FR2647280A1 - Alimentation en courant synchronisee en mode commute - Google Patents

Abstract

L'invention comporte un premier transistor de commutation Q2 couplé à un enroulement primaire W1 d'un transformateur d'isolement T2 dont l'enroulement secondaire W2 est couplé, via une diode de commutation D3, à un condensateur d'un circuit de commande 120 pour développer une tension continue de commande V4 dans un condensateur C4 ; le niveau en courant continu de la tension V4 change selon une tension d'alimentation B+; un changement de la tension B+ produit un changement correspondant plus important de la tension de commande V4 ; la tension de commande V4 est appliquée au transformateur T2 quand la diode D3 est conductrice, pour produire un signal de commande V5 dont la largeur des impulsions est modulée. L'invention s'applique notamment aux récepteurs de télévision.

Description

La présente invention se rapporte à des

alimentations en courant en mode commuté.

Certains récepteurs de télévision ont des bornes de signaux d'entrée pour recevoir, par exemple, des signaux d'entrée vidéo externes tels que des signaux R, G etB(rouge, vert et bleu) qui doivent être développés relativement au conducteur commun du récepteur. De telles bornes de signaux et le conducteur commun du

récepteur peuvent être couplés à des bornes correspondan-

tes de signaux et à des conducteurs communs de dispositifs externes comme, par exemple, un enregistreur de cassettes

vidéo ou un décodeur de télétexte.

Pour simplifier-le couplage de signaux entre les dispositifs externes et le récepteur de télévision,les conducteurs communs du récepteur et des dispositifs externes sont connectés ensemble de manière que tous soient au même potentiel. Les lignes de signaux de chaque dispositif externe sont couplées aux bornes correspondantes de signaux du récepteur. Dans un tel agencement, le conducteur commun de chaque dispositif, tel que du récepteur de télévision, peut être maintenu "flottant" ou conductivement isolé, relativement à la source correspondante d'alimentation en courant alternatif du secteur qui excite le dispositif. Quand le conducteur commun est maintenu flottant, un utilisateur qui touche une borne qui est au potentiel du conducteur commun ne

peut souffrir d'électrocution.

Un conducteur commun flottant est isolé des poten-

tiels des bornes de la source d'alimentation en courant alternatif du secteur qui fournit du courant au récepteur de télévision,typiquement par un transformateur. Le conducteur commun flottant ou isolé est quelquefois

appelé conducteur de la masse "froide".

Dans une alimentation en courant typique en mode commuté (SMPS) d'un récepteur de télévision, la tension alternative d'alimentation du secteur est directement couplée à un pont redresseur, par exemple, sans utiliser un couplage de transformateur. Une tension d'alimentation d'entrée au courant continu non réguléeest produite qui, par exemple, est référencée sur un conducteur commun, appelé masse "chaude" parce qu'il est conductivement couplé à la source d'alimentation en courant alternatif du secteur. Un modulateur de la largeur des impulsions règle le facteur d'utilisation d'un transistor commutateur vibreur qui applique la tension non régulée d'alimentation à un enroulement primaire d'un transformateur isolant de retour. Une tension de retour, à une fréquence qui est déterminée par le modulateur, est développée à un enroulement secondaire du transformateur et elle est

redressée pour produire une tension continue d'alimenta-

tion de sortie telle qu'une tension B+ qui excite un

circuit de déviation horizontale du récepteur de télé-

vision. L'enroulement primaire du transformateur de retour est par exemple couplé de manière conductive au conducteur de la masse chaude. L'enroulement secondaire du transformateur de retour et la tension B+ peuvent être conductivement isolés du conducteur de la masse chaude

par la barrière chaude-froide formée par le trans-

formateur. Dans certains circuits de l'art antérieur, la tension B+ est détectée en détectant une tension développée par action de transformateur à un enroulement séparé du transformateur de retour. Désavantageusement, une telle tension détectée peut ne pas suivre la variation de la tension B+ à une précision suffisante. Afin d'obtenir une meilleure régulation de la tension B+, il peut être souhaitable de détecter directement la tension B+ à une

borne o elle est produite.

Dans une SMPS selon un aspect de l'invention, une tension d'alimentation de sortie est produite selon un signal de commande ayant un facteur d'utilisation réglable. Une tension de commande est produite à un niveau qui indique la valeur du facteur d'utilisation du signal de commande qui est requis pour réguler la tension d'alimentation de sortie. Un changement proportionnel de la tension d'alimentation de sortie est capable de provoquer un changement proportionnellement plus important

de la tension de commande.

Les deux tensions de commande et d'alimentation de sortie sont par exemple référencées sur le conducteur de la masse froide. La tension de commande indiquant le facteur d'utilisation est appliquée,via un agencement de

commutation,à un enroulement d'un transformateur d'isole-

ment et est couplée,via le transformateur,à un agencement qui produit le signal de commande pour changer le facteur d'utilisation du signal de commande. Le transformateur isole la tension de commande et la tension d'alimentation de sortie de l'agencement générateur du signal de commande

qui est référencé sur le conducteur de la masse chaude.

Dans un mode de réalisation de l'invention, le transformateur est incorporé dans un oscillateur de blocage. Le transformateur de l'oscillateur de blocage forme également un trajet de signal à réaction dans l'oscillateur. Des variations de la tension de commande produisent des variations correspondantes du facteur

d'utilisation du signal de commande de l'oscillateur.

Le signal à la sortie de l'oscillateur est produit à un second enroulement dutransformateur. Le signal de commande de l'oscillateur est référencé sur le conducteur de la masse chaude et est conductivement isolé, par rapport à un danger d'électrocution, de la tension d'alimentation de sortie par le transformateur de l'oscillateur de blocage. Le signal de sortie de l'oscillateur, qui est un signal dont la largeur des impulsions est modulée, est appliqué au transistor commutateur vibreur pour produire une modulation de la largeur des impulsions du facteur d'utilisation du transistor commutateur vibreur. Le transistor commutateur vibreur est utilisé pour produire la tension d'alimentation de sortie d'une manière

régulant la tension d'alimentation de sortie.

Une alimentation en courant en mode commuté, selon un aspect de l'invention, comporte un transformateur ayant des premier et second enroulements. Un premier agencement de commutation est couplé au premier enroulement pour produire un premier courant dans le premier enroulement pour exciter le second enroulement. Un second agencement de commutation est couplé au second enroulement et à un condensateur pour produire un courant redressé à partir du second enroulement qui développe une première tension de commande dans le condensateur. La première tension de commande est couplée au transformateur pour développer une seconde tension de commande qui change selon la première tension de commande. La première tension de commande est contrôlée de manière qu'un changement d'une grandeur de la tension d'alimentation de sortie par rapport à sa valeur nominale produise un changement

amplifié de grandeur de la seconde tension de commande.

