JPH02273073A - スイッチモード電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の利用分野） この発明はスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に関するも
のである。

（発明の背景） あるテレビジョン受像機には、受像機の共通導体に対し
て生成されるＲ、Ｇ、Ｂ入力信号のような外部からのビ
デオ入力信号などを受取るための入力端子が設けられて
いる。このような信号端子と受像機の共通導体は、外部
装置、例えば、■ｃＲ（ビデオカセットレコーダ）やテ
レテキストレコーダなどの対応信号端子や共通導体に結
合されるであろう。

外部装置とテレビジョン受像機との間の信号の結合を簡
単にするために、受像機と外部装置の共通導体とを相互
に接続して同し電位となるようにされる。各外部装置の
信号線は受像機の対応する信号端子に結合される。この
ような構成においては、各装置、例えばテレビジョン受
像機の共通導体は、装置を付勢する対応するＡＣ主電源
に対して浮遊状態に、即ち、導電的に分離（アイソレー
ト）されている場合がある。共通導体か浮動状態に保持
されている場合は、共通導体の電位にある端子を使用者
が触れても、電気ショックを受けることはない。

浮動共通導体は、一般には変成器を通してテレビジョン
受像機に電力を供給するＡＣ主電源の端子の電位から分
離されている。浮動共通導体、あるいは分離された共通
導体は、「コールド」接地導体と呼ばれることがる。

テレビジョン受像機の典型的なスイッチモード電源（Ｓ
ＭＰＳ）においては、ＡＣ主電源電圧は、変成器結合さ
れずに、例えば、ブリッジ整流器に直接結合される。例
えば、ＡＣ主電源に導電的に結合されているために「ホ
ット」接地と呼ばれる共通導体に基準をおいた未調整直
流（ＤＣ）入力電圧か生成される。パルス幅変調器が、
未調整電源電圧を分離フライバック変成器の１次巻線の
両端間に供給するチョッパトランジスタスイッチのデユ
ーティサイクルを制御する。パルス幅変調器により決ま
る周波数のフライバック電圧が変成器の２次巻線に生成
され、整流されて１例えば、テレビジョン受像機の水平
偏向回路を付勢するＢ＋電圧のようなりＣ出力供給電圧
が生成される。フライバック変成器の１次巻線は１例え
ば、ホット接地導体に導電的に結合されている。フライ
バック変成器の２次巻線とＢ＋電圧は、変成器によって
形成されるホット・コールド障壁によってホット接地導
体から導電的に分離される。

いくつかの公知の回路では、Ｂ＋電圧はフライバック変
成器の別に設けられた巻線に変成器作用によって生成さ
れる電圧を検出することにより検出される。しかし、こ
のような検出電圧は充分な正確さで電圧Ｂ＋の変動に追
随しない場合かある。Ｂ＋電圧をより良く調整するため
には、Ｂ＋電圧を直接それが生成される端子で検出する
ことか望ましい。

（発明の概要） この発明の一態様を実施したスイッチモード電源では、
出力供給電圧は制御可能なデユーティサイクルを持つ制
御信号に従って生成される。制御電圧が、出力供給電圧
を調整するに必要な制御信号のデユーティサイクルの値
を表わすレベルで生成される。出力供給電圧における比
例変化は比例したより大きな変化を制御電圧に生じさせ
る。

制御電圧と出力供給電圧とは、例えば、コールド接地導
体に基準がおかれている。デユーティサイクルを表わす
制御電圧は、スイッチング構成を介して分離変成器の巻
線の両端間に供給され、また、この変成器を介して、制
御信号のデユーティサイクルを変化させるための制御信
号を発生する構成に結合される。変成器は制御電圧と出
力供給電圧を、ホット接地導体に基準な若いた制御信号
発生構成から分離する。

この発明の一実施例においては、変成器はブロッキング
発振器に含まれている。ブロッキング発振器の変成器は
発振器中に再生帰還信号路を提供する。制御信号の変動
は発振器制御信号のデユーティサイクルに対応する変動
を生じさせる０発振器出力信号は変成器の第２の巻線に
生成される。

この発振器制御信号はホット接地導体に基準がおかれ、
電気ショックの危険という点でブロッキング発振器の変
成器によって出力供給電圧から導電的に分離されている
。発振器出力信号、即ち、パルス幅変調された信号は、
チョッパトランジスタスイッチに供給されて、チョッパ
トランジスタスイッチのデユーティサイクルのパルス幅
変調を生しさせる。チョッパトランジスタスイッチは出
力供給電圧を調整するような態様で出力供給電圧を生成
する。

この発明の一態様を実施したスイッチモード電源は第１
と第２の巻線を有する変成器を含んでいる。第１のスイ
ッチング構成が第１の巻線に結合されていて、第１の巻
線に、第２の巻線を付勢する第１の電流を発生させる。

