とする場
合などには、順方向変換器（forwardconverter）として
動作するようにしてもよい。第７図は順方向の変換器動
作を行わせるための、第１図の回路の変更を示す。第７
図の抵抗R_XとダイオードD_Yは、後述するように、過負荷
保護用である。第１図と第７図で同じ符号及び番号は同
じ素子または機能を示す。高電力オーディオ電源を形成
するために第７図に示す構成が使用した場合に、過負荷
状態が生じると、抵抗R_Xが過大電流を検出し、トランジ
スタQ3のエミッタに負のバイアスを与える。

次の表１は、テレビジョン受像機のアルタ電極（図示
せず）を流れるビーム電流の変動によって生じる電圧Ｂ
＋の変動を示す。電圧Ｂ＋は偏向回路出力段（図示せ
ず）を付勢して、アルタ電圧及びビーム電流を発生させ
る。また、表２は、主電源電圧V_ACの変動によって生じ
る電圧Ｂ＋の変動を示す。

比較のために、各表において、１には、集積回路TDA4
601制御回路と電力変成器Orega NO.V4937700とを用いた
従来のスイッチモード電源（SMPS）を用いて得られたデ
ータを示す。また、２には、第１図に示した変更を加え
ないスイッチモード電源を用いて得られたデータを示
す。これからわかるように、第１図のスイッチモード電
源200の性能は勝れている。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一態様を実施した電源を示す図、第２図は、負荷が変動する時の第１図の回路のランモー
ド動作を説明するための波形図、第３図は、負荷が一定している状態における第１図の回
路のランモード動作を説明するために用いる波形図、第４図は、第１図の回路で使用される分離トランジスタ
の構造を示す図、第５図は、第１図の電源の待機動作を説明するための波
形図、第６図は、スタートアップ時の第１図の回路の動作を説
明するために用いられる過渡状態の波形図、第７図は、出力電力を大きくするための変更を施した第
１図の回路を示す図である。 T1……変成器、W₁、W₂……第１と第２の巻線、Q2……第
１のスイッチング手段、C4……キャパシタ、D3……第２
のスイッチング手段、Q3……第１の制御電圧を制御する
手段、100……入力供給電圧源、Q1……出力供給電圧発
生手段。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１と第２の巻線を有する変成器と、上記第１の巻線に結合されており、この第１の巻線中に
第１の電流を生成して、上記第２の巻線を付勢する第１
のスイッチング手段と、キャパシタと、上記第２の巻線と上記キャパシタとに結合されており、
上記キャパシタに第１の制御電圧を生成する整流された
電流を上記第２の巻線から生成する第２のスイッチング
手段と、を含み、上記変成器は、上記第１の制御電圧が結合されて、上記
第１の制御電圧に従って変化する第２の制御電圧を生成
し、さらに、出力供給電圧と上記キャパシタの間に直流結合
されていて、上記出力供給電圧の大きさのその正規の値
からの変動が上記第２の制御電圧に変化を生じさせるよ
うな形で、上記第１の制御電圧を連続的に制御する多段
増幅器と、入力供給電圧の電圧源と、この入力供給電圧によって付勢され、上記変成器を介し
て供給される上記第２の制御電圧に応答して、上記入力
供給電圧から上記出力供給電圧を発生する出力供給電圧
発生手段であって、上記第２の制御電圧の上記変化に応
じて決まるタイミング点で切換えられて上記出力供給電
圧を調整するスイッチング手段を含む出力供給電圧発生
手段と、を含む、スイッチモード電源。