Une tension d'alimentation de sortie est produite par un agencement qui comporte un agencement de commutation qui

est commuté en des points dans le temps qui sont déter-

minés selon le changement amplifié de la seconde tension de commande pour réguler la tension-d'alimentation de sortie. L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins sschématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention et dans lesquels: - la figure 1 montre une alimentation en courant selon un aspect de l'invention; - les figures 2a2d illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement en mode continu du circuit de la figure 1 lorsque la charge varie; - les figures 3a-3g illustrent des formes d'onde additionnelles utiles pour expliquer le fonctionnement en mode continu du circuit de la figure 1 en condition de charge constante;

- la figure 4 illustre la construction des trans-

formateurs d'isolement qui sont utilisés dans le circuit de la figure 1; les figures 5a-5d illustrent des formes d'onde

utiles pour expliquer une opération de veille de l'alimen-

tation en courant de la figure 1 - les figures 6a-6d illustrent des formes d'onde transitoires utiles pour expliquer le fonctionnement du circuit de la figure 1 pendant sa mise en marche; et - la figure 7 illustre le circuit de la figure 1 o est incorporée une modification pour augmenter le

courant de sortie.

La figure 1 illustre une alimentation en courant

en mode commuté (SMPS) 200, selon un aspect de l'invention.

L'alimentation 200 produit une tension d'alimentation de sortie B+ à +145 volts à la borne 99 qui est utilisée pour exciter, par exemple, un circuit de déviation 222 d'un récepteur de télévision (non représenté) et une tension d'alimentation de sortie V+ de +18 volts, toutes deux étant régulées. Une tension d'alimentation du secteur VAC est redressée dans un pont redresseur 100

pour produire une tension non régulée VUR à la borne 10Oa.

Un enroulement primaire W d'un transformateur d'isolement p de retour Tl est couplé entre la borne 100a et un drain d'un transistor à effet de champ métal-oxyde-semiconducteur

vibreur QI.

L'électrode de source du transistor QI1 de la figure 1 est couplée à un conducteur commun, appelé ici masse "chaude". La porte du FET Q1 est couplée via un transistor de couplage 102 à une borne 104 o est produit

un signal V5 dont la largeur des impulsions est modulée.

Le signal V5 produit une opération de commutation dans le transistor Q1. Un enroulement secondaire W3 d'un transformateur d'isolement T2, à travers lequel est développé le signal V5, est couplé entre la borne 104 et le conducteur de la masse chaude. Une paire de diodes Zener dos-à-dos Z18A et Z18B donne la protection de porte du transistor Q1. L'enroulement W3, l'enroulement Wp, le transistor Qi et le signal V5 sont à des potentiels

qui sont référencés sur le conducteur de la masse chaude.

Les transformateurs T1 et T2 sont construits de la manière montrée à la figure 4._Des symboles et chiffres similaires sur les figures 1 et 4 indiquent des articles

ou fonctions similaires.

Les figures 3a-3g illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer le fonctionnement normal à l'état stable de la source de la figure i en condition de charge constante. Des symboles et chiffres similaires sur les figures 1 et 3a-3g indiquent des articles ou

fonctions similaires.

Par exemple, pendant l'intervalle to-t1i de la figure 3b d'un cycle donné correspondant ou période, la

tension du signal impulsionnel V5 est positive relative-

ment au conducteur de la masse chaude pour maintenir le

transistor Ql de la figure 1 conducteur pendant l'inter-

valle to-t1 de la figure 3b. En conséquence, un courant i1 dans l'enroulement Wp de la figure 1 est en rampe vers le haut,comme le montre la figure 3d, pendant l'intervalle t0-t. Par conséquent, une énergie inductive est stockée dans le transformateur Ti de la figure 1. Au temps t1 de la figure 3d, le transistor Q1 de la figure i devient

non conducteur.

Après que le transistor Q1 soit devenu non conduc-

teur, l'énergie inductive stockée dans l'enroulement Wp est transférée, par action de transformateur de retour,

à un enroulement secondaire WS du transformateur T1.

Les impulsions de retour développées aux bornes corres-

pondantes 108 et 109 de l'enroulement WS sont redressées par des diodes 106 et i07,respectivement,et filtrées par des condensateurs 121 et 122, respectivement,pour produire des tensions continues B+ et V+, respectivement,qui sont toutes référencées sur un second conducteur commun,

appelé ici masse "froide". La masse froide est conductive-

ment isolée du conducteur de la masse chaude par rapport à un danger d'électrocution par les transformateurs T1 et T2. Le transistor Q1, le transformateur T1 et les

diodes 106 et 107 forment un étage de sortie de la SMPS.

Un modulateur de la largeur des impulsions de la source 200 comporte un oscillateur de blocage 110, selon un aspect de l'invention, qui produit un signal de commutation V5 pour commander l'opération de commutation du transistor Q1. L'oscillateur 110 comprend un transistor de commutation Q2 dont la base est également commandée ou

commutée par le signal V5. L'enroulement W3 du transforma-

teur T2 produit une contre-réaction positive dans l'oscillateur 110 en développant le signal V5. Le transformateur T2 a un enroulement primaire W1 qui est

couplé entre la tension VUR et le collecteur du transis-

tor Q2 de manière que l'enroulement W1 soit référencé sur le conducteur de la masse chaude. Un enroulement secondaire W2 du transformateur T2, qui est référencé sur le conducteur de la masse froide,est couplé de manière conductive à une diode D3 d'un circuit de commande 120, selon un autre aspect de l'invention, qui est également

référencé sur le conducteur de la masse froide.

La cathode de la diode D3 est couplée au conducteur de la masse froide via un condensateur C4. Comme on l'expliquera ultérieurement, une tension continue de commande V4, développée dans le condensateur C4, change le temps de non conduction, et par conséquent le facteur

d'utilisation du transistor Q2 pendant chaque période.

Un condensateur C2 est couplé entre la base du transistor Q2 et une borne 104a. Une résistance R2 est couplée entre la borne 104a et la borne 104 o est développé le signal V5. Pendant l'intervalle to-t de la figure 3b, un courant i5 de la figure 3c est produit dans la résistance R2 de la figure 1 qui est couplée entre les bornes 104 et 104a. Le courant i5 de la figure 3c, qui est produit par le signal V5 de la figure 3b, charge le condensateur C2 de la figure 1 d'une manière mettant le transistor Q2 en circuit,pendant l'intervalle to-t1

de la figure 3d.

Pendant un fonctionnement normal, quand le transis-

tor Q2 de la figure 1 est conducteur, un courant i2 de la figure 3d dans l'enroulement W1 de la figure 1 augmente linéairement, jusqu'à ce que la tension d'émetteur du transistor Q2, qui est développée à travers une résistance d'émetteur R4,soit suffisamment élevée pour amorcer une

opération de mise hors circuit rapide du transistor Q2.