第２のスイッチング構成が第２の巻線とキャパシタとに
結合されていて、第２の巻線から、キャパシタに第１の
制御電圧を発生させる整流された電流か生成される。第
１の制御電圧は変成器に結合されて、この第１の制御電
圧に従って変化する第２の制御電圧か生成される。第１
の制御電圧は、出力供給電圧の大きさのその正規の値か
らの変動が、増幅された変化を第２の制御電圧の大きさ
に生じさせるような形で制御される。出力供給電圧は、
この電圧を調整するための第２の制御電圧の増幅された
変化に従って決まる持点で切換えられるスイッチング構
成を含む構成によって生成される。

（実施例の説明） 第１図はこの発明の一態様を実施したスイッチモード電
源、（ＳＭＰＳ）２００を示す、スイッチモード電源２
００は１例えば、テレビジョン受像機（図示せず）の偏
向回路２２２を付勢するために用いられる＋１４５Ｖの
出力Ｂ子供給電圧を端子９９に生成し、また、＋１８ｖ
の出力供給電圧Ｖ＋とを発生する。これらの電圧は両方
とも調整されている。

主電源電圧ＶＡＣはブリッジ整流器１００で整流されて
、端子１００ａに未調整電圧ｖＵＲが生成される。フラ
イバック分離変Ｊ＆器Ｔ１の１次巻線ｗＰか端子１００
ａとパワーチョッパＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）Ｑｌのトレン電極との間に結合されている。

第１図のＭＯＳトランジスタＱ１のソース電極は、ここ
でホ・ント接地と呼ぶ共通導体に結合されている。ＦＥ
ＴＱＩのゲート電極は結合抵抗１０２を介して、パルス
幅変調された信号ｖＳか生成される端子１０４に結合さ
れている。信号ｖ５はＦＥＴＱＩのスイッチング動作を
生じさせる。信号ｖ５が両端間に現われる分離変成器Ｔ
２の２次巻線Ｗ３が端子１０４とホット接地導体との間
に接続されている。一対の背中合せツェナーダイオード
Ｚ１８ＡとＺ１８ＢがＦＥＴＱＩのゲート保護を与える
０巻線Ｗ３、巻線Ｗ、、　ＦＥＴＱＩ及び信号ｖ５はホ
ット接地導体に基準を置いている。

変成器ＴＩとＴ２は第４図に示すような構成とされてい
る。第１図と第４図で同じ符号及び番号は同様の素子ま
たは機能を示す。

第３図３　％　ｇは、一定した負荷状態における第１図
のスイッチモード電源の正常の定常動作モード即ちラン
（ｒｕｎ）モードを説明するための波形を示す、第１図
と第３図における同様の符号と番号は同様の素子または
機能を示す。

例えば、対応する所定のサイクル即ち周期の第３図すの
期間ｔ０〜ｔ、の間、パルス信号ｖＳの電圧はホット接
地導体に対して正となり、第１図のＦＥＴＱＩを第３図
すの期間ｔｏ〜し、の間導通状態に維持する。従って、
第１図の巻線ＷＰを流れる電流ｉ□は期間ｔ。−ｔ、の
間、第３図ｄに示すように上方に上昇（アップランプ）
する、従って、第１図の変成器Ｔ１には誘導性のエネル
ギが蓄積される。第３図ｄの時間Ｅ１で、第１図のＦＥ
ＴＱＩは非導通となる。

ＦＥＴＱＩが非導通となった後、巻線ｗＰに蓄積されて
いた誘導エネルギはフライバック変成器作用により、変
成器Ｔ１の２次巻線Ｗ、に転送される０巻！ＩＷ、の対
応端子１０８と１０９に現われるフライバックパルスは
それぞれダイオード　１０６と１０７によって整流され
、キャパシタ　１２１と１２２によりそれぞれ鑓波され
てＤＣ電圧Ｂ＋とＶ＋とが生成される。これらの電圧は
、ここで、コールド接地と呼ぶ第２の共通導体に基準が
おかれている。コールド接地は、電気ショックに関して
、変成器Ｔ１とＴ２によってホット接地導体から導電的
に分離されている。ＦＥＴＱＩ、変成器Ｔ１及びダイオ
ード　】０６゜１０７はスイッチモード電源の出力段を
形成する。

スイッチモード電源２００のパルス幅変調器は、この発
明の一態様を実施した、ブロッキング発振器１１０を含
み、このブロッキング発振ｍ１１０はＦＥＴＱＩのスイ
ッチング動作を制御するためのスイッチング信号ｖ５を
生成する０発振器１１０は同じく信号ｖ５によって制御
される、即ち、切換えられるベース電極を持ったスイッ
チングトランジスタＱ２を持っている。変成器Ｔ２の巻
線Ｗ３が信号ｖ５を発生することにより発振器１１０に
正帰還を与える。

変成器Ｔ２は１次巻線Ｗ、を有し、この巻線ｗｌはホッ
ト接地導体に基準をおくように、電圧ｖＬ、Ｒとトラン
ジスタＱ２のコレクタとの間に結合されている。

コールド接地導体に基準をおいている変成器Ｔ２の２次
巻線ｗ２は、この発明の別の態様を実施した、同じくコ
ールド接地導体に基準を置く制御回路１２０のダイオー
ドＤ３に導電的に結合されている。