La résistance de contre-réaction R4 est couplée entre l'émetteur du transistor Q2 et le conducteur de la masse chaude. La résistance R4 provoque une diminution graduelle du courant i5 de la figure 3c quand le transistor Q2 de la figure 1 est conducteur,jusqu'à ce que le transistor Q2

cesse de conduire au temps t1 de la figure 3c. La résis-

tance R4 de la figure 1 sert également à optimiser la condition de commutation et à offrir au transistor Q2 une protection de courant. Cela a pour résultat que la

tension dans l'enroulement W1 change de polarité. L'opéra-

tion de passage à l'ouverture est rapide à cause de la réaction positive provoquée par l'enroulement W3 lors

du développement du signal V5.

Comme on l'a précédemment indiqué, l'énroulement W3 produit un signal d'attaque impulsionnel V5 qui commande également le transistor Q1. L'intervalle de conduction dans chaque cycle du transistor Q1 et du transistor Q2

reste sensiblement constant ou non affecté par la charge.

Par conséquent, avantageusement, l'énergie stockée dans le transformateur T1, lorsque le transistor Q1 devient non conducteur, est sensiblement constante pour un niveau donné de la tension VUR. Cependant, l'intervalle de conduction peut varier lorsqu'il se produit une variation

de la tension VUR.

Quand le transistor Q2 cesse de conduire, un courant i4 en rampe vers le bas,sur la figure 3e,est produit

dans un enroulement W2 du transformateur T2 de la figure 1.

Le courant i4 force la diode 03 de la figure 1 à être conductrice et charge le condensateur C4, pendant l'intervalle t1-t4 de la figure 3e. Pour un niveau donné de la tension VUR de la figure 1,--et pour un facteur d'utilisation donné du transistor Q2' la charge ajoutée au condensateur C4 est la même dans chaque cycle. Pendant l'intervalle t1-t4, la tension de commande V4 de la figure 1, à l'exception de la chute de tension directe dans le diode 03, est sensiblement développée dans

l'enroulement W2.

Selon un aspect de l'invention, la tension V4 détermine la longueur de l'intervalle t1-t4 de la figure 3e qu'il faut pour épuiser l'énergie magnétique stockée dans le transformateur T2 de la figure 1. Quand, au temps t4, de la figure 3e, le courant i4 devient zéro, la polarité du signal V5 de la figure 3b change par suite des oscillation de résonance dans les enroulements du transformateur T2. Par conséquent, un courant positif i5 de la figure 3b est produit. Comme on l'a expliqué précédemment, lorsque le courant i5 est positif, il force

les transistors Q1 et.Q2 à être conducteurs.

Pendant l'intervalle ci-dessus mentionné de non conduction t1-t4 de la figure 3b des transistors Q1 et Q2 de la figure 1, le signal V5 est négatif,comme cela est montré pendant l'intervalle t1-t4 de la figure 3b. En conséquence, un courant de la polarité opposée, comme le montre la figure 3c, s'écoule à travers le condensateur C2 de la figure 1, pendant l'intervalle t1-t2 de la figure 3c et par la diode D1 pendant l'intervalle t2-t4 de la figure 3c. La charge résultante au condensateur C2 produit une tension dans le condensateur C2 à une polarité telle que cela a tendance à mettre rapidement le transistor Q2 en circuit, lorsqu'au temps t4 de la

figure 3b, le signal V5 change de polarité.

Le circuit de commande 120 de la figure 1, qui est référencé sur le conducteur de la masse froide, contrôle le facteur d'utilisation de l'oscillateur 110 en changeant

la tension de commande V4 à travers le condensateur C4.

Un transistor Q4 du circuit 120 est couplé en configura-

tion d'amplificateur en base commune. La tension de base du transistor Q4 est obtenue via une diode polarisée en direct de compensation de température D5 à partir d'un régulateur de tension VR1 à +12 volts. Le régulateur VR1

est excité par la tension V+.

Une résistance R51 est couplée entre l'émetteur du transistor Q4 et la borne 99. Par suite de l'opération en base commune, un courant i8 dans la résistance R51 est proportionnel à la tension B+. Une résistance réglable R5, qui est utilisée pour ajuster le niveau de la tension B+, est couplée entre le conducteur à la masse froide et une borne de jonction entre l'émetteur du transistor Q4 et la résistance R51. La résistance R51 est utilisée pour

contrôler le niveau du courant dans le transistor Q4.

Ainsi, une portion préétablie ajustable du courant i8 s'écoule vers le conducteur dela masse froide par la résistance R5 et une composante d'erreur du courant i8

s'écoule à travers l'émetteur du transistor Q4.

Le courant de collecteur du transistor Q4 est couplé à la base d'un transistor Q3 pour contrôler un courant de collecteur du transistor Q3. Le collecteur du transistor Q3, formant une haute impédance de sortie, est couplé à la jonction entre le condensateur C4 et la diode 03. Quand le transistor Q2 devient non conducteur, l'énergie stockée dans le transformateur T2 force le courant i4 à s'écouler via la diode D3 dans le condensateur C4, comme indiqué précédemment. La régulation de l'alimentation en courant est obtenue en contrôlant la tension de commande V4. La tension V4 est réglée en contrôlant la charge dans l'enroulement W2

du transformateur T2 au moyen du transistor Q3.

Le courant de collecteur du transistor Q3,qui forme une source de courant ayant une haute impédance de sortie,est couplé à un condensateur C4 qui fonctionne comme un volant. A l'état stable, la quantité de charge qui est ajoutée au condensateur C4 pendant l'intervalle t1-t4 de la -figure 3e est égale à la quantité de charge qui est éliminée par le transistor Q3 du condensateur C4

dans une période donnée to-t4.

Les figures 2a-2d illustrent des formes d'onde utiles pour expliquer l'opération de régulation de la SMPS

de la figure 1 dans différentes conditions de charge.

Des symboles et chiffres similaires sur les figures 1, 2a-2d et 3a-3g indiquent des articles ou fonctions

similaires.

Après, par exemple, le temps tA des figures 2a-2d, le courant d'alimentation en courant chargeant le condensateur 121 de la figure 1 diminue et la tension B+ a tendance à augmenter. Par suite de l'augmentation de la tension B+, le transistor Q3 est conducteur d'un niveau supérieur du courant de collecteur. Par conséquent, la tension V4 de la figure 2c dans le condensateur C4 de la figure 1 diminue. Par conséquent, il faut plus longtemps dans chaque période pour épuiser l'énergie inductive stockée du transformateur T2 de l'oscillateur de blocage 110 après que le transistor Q2 soit devenu

non conducteur. Il s'ensuit que la longueur de l'inter-

valle tA-tB, de la figure 2a, dans un cycle donné, quand le transistor Q2 de l'oscillateur 11O de la figure 1 est

non conducteur, augmente en condition de charge réduite.

Cela a pour résultat que le facteur d'utilisation, c'est-

à-dire le rapport entre le temps "passant" et le temps "non passant" du transistor Q1 diminue comme cela est

requis pour une bonne régulation.