ダイオードＤ３の陰極はキャパシタＣ４を介してコール
ド接地導体に結合されている。後述するように、キャパ
シタＣ４の両端間に現われるＤＣ制御電電圧、は、各周
期におけるトランジスタＱ２の非導通時間、従って、デ
ユーティサイクルを変化させる。

キャパシタＣ２がトランジスタｑ２のベース電極と端子
１０４ａとの間に結合されている。端子１０４ａと信号
ｖ５が生成される端子１０４の間には抵抗Ｒ２が結合さ
れている。第３図すの期間ｔ。−ｔ、の間、第３図Ｃの
電流ｉ５が第１図の端子１０４と１０４ａの間に結合さ
れた抵抗Ｒ２に生成される。第３図すの信号ｖ５によっ
て生成される第３図Ｃの電流ｉＳは、第３図ｄの期間ｔ
。〜ｔ、にトランジスタＱ２をターンオンするように、
第１図のキャパシタＣ２を充電する。

通常動作詩、第１図のトランジスタＱ２が導通している
時、第１図の巻！ｉ　ｉ　＋を流れる第３図ｄの電流１
２は、エミッタ抵抗Ｒ４の両端間に現われるトランジス
タｑ２のエミッタ電圧がトランジスタＱ２の急速ターン
オフ動作を開始させるに充分な高さになるまで、直線的
に増加する。帰還抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２のエミッ
タとホット接地導体との間に接続されている。抵抗Ｒ４
は、第１図のトランジスタＱ２か第３図Ｃの時間１．に
おいて導通な停止するまで、このトランジスタＱ２の導
通時、第３図Ｃの電流ｉ６を徐々に減少させる。第１図
の抵抗Ｒ４は、また、トランジスタｑ２のスイッチング
条件を最適にし、また、電流保護を与える。その結果、
巻線Ｗ１の両端間の電圧が極性を反転する。信号ｖ５の
発生に関して巻線Ｗ３による正帰還のために、ターンオ
フ動作は急速である。

前にも述べたように、巻線Ｗ３は、同じ＜ＦＥＴＱｌを
制御するパルスドライブ信号ｖ％を供給する。

ＦＥＴＱＩとトランジスタＱ２の各サイクルにおける導
通期間は実質的に一定に保たれる。即ち、負荷によって
影響されない、従って、トランジスタＱ１が非導通とな
った時、変成器ＴＩに蓄積されているエネルギは、所定
のレベルの電圧ＶＵ、Ｉに対して実質的に一定となると
いう利点が生じる。しかし、電圧ｖＵ、Ｉが変動すると
導通期間は変動する。

トランジスタＱ２の導通が停止すると、第１図の変成器
Ｔ２の巻線Ｗ２には、第３図ｅに示す下方にランプ（ダ
ウンランプ）する電流ｉ４が発生する。電流１４は、第
３図ｅの期間ｔ、〜ｔ４において、第１図のダイオード
Ｄ３を導通させて、キャパシタＣ４を充電する。ｉｆ図
の電圧ｖＵＲの所定のレベルに対し、また、トランジス
タＱ２の所定のデユーティサイクルに対し、キャパシタ
Ｃ４に加えられる電荷は各サイクルで同じである０期間
１．〜ｔ４では、ダイオードＤ３における順方向電圧降
下を除いて、第１図の制御電圧ｖ４が、実質的に巻線ｗ
２の両端間に発生する。

この発明の一態様によれば、電圧ｖ４は、変成器Ｔ２に
蓄積された磁気エネルギを取除くに必要とされる第３図
ｅの期間ｔ、〜ｔ４の長さを決める。第３図ｅの時間ｔ
４において、電流ｉ４が０になると、第３図すの信号ｖ
５の極性は、変成器Ｔ２の巻線における共振発振の結果
として変化する。従って、第３図Ｃの正の電流ｉＳが生
成される。前に述べたように、電流ｉｓが正の時、電流
ｉ、、はトランジスタＱ１と０２を導通状態とする。

第１図のトランジスタＱｌとＱ２が非導通である第３図
すの期間ｔ、〜Ｌ４では、信号ｖ５は第３図すの時間ｔ
□〜ｔ４に示されるように負である。その結果、第３図
Ｃに示すように１反対の極性の電流が、第３図Ｃの期間
ｔ１〜ｔ４に第１図のキャパシタｃ２を、また、第３図
Ｃ期間ｔ２〜ｔ４にダイオードＤＩを流れる。その結果
生じるキャパシタＣ２の電荷がキャパシタＣ２に電圧を
生じさせる。この電圧は、第３図すの時間ｔ４において
、信号ｖ５の極性が反転した時に、トランジスタＱ２を
急速にターンオンするような極性を持つものである。

コールド接地導体に基準をおく第１図の制御回路１２０
は、キャパシタＣ４の両端間の制御電圧ｖ４を変化させ
ることにより、発振器１１０のデユーティサイクルを制
御する０回路１２０のトランジスタＱ４は共通ベース増
幅器構成に結合されている。トランジスタＱ４のベース
電圧は、温度補償された順バイアスダイオードＤ５を介
して、＋１２ｖ電圧調整器ＶＲＩから与えられる。調整
器ＶＲＩは電圧Ｖ＋によって付勢される。

抵抗Ｒ５１がトランジスタＱ４のエミッタと端子９ｇの
間に結合されている。共通ベース動作の結果、抵抗Ｒ５
１の電流ｉａは電圧Ｂ＋に比例する。電圧Ｂ＋のレベル
の調整のために用いられる可調整抵抗Ｒ５がコールド接
地導体と、トランジスタＱ４のエミッタと抵抗Ｒ５１の
接続点との間に結合されている。抵抗Ｒ５１はトランジ
スタＱ４の電流のレベルの制御に用いられる。従って、
電流ｉａの可調整な部分が抵抗Ｒ５を通してコールド接
地導体に流れ、電流１８のエラー成分がトランジスタｑ
４のエミッタを流れる。

トランジスタＱ４のコレクタ電流はトランジスタｑ３の
ベースに結合されて、トランジスタＱ３のコレクタ電流
を制御する。高出力インピーダンスを形成するトランジ
スタＱ３のコレクタは、キャパシタＣ４とダイオードＤ
３との接続点に結合されている。

前述したように、トランジスタＱ２が非導通になると、
変成器Ｔ２中の蓄積エネルギが電流ｉ４をダイオードＤ
３を介してキャパシタＣ４へ流れるようにする。電源の
調整は制御電圧ｖ４を制御することにより達成される。

電圧ｖ４は変成器Ｔ２の巻＆ｉ　ｗ　＊の両端間の負荷
をトランジスタＱ３によって制御することにより制御さ
れる。

高出力インピーダンスを有する電流源を形成するトラン
ジスタＱ３のコレクタ電流は、フライホイールとして動
作するキャパシタＣ４に結合される。

定常状態では、第３図ｅの期間ｔ１〜ｔ４においてキャ
パシタＣ４に付加される電荷の量は、所定の期間１ｏ〜
ｔ４にキャパシタＣ４からトランジスタＱ３によって取
出される電荷の量と等しい。

第２図ａ　％−ｄは、異なる負荷条件下における第１図
のスイッチモード電源の調整動作を説明するだめの波形
図である。第１図、第２図及び第３図における同様の符
号及び番号は同様の素子または機能を示す。

例えば、第２図ａ〜ｄの時間ｔＡの後、第１図のキャパ
シタ１２１の両端間にかかる電源電流負荷は減少し、電
圧Ｂ＋は増加しようとする。電圧Ｂ＋の増加の結果、ト
ランジスタＱ３がより高いレベルのコレクタ電流を導通
させる。従って、第１図のキャパシタＣ４の両端間の第
２図Ｃに示す電圧ｖ４は小さくなる。従って、トランジ
スタＱ２が非導通となった後に、ブロッキング発振器１
１０の変成器Ｔ２から蓄積されている誘導性エネルギを
取除くためには、各周期においてより長い時間が必要と
なる。その結果、所定のサイクルにおいて、第１図の発
振器１１０のトランジスタＱ２が非導通となる第２１２
Ｉａの期間ＴＡ〜Ｔ、の長さは、負荷が減った状態では
増大する。その結果、トランジスタｑ１のオフ時間に対
するオン時間の比であるデユーティサイクルが、適正な
調整動作に必要とされるように。

減少する。

定常状態においては、電圧■４はキャパシタＣ４の充電
電流と放電電流の間に平衡状態を生じさせるレベルで安
定化される。キャパシタＣ４におけるトランジスタＱ３
のコレクタ電流の増幅と電流積分の結果、電圧Ｂ＋の増
加はそれに比例したより大きな変化を電圧ｖ４に生じさ
せるという利点がある。

過渡状態では１例えば、電圧Ｂ＋が＋１４５Ｖより大き
い間は、電圧ｖ４は減少する。

その結果、第１図の電圧ｖ４は前述した負荷が小さい時
の電圧Ｂ＋の増大傾向を無効にするような変化をしよう
とする。このようにして、調整が負帰還的に行われる。

極端な場合では１巻線ｖ２の両端が短絡されると、後述
するように、発振器１１０の発振が禁止され、固有の事
故防止機能となる。

一方、電圧Ｂ＋が減少しようとすると、トランジスタＱ
１とＱ２のデユーティサイクルが調整機能を行うように
増大する。従って、トランジスタＱ１の非導通期間は、
電圧Ｂ＋が現われる端子９９における電流負荷と共に変
化する。

制御電圧ｖ４を生成するための電圧Ｂ＋の処理は直流結
合された信号路で行われて、エラー検出動作か改善され
る。また、電圧Ｂ＋の変化はそれに比例したより大きな
変化を電圧ｖ４に生しさせることかでき、従って、エラ
ー感度の改善を可能とする。電圧Ｂ＋のエラーが増幅さ
れて後にはじめて、直流結合された電圧ｖ４に含まれて
いる増幅されたエラーは、パルス幅変調を行うために、
変成器結合、即ち、交流結合される。このような特徴の
組合わせにより、電圧Ｂ＋の調整か改善される。