A l'état stable, la tension V4 est stabilisée à un niveau qui provoque un équilibre entre les courants de charge et de décharge du condensateur C4. L'augmentation de la tension B+ est capable de provoquer avantageusement un changement proportionnellement plus important de la tension V4 par suite de l'amplification et de l'intégration du courant de collecteur du transistor Q3 dans le conden- sateur C4. En condition transitoire, tant que la tension B+ est par exemple plus importante que 145 volts, la

tension V4 diminue.

Cela a pour résultat que la tension V4 de la figure 1 a tendance à changer d'une manière qui tend à annuler la tendance ci-dessus mentionnée à ce que la tension B+ augmente sous une charge réduite. Ainsi, une régulation est obtenue en contre-réaction négative. Dans le cas extrême, un court-circuit dans l'enroulement W2 pourrait inhiber l'oscillation dans l'oscillateur 110 produisant ainsi,avantageusement,une caractéristique

inhérente d'auto-sécurité, comme décrit ultérieurement.

Inversement, la tendance de la tension B+ à

diminuer augmentera le facteur d'utilisation des transis-

tors Qi et Q2 d'une manière produisant la régulation.

Ainsi, l'intervalle de non conduction du transistor Qi-

varie avec la charge du courant à une borne 99 o est

développée la tension B+.

Le traitement de la tension B+ pour produire la tension de commande V4 est accompli,avantageusement,dans un trajet de signaux couplé en courant continu pour améliorer la détection des erreurs. De même, un changement de la tension B+ est capable de provoquer un changement proportionnellement plus important de la tension V4, améliorant ainsi la sensibilité à l'erreur. Ce n'est qu'après amplification de l'erreur dans la tension B+ que l'erreur amplifiée contenue dans la tension V4 couplée en courant continu est couplée par transformateur ou en courant alternatif pour effectuer la modulation de la largeur des impulsions. La combinaison de telles

caractéristiques améliore la régulation de la tension B+.

Une autre façon selon laquelle un agencement similaire au circuit de commande 120 est utilisé dans des buts de régulation est montrée et expliquée dans une demande de brevet US en cours,0424 353 déposée le 19 Octobre 1989 et intitulée A SYNCHRONIZEO SWITCH-MOOE POWER SUPPLY, au nom de Leonardi. Là, une tension qui est produite comme la tension V4 de la figure 1 est couplée par transformateur à un générateur de dents de scie. La tension couplée par transformateur varie avec un signal en dents de scie qui est utilisé pour produire un signal de commande dont

la largeur des impulsions est modulée.

Une diode Zener D4 est couplée en série avec une résistance R04, entre la base et le collecteur du transistor Q3. La diode Zener D4 limite avantageusement

la tension V4 à environ 39 volts.

Selon une caractéristique de l'invention, la diode Zener D4 limite la fréquence de l'oscillateur 110 ou le temps minimum de coupure des transistors Q2 et Q1. De cette manière, la puissance maximale transférée à la charge est avantageusement limitée pour produire une

protection contre un excès de courant.

Pour un fonctionnement sOr, il peut être souhaitable que le courant secondaire i3 dans l'enroulement W 3 s diminue à zéro avant que le transistor Ql ne soit de

nouveau conducteur. Cela signifie que le temps de dégra-

dation du courant i3 doit de préférence être plus court que le temps minimum de dégradation du courant i4 de l'oscillateur de blocage 110. Cette condition peut être remplie par un choix approprié de l'inductance primaire

du transformateur T2 et de la valeur de la diode Zener 04.

Le fonctionnement de veille est amorcé en faisant fonctionner la SMPS 200 en mode de fonctionnement à faible courant. Le mode de fonctionnement à faible courant se produit lorsque la demande de courant par la SMPS baisse en dessous de 20-30 watts. Par exemple, lorsqu'un oscillateur horizontal, non représenté, qui est commandé par une unité de télécommande 333, cesse de fonctionner,

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le circuit de déviation horizontale 222, qui est excité par la tension B+, cesse également de fonctionner. Par conséquent, la charge à la borne 99, o est produite la tension B+,est réduite. En conséquence, la tension B+ et le courant d'erreur dans le transistor Q4 ont tendance à augmenter. Par conséquent, le transistor Q3 se sature, provoquant presqu'un courtcircuit dans l'enroulement W2 du transformateur T2 qui rend la tension V4 à peu près

nulle. En conséquence, contrairement au mode de fonction-

nement continu, une impulsion positive du signal V5 ne peut être produite par les oscillations de résonance dans le transformateur T2. Il s'ensuit que le circuit en contre-réaction régénérative ne peut amorcer la mise en circuit du transistor Q2. En conséquence, on ne peut

entretenir des oscillations continues.

Cependant, le transistor Q2 est périodiquement mis en commutation en fonctionnant en mode de salve par une portion en rampe vers le haut d'une tension redressée simple alternance d'un signal V7. Le signal V7

se produit à la fréquence du secteur, telle que 50 Hz.

Le signal V7 est dérivé du pont redresseur 100 et il est appliqué à la base du transistor Q2 via un agencement en

série d'une résistance R1 et d'un condensateur C1.

L'agencement en série fonctionne comme un différentiateur

qui produit un courant i7.

Les figures 5a-5d montrent des formes d'onde pendant le fonctionnement de veille, indiquant que l'opération de commutation en mode de salve de l'oscillateur 110 se produit pendant un intervalle t10-t12 suivi d'un intervalle de temps mort t12-t13'lorsqu'il n'y a aucune impulsion de déclenchement du signal V5 dans l'oscillateur de blocage. Des symboles et chiffres similaires sur les figures 1 et 5a-5d indiquent des articles ou fonctions similaires. Un agencement en parallèle d'un condensateur C3 de la figure 1 et d'une résistance R3-est couplé en série avec une diode D2 pour former un agencement qui est couplé entre le conducteur dela masse chaude et la borne de jonction 104a, entre le condensateur C2 et la résistance R2. Une diode D1 est couplée en parallèle avec lecondensateur C2.

Pendant un fonctionnement en mode normal continu, le condensateur C3 reste chargé à une tension constante V6 par les impulsions de tension positive du signal V5 qui est développé dans l'enroulement W3 à chaque fois que le transistor Q2 est conducteur. Par conséquent, pendant un fonctionnement en mode continu normal, le condensateur C3 n'a aucun effet. Pendant l'opération de veille, le condensateur C3 se décharge pendant les longues périodes inactives ou temps morts comme cela est montré entre les

temps t12-t13 de la figure 5b.

Immédiatement après le temps t10 de la figure Sa d'un intervalle donné t10-t13, le courant i7 de la figure 1 qui est produit par différentiation de tension dans le condensateur Cl,augmente de zéro à une valeur positive maximale. Par suite, un courant de base, produit

dans le transistor Q2, rend le transistor Q2 conducteur.