制御回路１２０と同様の構成を調整用に用いる別の方法
か米国特許出願第４２４，３５３号に開示されている。

上記出願では、第１図の電圧ｖ４と同様なやり方で生成
される電圧がｇＩＡ歯状波発生器に変成器結合される。

その変成器結合された電圧はパルス幅変調された制御信
号を生成するために用いられる鋸歯状信号を変化させる
。

トランジスタｑ３のベース電極とコレクタ電極との間に
ツェナーダイオードＤ４が抵抗Ｒ０４と直列に接続され
ている。ツェナーダイオードＤ４は電圧ｖ４を約３９Ｖ
に制限する。

この発明のある特徴によれば、ツェナーダイオードＤ４
は発振器１１０の周波数、すなわち、トランジスタＱ２
とＱｌの最短カットオフ時間を制限する。

このようにして、負荷に転送される最大電力が制限され
て、過電流保護が行われる。

安全な動作のためには、巻線ｗ５を流れる２次電流ｉ３
が、トランジスタＱｌが再びターンオンされる前に０ま
で減衰していることが望ましい。このことは、電流ｉ３
の減衰時間が好ましくは、ブロッキング発振器１１０の
電流ｉ４の最短減衰時間より短かくなければならないと
いうことである。この条件は、変成器ＴＩＩの１次イン
ダクタンスとツェナーダイオードＤ４の値とを適切に選
ぶことにより満足することができる。

スイッチモード電源２００を低電力動作モードで動作さ
せることにより、待機動作が開始される。

この低電力動作モードは、スイッチモード電源からの電
力要求が２０〜３０Ｗより低下した時に生じる。例えば
、遠隔制御ユニット３３３によって制御される水平発振
器（図示せず）が動作を停止すると、電圧Ｂ＋により付
勢される水平偏向回路２２２も動作を停止する。従って
、電圧Ｂ＋か生成される端子９９における負荷か減少す
る。その結果、電圧Ｂ＋とトランジスタ０４を流れるエ
ラー電流は減少しようとする。従って、トランジスタＱ
３が飽和し、変成器子、の巻線Ｗ２の両端間を短絡した
状態に近い状態にし、電圧ｖ４がほぼ０になる。その結
果、通常の定常動作モードと異なり、信号ｖ５の正のパ
ルスは変成器Ｔ２における共振発振により生成されない
、その結果として、再生帰還ループがトランジスタＱ２
のターンオンを起こさせることか防止される。その結果
、連続発振を維持することが出来なくなる。

しかし、トランジスタＱ２は、信号ｖ７の半波整流電圧
のアウブランプ部分によってバーストモード動作で、ス
イッチングするように周期的にトリガされる。信号ｖ７
は主電源周波数、例えば、５０Ｈｚで生じる。信号ｖ７
はブリッジ整流器１００から取出され、抵抗Ｒ１とキャ
パシタＣ１の直列構成を介してトランジスタｑ２のベー
スに供給される。この直列構成は電流ｉ、を生じさせる
微分器として動作する。

第５図ａ〜ｄは待機動作中の波形を示し１発振器１１１
１のバーストモードのスイッチング動作が、ブロッキン
グ発振器に信号ｖ５のトリガパルスが存在しない静止（
デッド）期間ｔ１□〜ｔ１２が後続する、期間ｔ、。〜
ｔ１２に生じることを示している。

第１図と第５図ａ〜ｄにおいて、同様の符号と番号は同
様の素子あるいは機能を示す。

第１図のキャパシタＣ３と抵抗Ｒコの並列接続構成かダ
イオードＤ２と直列に接続され、この直列構成は、ホッ
ト接地導体と、キャパシタＣ２と抵抗Ｒ２の相互接続端
子１０４ａとの間に接続された構成を形成している。キ
ャパシタＣ２と並列にダイオードＤＩが結合されている
。

通常のランモード動作中、キャパシタＣ３は、トランジ
スタＱ２か導通する度に巻線Ｗ３に生成される信号ｖ５
の正の電圧パルスによって一定な電圧ｖ６に充電されて
維持される。従って１通常のランモード動作中は、キャ
パシタＣ３は何の影響も与えない。待機動作時には、キ
ャパシタＣ：Ｉは第５図すの時間ｔｌｌ〜ｔ１３に示さ
れるような長い非動作期間、即ち、静止時間中に放電す
る。

所定の期間し、。〜ｔ、３の第５図ａの時間ｔｌＯの直
後、キャパシタＣＩにおける電圧微分により生成される
第１図の電流１７がＯから正の最大値まで増加する。そ
の結果、トランジスタＱ２に生成されるベース電流がト
ランジスタＱ２を導通状態にする。