Quand le transistor Q2 devient conducteur, une impulsion positive du signal V5 est produite dans l'enroulement W3

qui rend les transistors Q1 et Q2 conducteurs.

Comme pour le fonctionnement normal en mode continu qui a été décrit précédemment, le transistor Q2 reste conducteur jusqu'à ce'que la grandeur du courant de base du transistor Q2 soit insuffisante pour le maintenir en saturation, tandis que le courant de collecteur i2 est en rampe vers le haut. Alors, la tension de collecteur V2 augmente et le signal V5 diminue. Cela a pour résultat

que le transistor Q2 est mis hors circuit.

La tension dans le condensateur C2 produit un courant négatif i5 qui décharge le condensateur C2 via une diode D7 et maintient ainsi le transistor Q2 hors circuit. Tant que la grandeur du courant négatif i5 est plus importante que celle du courant positif i7, le

courant de base du transistor Q2 est nul et le transis-

tor Q2 reste non conducteur. Quand la grandeur du courant négatif i5 de la figure 1 devient plus faible que le courant i7, le transistor Q2 est de nouveau mis en circuit et un courant positif i5 est produit. Pendant une portion sensible d'un intervalle donné de conduction du transistor Q2, le courant i5 s'écoule totalement via le condensateur C2 pour former le courant de base du transistor Q2. Comme le courant de collecteur i2 est en rampe vers le haut, la tension d'émetteur du transistor Q2 augmente en rampe vers le haut, forçant la tension à l'anode de la diode D2 à augmenter. Quand la tension à l'anode de la diode 02 devient suffisamment positive, la diode D2 commence à être conductrice. Par conséquent, une portion sensible du courant i5 est détournée,par le condensateur C3,de la base du transistor Q2. Cela a pour résultat que le courant de base devient insuffisant pour entretenir le courant de collecteur du transistor Q2. Par conséquent, le trajet du signal de contre-réaction positiveforce le transistor Q2 à se mettre hors circuit. Ainsi, l'amplitude de crête du courant i2 est déterminée par le niveau de la tension V6 dans le

condensateur C3.

Pendant l'intervalle t10-t12 des figures 5a-5d, le condensateur C3 de la figure 1 est chargé par le courant positif i5. Par conséquent, la tension V6 de la

figure Sb devient progressivement de plus en plus impor-

tante. La tension V6 qui devient progressivement de plus en plus importante force l'intervalle de conduction pendant chaque cycle qui se produit dans l'intervalle t-t 2 des figures 5a-5d à devenir progressivement de 12

plus en plus long.

Pendant une portion correspondante de non conduction de chaque cycle qui se produit dans l'intervalle t10-t12, le condensateur C2 de la figure 1 est déchargé. La longueur de l'intervalle de non conduction du transistor Q2 dans chaque cycle est déterminée par le temps requis pour décharger le condensateur C2 à un niveau tel que cela force la grandeur du courant négatif i5 à être plus petite que celle du courant positif i7. Cette intervalle de non conduction devient de plus en plus long parce que le condensateur C2 est chargé à une tension progressive- ment de plus en plus élevée et également parce que la grandeur du courant i7 devient progressivement de plus en plus faible. Par conséquent, un courant positif de base commencera à s'écouler dans la base du transistor Q2 après des intervalles de non conduction progressivement

de plus en plus longs.

Au temps t12 de la figure 5a, le courant i7 est nul. Par conséquent, un fonctionnement en mode de salve qui s'est produit pendant l'intervalle t10-t12 ne peut continuer et le long intervalle de temps mort t12-t13 se produit,dans lequel aucune opération de commutation n'est effectuée. Au temps t13, le courant positif i7 est de

nouveau produit et un intervalle de commutation sub-

séquent en mode de salve se produit dans les transistors

Ql et Q2.

Pendant l'intervalle en mode de salve t10-t12 de la figure 5d, la longueur de l'intervalle de conduction dans chaque cycle augmente progressivement, comme on l'a précédemment expliqué. Cette opération peut être appelée par le terme opération départ en douceur. Etant donné l'opération de départ en douceur, le condensateur 121, par exemple,de la SMPS 200, est graduellement chargé ou déchargé. La tension V6, en étant plus faible que pendant le fonctionnement en mode continu, maintient la fréquence de commutation des transistors Ql et Q2 de la figure 1 au delà de la plage audible dans SMPS 200 de la figure 1 pendant tout l'intervalle t10-t12 de la figure 5a. Par suite de l'opération de départ en douceur et de la haute fréquence de commutation pendant la veille, le bruit produit par une vibration mécanique parasite dans les bobines d'inductance et les transformateurs de SMPS 200

de la figure 1 est avantageusement sensiblement réduit.

Le fonctionnement en mode de salve pendant l'intervalle to10-t12 de la figure 5c produit la tension B+ de la figure 1 à un niveau suffisant pour permettre le fonctionnement de l'unité de télécommande 333 de la figure 1 pendant la veille. Etant donné le fonctionne- ment en mode de salve, l'énergie consommée dans SMPS 200 est maintenue sensiblement plus faible, à environ 6 watts,

que pendant le fonctionnement en mode continu normal.

Pour générer la tension V+ au niveau requis pour faire fonctionner l'unité de télécommande 333, un facteur d'utilisation moyen correspondant des transistors Q1 et Q2, qui est sensiblement plus faible que pendant le mode

continu,est requis. La longueur de l'intervalle de conduc-

tion dans le transistor Q1 doit,par exemple,être plus lon-

que que le temps de stockage du transistor QI. En

conséquence, en fonctionnant en mode de salve, l'inter-

valle de conduction du transistor Q1 dans chaque cycle peut être maintenu plus long,pour obtenir le facteur d'utilisation moyen plus faible requis, que si une opération de commutation continue s'était produit pendant la veille. Cette opération de commutation continue dans les transistors Qi et Q2 se produit pendant une opération en mode continu normal o aucun intervalle de temps mort,

comme l'intervalle t12-t13 de la figure 5d,ne se produit.

SMPS a également une caractéristique de départ en douceur comme on l'expliquera maintenant à l'aide des formes d'onde des figures 6a-6d. Des symboles et chiffres similaires à ceux des figures 1, 5a-5d et 6a-6d indiquent des articles ou fonctions similaires. Le mode de mise en marche est similaire au fonctionnement de veille. Quand l'alimentation en courant est mise en circuit, les condensateurs C3 et C4 sont déchargés et il n'y a pas

de polarisation directe à la base du transistor Q2.

L'oscillation est amorcée en fournissant une petite portion du signal d'alimentation en courant alternatif redressé V7 à la base du transistor Q2. Comme le montre la figure 6d, le facteur d'utilisation de l'oscillateur est initialement très court, ou bien l'intervalle dans chaque cycle o le transistor Q2 est non conducteur est long, parce que l'enroulement W2 du transformateur T2

est fortement chargé par le condensateur déchargé C4.