トランジスタＱ２が導通すると、信号ｖ５の正のパルス
が巻線Ｗ３に生成され２　トランジスタＱｌとｑ２を導
通状態にする。

前に説明した通常ランモート動作と同様に、トランジス
タＱ２は、コレクタ電流１２かアップランフする時、ト
ランジスタＱ２のベース電流の大きさがトランジスタＱ
２を飽和状態に維持するには不充分な大きさとなるまで
、導通状態を維持する。すると、コレクタ電圧ｖ２は増
加し、信号Ｖ、は減少する。その結果、トランジスタＱ
２はターンオフされる。

キャパシタＣ２の両端間の電圧は、ダイオードＤ７を介
してキャパシタＣ２を放電させ、かつ、トランジスタＱ
２をカットオフに維持する負の電流ｉ、を生成する。負
の電流ｉ５の大きさが正の電流１７の大きさより大きい
間は、トランジスタＱ２のベース電流はＯてあり、トラ
ンジスタＱ２は非導通に維持される。第１図の負の電流
ｉｓの大きさが電流１７より小さくなると、トランジス
タＱ２が再びターンオンされ、正の電流ｉｓか生成され
る。

トランジスタＱ２のある与えられた導通期間の相当部分
において、電流ｉ５か全てキャパシタＣ２を通って流れ
て、トランジスタＱ２のベース電流となる。コレクタ電
流１２がアップランプしているので、トランジスタＱ２
のエミッタ電圧はアップランプ態様で増加し、ダイオー
ドＤ２の陽極の電圧を上昇させる。ダイオードＤ２の陽
極の電圧が充分に正になると、ダイオードＤ２は導通な
開始する。従って、電流ｉ５のかなりの部分がキャパシ
タＣ３によってトランジスタＱ２のベースから分流され
る。その結果、ベース電流がトランジスタｑ２のコレク
タ電流を維持するには不充分になる。従って、正帰還信
号路かトランジスタｑ２をターンオフする。従って、電
流１２のピーク振幅はキャパシタＣ３の両端間電圧ｖ６
のレベルによって決まる。

第５図ａ〜ｄの期間ｔｌｏ〜ｔ１２の間、第１図のキャ
パシタＣ３は正の電流ｉｓによって充電される。

従って、第５図すの電圧ｖ６は、次第に大きくなる。次
第に大きくなって行く電圧Ｖ６は、第５図ａ〜ｄの期間
ｔ、。〜ｔ２０に８いて生じる各サイクル中の導通期間
を次第に長くする。

期間ｔ、。〜ｔ１２内で生じる各サイクルの対応する非
導通部分において、第１図のキャパシタＣ２は放電する
。各サイクルにおけるトランジスタＱ２の非導通期間の
長さは、負の電流１５の大きさを正の電流１７の大きさ
より小さくなるようにするレベルまでキャパシタＣ２を
放電させるに必要な時間によって決まる。この非導通期
間は、キャパシタＣ２か次第に高い電圧に充電されるた
めに、また、″ｒｌ！、流１７の大きさが次第に小さく
なるために、次第に長くなる。従って、正のベース電流
が、次第に長くなる非導通期間の後に、トランジスタｑ
２のベースに流れ始める。

第５図ａの時間ｔＬ２において、電流ｉ？は０となる。

従って、期間ｔｌＯ〜ｔ、２で生じていたバーストモー
ト動作はそれ以上継続できず、スイッチング動作か行わ
れない長い静止期間ｔ１□〜ｔ１１が生じる。時間ｔ１
１において、正の電流１７が再び生成され、トランジス
タＱｌと０２において、バーストモート動作が起きる。

第５図ｄのバーストモート期間ｔ１゜〜ｔｌＲにおいて
、各サイクル中の導通期間の長さは、前述したように、
次第に長くなる。このような動作は。

ソフトスタート動作と呼ばれることがある。ソフトスタ
ート動作により、例えば、スイッチモード電源２００の
キャパシタ１２１は徐々に充電あるいは放電される。ラ
ンモード動作時よりも低いために電圧ｖ６は、第１図の
トランジスタＱｌと０２のスイッチンク周波数を、第５
図ａの期間ｔｌｏ〜１．□全体を通して、第１図のスイ
ッチモード電源２００の可聴範囲より高く維持する。待
機動作中のソフトスタート動作及び高スイツチング周波
数とにより、第１図のスイッチモード電源２００のイン
ダクタ及び変成器中の寄生的な機械振動により生じる雑
音は大きく減じられる。

第５図Ｃの期間ｔ０゜〜ｔｉ２におけるバーストモート
動作により、待機動作中に第１図の遠隔制御ユニット３
３３の動作を可能とするに充分なレベルで第１図の電圧
Ｖ＋か生成される。バーストモード動作であることから
、スイッチモード電源２００で消費されるエネルギは、
通常のランモード動作よりも相当低く、約６Ｗに維持さ
れる。