La charge aux condensateurs C3 et C4 et la tension B+ s'accumulent graduellement sur une période d'environ 15 ms comme le montre la figure 6c. Un fonctionnement normal

commence à la suite de cette lente accumulation.

Dans le cas d'un court-circuit à la borne 99 de la figure 1, par exemple, la SMPS 200 passe en mode de fonctionnement intermittent, d'une manière similaire au mode de fonctionnement de veille. Par exemple, si le condensateur C121 de la figure 1 est mis en court-circuit,

l'augmentation du courant i3 s'écoulant à travers l'enrou-

lement secondaire WS du transformateur T1 provoque une plus haute polarisation négative se développant dans une

résistance R6 que celle couplée à l'émetteur du transis-

tor Q3. Le courant de base s'écoule alors dans le

transistor Q3 à travers une diode D55, mettant le transis-

tor Q3 en saturation et bloquant sa tension de collecteur V4 à la masse. La charge conséquente du transformateur T2 force SMPS 200 à fonctionner en mode intermittent de salve

comme décrit pour le fonctionnement en mode de veille.

La portion d'alimentation à basse tension de SMPS 200 qui a produit la tension V+ peut étre agencée pour fonctionner comme un convertisseur direct dans le cas

par exemple, o une forte puissance audio est requise.

La figure 7 montre une modification du circuit de la figure 1 pour obtenir un fonctionnement de convertisseur direct. Une résistance Rx et une diode Dy de la figure 7 servent de protection contre une surcharge comme on l'expliquera ultérieurement. Des symboles et chiffres similaires des figures 1 et 7 indiquent des articles ou fonctions similaires. Si une surcharge se produit quand on emploie la modification montrée à la figure 7 pour produire la haute alimentation audio, la résistance RTx

2 47280

détecte l'excès de courant et applique une polarisation

négative à l'émetteur du transistor Q3.

Le Tableau I montre la variation de la tension B+ provoquée par une variation correspondante d'un courant de faisceau s'écoulant dans une électrode finale, non représentée, d'un récepteur de télévision. La tension B+ excite l'étage de sortie du circuit de déviation, non représenté, pour produire la tension finale et le courant du faisceau. Le TableauII montre une variation de la tension B+ provoquée par une variation de la tension

d'alimentation du secteur VAC.

Dans des buts de comparaison, la rangée N 1 de chacun des tableaux offre des données obtenues lorsqu'une SMPS conventionnelle de l'art antérieur, utilisant un circuit de commande TDA4601 en circuit intégré et un

transformateur de puissance Orega N V4937700 est utilisée.

La rangée N 2 de chacun des tableaux offre les données obtenues lorsque l'on utilise la SMPS non modifiéede la figure 1. Comme on peut le voir, la performance de la SMPS

200 de la figure 1 est supérieure.

TABLEAU I

Tension Courant Tension secteur faisceau B+ Type Rangée N [] [mA] [VI AV LmV] circuit 0,8 139,8 Art 1 220 700 antérieur

0 140,5

0,8 140,5 SMPS de 2 220 200 Fig.1

0 140,7

TABLEAU II

Tension Courant Tension secteur faisceau B+ Type Rangée No [V]VAC [mAl [V] V[mVI circuit 139,1 Art 1 0,5 1,4 antérieur

250 140,5

140,4 SMPS de 2 0,5 0,1 Fig. 1

250 140,5

Le transformateur T1, montré à la figure 4, est du type E42/20 de Siemens, NO 27, noyau B 66329-G 1500,

transformateur: B 66243-A 1018-Tl, quand au transforma-

teur T2, il est du type 3CS,U15 Philips, noyau 3 122 134 90690, transformateur 3122 134 02540.

Claims (35)

R EVENDICATIONS

1.- Alimentation en courant en mode commuté, du type comprenant: un transformateur ayant des premier et second enroulements; un premier moyen de commutation couplé audit premier enroulement pour produire un premier courant dans ledit premier enroulement pour exciter ledit second enroulement; un condensateur; caractérisée par un second moyen de commutation (D3) couplé audit second enroulement (W2) et audit condensateur (C4) pour produire un courant redressé (i4) dudit second enroulement (W2) qui développe une première tension de commande (V4) dans ledit condensateur (C4), ladite première tension de commande (V4) étant couplée audit transformateur (T2) pour développer une seconde tension de commande (V5) qui change selon ladite première tension de commande-(V4);

un moyen (Q3) répondant à une tension d'alimenta-

tion de sortie (B+) et couplé audit condensateur (C4) pour contrôler ladite première tension de commande (V4) de manière qu'un changement d'une grandeur de ladite tension d'alimentation de sortie (B+),è partir de sa valeur nominale,produise un changement amplifié de grandeur de ladite seconde tension de commande (V5); une source (100) de tension d'alimentation d'entrée (VuR); et

un moyen (Q1) excité par ladite tension d'alimenta-

tion d'entrée (VuR) et répondant à ladite seconde tension

de commande (V5) qui lui est appliquée via ledit trans-

formateur (T2) pour produire, à partir de ladite tension

d'alimentation d'entrée (VuR) ladite tension d'alimenta-

tion de sortie (B+), ledit moyen générateur de la tension

d'alimentation de sortie comportant un moyen de commuta-

tion (Q1) qui est commuté en des points dans le temps déterminés selon le changement amplifié de ladite seconde tension de commande (V5) pour réguler ladite tension d'alimentation de sortie (B+).

2.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ladite première tension de commande (V4) est couplée audit second enroulement (W2) via ledit second moyen de commutation (D3) qui redresse ledit courant redressé (i4) s'écoulant dans ledit second enroulement.

3.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit changement de la tension d'alimentation de sortie (B+) est couplé en courant continu, d'une borne (99) o est développée ladite tension

d'alimentation de sortie,audit second enroulement (W2).

4.- Alimentation selon la revendication 1,

caractérisée en ce que ledit premier courant de commuta-

tion (i2) stocke une énergie inductive dans ledit trans-

formateur (T2) pendant une première portion d'une période

donnée, ladite énergie stockée étant enlevée dudit trans-

formateur (T2) par ledit courant redressé (i4), qui s'écoule dans ledit second enroulement (W2) en mode de retour dudit transformateur (T2) pendant une seconde

portion de ladite période donnée.

5.- Alimentation selon la revendication 4, caractérisée en ce que ledit changement amplifié de ladite seconde tension de commande (V5) produit un changement correspondant de la longueur de ladite seconde portion de ladite période donnée qu'il faut pour éliminer ladite

énergie stockée dudit transformateur (T2).

6.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation comprend une diode (03) qui est polarisée en direct par ledit courant redressé (i4) pendant une première portion d'une période donnée pour produire dans ladite diode (D3) 26472a0 ledit courant redressé (i4) et qui est polarisée en inverse

pendant une seconde portion de ladite période donnée.