遠隔制御ユニット３３３を動作させるために必要なレベ
ルの電圧Ｖ＋を生成するためには、トランジスタＱ１と
０２の対応する平均デユーティサイクルはランモードに
おける場合よりも相当低くなければならない３例えば、
トランジスタＱ１における導通期間の長さはトランジス
タＱ１の蓄植時間よりも長くなければならない、従って
、バーストモードで動作させることにより、各サイクル
中のトランジスタＱｌの導通期間は長く保たれて、待機
状態で連続したスイッチング動作を行わせた場合のデユ
ーティサイクルよりも低い所要の平均デユーティサイク
ルか得られる。トランジスタＱｌと０２における連続し
たスイッチング動作は、第５図ｄの期間ｔ１２〜ｔ１３
のような静止（デッド）期間かない通常のランモード動
作時に生じる。

第６図ａ〜ｄを参照して以下に説明するように、このス
イッチモード電源はソフトスタートアップという特徴を
もつ、第１図、第５図及び第６図において、同様の符号
と番号は同じ素子または機能を示す、スタートアップモ
ードは待機動作と同様である。電源が最初にターンオン
されると、キャパシタＣコとＣ４が放電され、トランジ
スタｑ２のベースには順バイアスがなくなる。整流され
たＡＣ供給信号ｖ７の小さな部分をトランジスタｑ２の
ベースに供給することにより、発振が開始される。

第６図ｄに示されているように、変成器Ｔ２の巻線Ｗ２
が、放電したキャパシタＣ４によって大きく負荷を与え
られているために、発振器のデユーティサイクルは最初
非常に短い、即ち、各サイクルにおいて、トランジスタ
ｑ２が非導通の期間は長い、キャパシタＣ３とＣ４の電
荷、及び電圧Ｂ＋は、第６図Ｃに示すように、約１５■
秒の期間を通して徐々に上昇する。このゆワくりした上
昇に続いて通常動作か始まる。

例えば、第１図の端子９９で短絡が生じた場合、スイッ
チモード電源２００は、待機動作モードと同様にして、
間歇モードの動作に入る。例えば、第１図のキャパシタ
Ｃ１２１が短絡されると、変成器ＴＩの２次巻線Ｗ８を
流れる電流ｉ３が増加して、トランジスタＱ３のエミッ
タに結合された抵抗Ｒ６の両端間により高い負のバイア
スが現われる。すると、ダイオード０５５を通してトラ
ンジスタｑ３にベース電流が流れ込み、トランジスタｑ
３を飽和させて。

そのコレクタ電圧ｖ４を接地電位にクランプする。

それによる変成器Ｔ２への負荷により、スイッチモード
電源２０Ｇは、待機モート動作について説明したように
、間歇バーストモードで動作する。

電圧Ｖ＋を生成するスイッチモード電［２００の低電圧
電源部分は、例えば、高オーディオ出力を必要とする場
合などには、順方向変換器（ｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｖｅ
ｒｔｅｒ）として動作するようにしてもよい。

第７図は順方向変換器動作を行わせるための、第１図の
回路の変更を示す、第７図の抵抗ＲｘとダイオードＤＹ
は、後述するように、過負荷保護用である。第１図と第
７図で同じ符号及び番号は同じ素子または機能を示す、
高電力オーディオ電源を形成するために第７図に示す構
成を使用した場合に、過負荷状態が生じると、抵抗りが
過大電流を検出し、トランジスタｑ３のエミッタに負の
バイアスを与える。

次の表１は、テレビジョン受像機のアルタ電極（図示せ
ず）を流れるビーム電流の変動によって生じる電圧Ｂ＋
の変動を示す、電圧Ｂ＋は偏向回路出力段（図示せず）
を付勢して、アルタ電圧及びビーム電流を発生させる。

また、表２は、主電源電圧ＶＡＣの変動によって生じる
電圧Ｂ＋の変動を示す。

比較のために、８表において、１には、集積回路ＴＤＡ
４６０１制御回路と電力変成器Ｏｒｅｇａ　Ｎｏ。

Ｖ４９：１７７００とを用いた従来のスイッチモード電
源（ＳＭＰＳ）を用いて得られたデータを示す。また、
２には、第１図に示した変更を加えないスイッチモード
電源を用いて得られたデータを示す。

これかられかるように、第１図のスイッチモード電源２
００の性能は勝れている。

表　　１

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一態様を実施した電源を示す図、 第２図は、負荷か変動する時の第１図の回路のランモー
ト動作を説明するための波形図、第３図は、負荷が一定
している状態における第１図の回路のランモート動作を
説明するために用いる波形図。 第４図は、第１図の回路で使用される分離トランジスタ
の構造を示す図、 第５図は、第１図の電源の待機動作を説明するための波
形図。 第６図は、スタートアウプ時の第１図の回路の動作を説
明するために用いられる過渡状態の波形図、 第７図は、出力電力を大きくするための変更を施した第
１図の回路を示す図である。 Ｔ１・・・・変成器、Ｗｌ、ｗ２・・・・第１と第２の
巻線、Ｑｌ・・・・第１のスイッチング手段、Ｃ４・・
・・キャパシタ、　Ｃ３・・・・第２のスイッチング手
段、Ｑ３・・・・・・・第１の制御電圧を制御する手段
、１００・・・・入力供給電圧源、　Ｑｌ・・・・出力
供給電圧発生手段。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１と第２の巻線を有する変成器と、上記第１の
   巻線に結合されており、この第１の巻線中に第１の電流
   を生成して、上記第２の巻線を付勢する第１のスイッチ
   ング手段と、 キャパシタと、 上記第２の巻線と上記キャパシタとに結合されており、
   上記キャパシタに第１の制御電圧を生成する整流された
   電流を上記第２の巻線から生成する第２のスイッチング
   手段であって、上記第１の制御電圧が上記変成器に結合
   されて、この第１の制御電圧に従って変化する第２の制
   御電圧を生成するものである、第２のスイッチング手段
   と、出力供給電圧に応答し、上記キャパシタに結合され
   ていて、上記出力供給電圧の大きさのその正規の値から
   の変動が上記第２の制御電圧の大きさに増幅された変化
   を生じさせるような形で、上記第１の制御電圧を制御す
   る手段と、 入力供給電圧の電圧源と、 この入力供給電圧によって付勢され、上記変成器を介し
   て供給される上記第２の制御電圧に応答して、上記入力
   供給電圧から上記出力供給電圧を発生する手段であって
   、上記第２の制御電圧の上記増幅された変化によって決
   まるタイミング点で切換えられて上記出力供給電圧を調
   整するスイッチング手段を含む出力供給電圧発生手段と
   、を含むスイッチモード電源。
2. （２）第１と第２の巻線を有する変成器と、上記第１の
   巻線に結合されていて、ある与えられた周期の第１の期
   間中に上記変成器に磁気エネルギを蓄積するスイッチン
   グ電流を上記第１の巻線中に発生する第１のスイッチン
   グ手段と、上記第２の巻線に結合されており、上記与え
   られた周期のフライバック期間中に上記変成器から上記
   蓄積エネルギを取出す上記第２の巻線を含む電流路に第
   ２のスイッチング電流を生成する第２のスイッチング手
   段と、 を備え、 上記変成器と上記第１のスイッチング手段が、上記蓄積
   エネルギの取出しに応じて変調される出力信号を発生す
   るブロッキング発振器を形成する再生正帰還信号路を形
   成し、 さらに、 入力供給電圧の電圧源と、 この入力供給電圧に結合されており、上記発振器出力信
   号に応答して、この発振器出力信号のタイミング変調に
   応じたスイッチング動作によって、上記入力供給電圧か
   ら出力供給電圧を発生する手段と、 上記出力供給電圧に応答し、上記変成器の上記第２の巻
   線に結合されていて、上記蓄積エネルギの取出しの速度
   を変化させ、それによって、上記出力供給電圧を調整す
   るような態様で上記発振器出力信号を変調するために、
   上記第２の巻線の上記電流路中に結合されている２つの
   端子間に制御電流を発生する手段と、 を含むスイッチモード電源。
3. （３）制御可能なデューティサイクルを有する第１の制
   御信号を発生する手段と、 入力供給電圧の電圧源によって付勢され、上記第１の制
   御信号に応答して、この第１の制御信号のデューティサ
   イクルに応じて調整される出力供給電圧を上記入力供給
   電圧から生成する手段と、第１と第２の巻線を有する変
   成器と、 上記第１の巻線に結合されており、所定の周波数でスイ
   ッチングして、上記第２の巻線を付勢するスイッチング
   電流を上記第１の巻線中に発生する第１のスイッチング
   手段と、 上記出力供給電圧に応答して、この出力供給電圧に応じ
   て変化し、この出力電圧の大きさの変化によってこれに
   比例したより大きな変化が生じる第１の制御電圧を発生
   させる手段と、 ある与えられた周期のフライバック部分に上記第２の巻
   線を流れるスイッチング電流に応答して、上記第１の制
   御電圧を上記第２の巻線に結合して、上記第１の制御電
   圧に応じて上記第１の制御信号のデューティサイクルを
   変化させる第２の制御電圧を上記第２の巻線に発生させ
   る第２のスイッチング手段と、 を含むスイッチモード電源。
4. （４）第１と第２の巻線を有する変成器と、上記第１の
   巻線に結合されており、スイッチングサイクルの第１の
   期間中に上記変成器にエネルギを蓄積させる第１のスイ
   ッチング手段と、上記第２の巻線に結合されており、フ
   ライバック変換器モードで動作させられて、上記スイッ
   チングサイクルのフライバック期間に、上記変成器から
   上記蓄積されたエネルギを取出す第２のスイッチング手
   段と、 上記変成器に結合されており、上記蓄積されたエネルギ
   の取出しに応答して、上記第１のスイッチング手段のデ
   ューティサイクルを制御する制御手段と、 入力電圧の電圧源と、 上記第１のスイッチング手段の周期的スイッチングに応
   答して、上記入力電圧から出力電圧を生成する手段と、 上記出力電圧に応答して、上記フライバック期間中に上
   記変成器に供給されて、上記蓄積されたエネルギを取出
   す速度を変化させることにより、上記出力電圧を調整す
   るように上記デューティサイクルを変化させる制御電圧
   を発生する負帰還回路と、 を含むスイッチモード電源。