7.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension d'alimentation de sortie comprend un oscillateur de blocage (110) pour produire un premier signal de commande (V2) dont la largeur d'impuisions est modulée et en ce que ledit transformateur (T2) produit un trajet de signaux de réaction de régénération dans ledit oscillateur de

blocage (110).

8.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen (Q3)contrôlant ladite première tension de commande (V4) produit un second courant dans ledit condensateur (C4) de manière que ledit courant redressé (i4) et ledit second courant qui sont appliqués audit condensateur (C4) soient des courants continus qui s'écoulent en directions opposées dans ledit

condensateur (C4).

9.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen (Q3) contrôlant ladite première tension de commande (V4) comprend un transistor (Q3) pour produire,dans son électrode conductrice de courant principal,un second courant qui varie selon ladite tension d'alimentation de sortie, ledit second courant s'écoulant dans ledit condensateur (C4) en direction

opposée audit courant redressé (i4).

10.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen (Q3) contrôlant la première tension de commande (V4) répond à un courant de charge (i8) pour produire une protection contre

l'excès de courant.

11.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen (Q3) contrôlant la première tension de commande (V4) est sensible à un signal de commande mode continu/mode de veille (de 333) pour établir ladite première tension de commande (V4) à un niveau qui empêche une opération de commutation de se

produire dans ledit moyen générateur de tension d'alimen-

tation de sortie (Q1) pendant un mode de veille.

12.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation comprend une diode (D3) et en ce que ledit courant redressé (i4) polarise ladite diode (D3) en direct pendant un intervalle de retour dudit premier courant (i2) pour

rendre ladite diode (D3) conductrice.

13.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit courant redressé (i4) s'écoule dans ledit second enroulement (W2) en rampe à une allure de changement qui varie selon ladite première tension de commande (i4) de façon que l'énergie magnétique qui est stockée dans ledit transformateur (T2) avant une portion de retour d'une période donnée soit supprimée pendant ladite portion de retour de ladite période donnée,

ladite portion de retour ayant une durée qui est déter-

minée par ladite tension d'alimentation de sortie (B+).

14.- Alimentation selon la revendication 13, caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension d'alimentation de sortie (Q1) comprend un transistor vibreur (Q1) répondant à un premier signal de commande (i5)

qui est produit dans un enroulement (W3) dudit trans-

formateur (T2) de manière qu'un facteur d'utilisation dudit premier signal de commande (i5) varie selon la

variation.du taux de changement dudit courant redressé (i4).

15.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit premier moyen de commutation (Q2) comprend un transistor de commutation (Q2) ayant une électrode conductrice de courant principal (collecteur) qui est couplée audit premier enroulement (W1) et une électrode de commande (base) qui est couplée à un troisième enroulement (W3) dudit transformateur (T2),

ledit transistor de commutation (Q2) et ledit transforma-

teur (T2) formant un oscillateur (110) tel que ledit transformateur (T2) produise un trajet de signal de contre-réaction positive régénérative qui maintient les

oscillations dans ledit oscillateur (110).

16.- Alimentation selon la revendication 15, caractérisée par un moyen (Dl, D2, C2, C3) pour augmenter la fréquence d'oscillations dudit oscillateur (110) au

delà d'une plage audible pendant une opération de veille.

17.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit moyen (Q3) contrôlant la première tension de commande comprend un transistor (Q3) ayant une électrode (collecteur) formant une source de courant avec une haute impédance de sortie qui est couplée audit condensateur (C4) pour décharger ledit condensateur (C4) à une allure de changement qui est déterminée selon ladite tension d'alimentation de sortie (B+) pour maintenir ladite première tension de commande (V4) dans ledit condensateur (C4) à un niveau qui indique

le facteur requis d'utilisation de l'opération de commuta-

tion dans ledit moyen générateur de tension d'alimentation

de sortie (Q1).

18.- Alimentation selon la revendication 1, caractérisée en ce que ledit transformateur (T2) isole ladite tension d'alimentation de sortie (B+) de ladite tension d'alimentation d'entrée (VuR) par rapport à un

danger d'électrocution.

19.- Alimentation en courant en mode commuté du type comprenant: un transformateur ayant des premier et second enroulements; un premier moyen de commutation couplé audit

premier enroulement pour y produire un courant de commuta-

tion qui stocke l'énergie magnétique dans ledit transfor-

mateur pendant un premier intervalle d'une période donnée; caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation (D3) est couplé audit second enroulement (W2) pour produire un second courant de commutation (i4) dans un trajet de courant qui contient ledit second enroulement (W2) qui épuise ladite énergie stockée dudit transformateur (T2) pendant un intervalle de retour de ladite période donnée, ledit transformateur (T2) et ledit premier moyen de commutation (Q2) formant un trajet de signaux en contre-réaction positive régénérative qui forme un oscillateur de blocage (110), ledit oscillateur (110) produisant un signal de sortie (V5) qui est modulé selon l'épuisement de ladite énergie stockée; une source (100) de tension d'alimentation d'entrée (VuR); un moyen (Ql) couplé à ladite tension d'alimentation d'entrée (VuR) et répondant audit signal de sortie de l'oscillateur (V5) pour produire, à partir de ladite tension d'alimentation d'entrée (VUR), une tension d'alimentation de sortie (B+) par une opération de commutation selon la modulation dans le temps dudit signal de sortie d'oscillateur (V5); et un moyen (Q4, Q5) répondant à ladite tension d'alimentation de sortie (B+) et couplé audit second enroulement (W2) dudit transformateur (T2) pour produire une tension de commande (V4) entre deux bornes qui sont couplées dans ledit trajet de courant dudit second enroulement (W2) pour changer le taux d'épuisement de ladite énergie stockée, et moduler ainsi ledit signal (V5) à la sortie dudit oscillateur (110) d'une manière régulant

ladite tension d'alimentation de sortie (B+).

20.- Alimentation selon la revendication 19, caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension de commande (Q4, 05) forme un trajet de signaux couplé en courant continu entre une borne (99) o est développée ladite tension d'alimentation de sortie (B+) et ledit

second enroulement (W2).

21.- Alimentation selon la revendication 19, caractérisée en ce que le signal (V5) à la sortie dudit oscillateur (110) est électriquement non isolé, par rapport à un danger d'électrocution, par rapport à ladite tension d'alimentation d'entrée (VuR) et en ce que ledit transformateur (T2) isole électriquement, par rapport au danger d'électrocution, ladite tension de commande (V4) du signal (V5) de sortie de l'oscillateur (110) et de

ladite tension d'alimentation d'entrée (VuR).

22.- Alimentation selon la revendication 19, caractérisée en ce qu'un troisième enroulement (W3) du transformateur (T2) est couplé à une borne de commande (base) dudit premier moyen de commutation (Q2) pour former ledit trajet de signaux à contre-réaction positive régénérative.

23.Alimentation selon la revendication 22,

caractérisée en ce que ledit signal de sortie d'oscilla-

teur (V5) est produit dans ledit troisième enroulement (w3).

24.- Alimentation selon la revendication 19,.

caractérisée en ce que le moyen générateur de la tension de commande (V4) comprend un condensateur (C4) couplé entre lesdites deux bornes pour produire ladite tension de commande (V4) dans ledit concensateur (C4) dont la valeur indique un facteur d'utilisation dudit signal (V5) à la sortie dudit oscillateur (110) requis pour réguler ladite tension d'alimentation de sortie (B+) de manière qu'un changement de ladite tension d'alimentation de sortie (B+) produise un changement proportionnellement plus important dans ladite tension de commande (V4), o ledit second moyen de commutation (D3) répond audit second courant de commutation (i4) pour coupler ledit condensateur (C4) audit second enroulement (W2) pour appliquer ladite tension de commande (V4) dans ledit condensateur (C4) audit second enroulement (W2) pendant

ledit intervalle de retour de ladite période donnée.

25.- Alimentation selon la revendication 24, caractérisée en ce que ledit condensateur (C4) est chargé, dans une direction donnée, pendant l'intervalle de retour de ladite période donnée, dudit second courant de commutation (i4) qui est produit dans ledit second

enroulement (W2).

26.- Alimentation selon la revendication 19) caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension de commande (Q4, Q5) permet au moins l'un d'une opération à départ en douceur et d'une protection contre

la surtension dans ladite alimentation en courant.

27.- Alimentation selon la revendication 19, caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension de commande comprend un condensateur (C4) et en ce que ledit second moyen de commutation (D3) est couplé audit second enroulement (W2) et audit condensateur (C4) pour redresser ledit second courant de commutation (i4) dans ledit second enroulement (W2) pour produire un courant redressé qui s'écoule dans ledit con.densateur (C4) et qui développe dans ledit condensateur (C4) ladite tension de commande (V4) de façon que ledit second moyen de commutation (D3) applique ladite tension de commande (V4)

audit second enroulement (W2).

28.- Alimentation selon la revendication 27, caractérisée en ce que ledit moyen générateur de tension de commande comprend de plus un transistor (Q3) ayant une électrode conductrice de courant principal (collecteur) qui est couplée audit condensateur (C4) et une électrode de commande (base) qui est couplée à ladite tension d'alimentation de sortie (B+) pour produire un courant d'électrode conductrice de courant principal dans

ledit transistor (Q3) qui est proportionnel à la diffé-

rence entre des valeurs requise et réelle de ladite

tension d'alimentation de sortie (B+).

29.- Alimentation selon la revendication 28, caractérisée en ce que ledit transistor (Q3) fonctionne

comme un commutateur qui inhibe les oscillations dans le-

dit oscillateur (110) lorsque se présente une condition

d'excès de courant.

30.- Alimentation selon la revendication 19, caractérisée par un moyen (Di, D2, C2, C3) couplé audit oscillateur (110) pour augmenter sa fréquence au delà

d'une plage audible pendant un mode de veille.

31.- Alimentation en courant en mode commuté du type comprenant: un moyen pour produire un premier signal de commande ayant un facteur d'utilisation réglable;

un moyen excité par une source de tension d'alimen-

tation d'entrée et répondant audit premier signal de commande pour produire, de ladite tension d'alimentation d'entrée, une tension d'alimentation de sortie qui est régulée selon le facteur d'utilisation dudit premier signal de commande; un transformateur ayant des premier et second enroulements; caractérisée par un premier moyen de commutation (Q2) couplé audit premier enroulement (W1)et commutant à une fréquence donnée pour produire un courant de commutation (i2) dans ledit

premier enroulement (W1) pour exciter ledit second enrou-

lement (W2); un moyen (Q3, Q4) répondant à ladite tension d'alimentation de sortie (B+) pour produire une première tension de commande (V4) qui change selon ladite tension d'alimentation de sortie (B+) de manière qu'un changement de la grandeur de ladite tension d'alimentation de sortie (B+) produise un changement proportionnellement plus important de ladite première tension de commande (V4); et un second moyen de commutation (03) répondant au courant de commutation (i4) qui s'écoule dans ledit second enroulement (W2) pendant une portion de retour d'une période donnée pour coupler ladite première tension de commande (V4) audit second enroulement (W2) et développer, dans ledit second enroulement (W2),une seconde tension de commande qui force le facteur d'utilisation dudit premier signal de commande (V5) à changer selon ladite première tension

de commande (V4).

32.- Alimentation en courant en mode commuté selon la revendication 31, caractérisée en ce que ledit second moyen de commutation (D3) comprend un redresseur et en ce que, quand ledit courant de commutation (i2) dans ledit premier enroulement (W1) est à une première polarité, ledit courant de commutation (i2) s'écoule dans ledit redresseur (D3) en direction directe pour rendre

ledit redresseur (03) conducteur.

33.- Alimentation en courant selon la revendication 32, caractérisée en ce que le moyen générateur (Q3, Q4) de ladite première tension de commande (V4) répond à un courant de charge pour changer ladite tension de commande (V4) d'une manière produisant une protection contre

un excès de courant.

34. - Alimentation en courant selon la revendication 31, caractérisée en ce que ledit transformateur (T2) est incorporé dans un trajet de contreréaction régénérative d'un oscillateur de blocage (110) et en ce qu'un facteur d'utilisation d'un signal de sortie (V5) dudit oscillateur (110) varie selon ladite tension d'alimentation de

sortie (B+).

35.- Alimentation en courant en mode commuté, du type comprenant: un transformateur ayant des premier et second enroulements; un premier moyen de commutation couplé audit premier enroulement pour stockerde l'énergie dans le transformateur pendant un premier intervalle d'un cycle de commutation; caractérisée par un second moyen de commutation (03) couplé audit second enroulement (W2) et fonctionnant en mode de convertisseur de retour pour épuiser ladite énergie stockée dudit transformateur (T2) pendant un intervalle de retour dudit cycle de commutation;

un moyen de commande (W3) couplé audit transforma-

teur (T2) et répondant à l'épuisement de ladite énergie stockée pour contrôler le facteur d'utilisation dudit premier moyen de commutation (Q2) ; une source (100) d'une tension d'entrée (VuR); un moyen (Q1) répondant à la commutation cyclique dudit premier moyen de commutation (Q2) pour produire une tension de sortie (B+) à partir de ladite tension d'entrée (VuR); et un circuit de contre-réaction négative (Q3, Q4) répondant à ladite tension de sortie (B+) pour produire une tension de commande (V4) qui est appliquée audit transformateur (T2) pendant ledit intervalle de retour pour changer l'allure d'épuisement de ladite énergie stockée et ainsi changer le facteur d'utilisation d'une

manière régulant ladite tension de sortie (B+).