JPH09130633A - スイッチング電源 - Google Patents

スイッチング電源

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JPH09130633A
JPH09130633A JP8253457A JP25345796A JPH09130633A JP H09130633 A JPH09130633 A JP H09130633A JP 8253457 A JP8253457 A JP 8253457A JP 25345796 A JP25345796 A JP 25345796A JP H09130633 A JPH09130633 A JP H09130633A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、スイッチングトランジスタのゲー
トのドライブの問題が解決されたスイッチモード電源の
提供を目的とする。 【解決手段】 水平偏向回路は変圧器の第１巻線から第
２巻線に誘導的に結合する。第２巻線は未調整直流電圧
のソースに接続される。スイッチは可変デューティサイ
クルで動作し、調整された直流電圧を第１巻線に供給す
る。インダクタとダイードは第２巻線に接続された共通
接合を有する。インダクタは未調整直流電圧をスイッチ
に結合する。パルス幅変調器は帰還信号に応答してスイ
ッチのデューティサイクルを変える。第１及び第２キャ
パシタはドライブ電圧をスイッチに供給する。第１キャ
パシタは帰線中に未調整直流電圧により充電され、帰線
の最後に第２キャパシタを充電する。パルス幅変調器は
第２キャパシタを放電する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチモード電
源に係り、特に、電源の出力電圧レベルを調整するた
め、デューティサイクルが水平走査レートで変化するス
イッチングトランジスタと共にインダクタ及びクランプ
ダイオードを有するテレビジョン受像機用の電源に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】スイッチングレギュレータは、負荷回路
に供給される電流を調整するためスイッチングトランジ
スタのオンとオフの時間を用いる。導通電流レベルを変
えるのではなくスイッチング時間を変えることにより、
スイッチングレギュレータは直列レギュレータの高い電
力損失を回避する。テレビジョン装置において、スイッ
チングレギュレータは、水平ビーム偏向信号を発生する
フライバック変圧器と共に使用される。スイッチングレ
ギュレータは水平走査と同期して動作させられるが、ス
イッチングレギュレータのオン時間又はデューティサイ
クルは、基準レベルを維持すべく種々の電源電圧を調整
するのに十分な電力をフライバック変圧器の第２の巻線
に結合するため必要に応じて変更される。その中には、
水平ビーム走査を行う水平出力トランジスタに接続され
たフライバック変圧器の巻線に電流を供給する安定化Ｂ
＋電源が含まれる。
【０００３】上記スイッチング電源は、帰還配置内のパ
ルス幅変調器によりドライブされる。電流源は、比較器
の一方の入力に供給される鋸波電圧を提供するため、キ
ャパシタを水平レートで繰り返し充電する。制御出力電
圧を表わす誤差電圧が比較器のもう一方の入力に供給さ
れる。比較器は、電圧レギュレータのスイッチングトラ
ンジスタを制御し、即ち、鋸波電圧が制御出力電圧を超
えたときに各周期中の時点でスイッチングトランジスタ
をターンオフさせる。スイッチングトランジスタのデュ
ーティサイクルは、出力電圧を基準レベルに維持すべ
く、必要に応じてスイッチングトランジスタを通してよ
り多くの電力を結合するためかなり大きくされ、或い
は、逆に、より少ない電力を結合するためかなり小さく
される。
【０００４】“バック(buck)”レギュレータとして周知
のある種のスイッチングレギュレータにおいて、スイッ
チングレギュレータとインダクタは、安定化されていな
い電源電圧と出力の間に直列接続され、典型的に、並列
の蓄積キャパシタを備えている。トランジスタが導通し
ているとき、電磁界がインダクタ内に作られる。スイッ
チングトランジスタがターンオフしたとき、逆起電力が
インダクタの両端に電圧を誘導する。クランプダイオー
ド又は“キャッチ”ダイオードは、スイッチングトラン
ジスタとインダクタの接合を接地よりも低い電圧に維持
するため接続されている。従って、スイッチングトラン
ジスタがオフのときに、インダクタが出力電圧を維持す
るため電流を供給しながら、逆起電力が出力に正の電圧
を維持するため印加される。この配置は、誘導バックと
も呼ばれる誘導電力インパルスを発生するためスイッチ
ングトランジスタがインダクタへの電流をターンオフす
ることに依存している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】バック形レギュレータ
を設計する際に遇う困難の一つは、スイッチングトラン
ジスタのゲートをドライブしなければならない点であ
る。例えば、スイッチングトランジスタがＭＯＳＦＥＴ
（金属酸化物電界効果トランジスタ）である場合、ゲー
ト電圧はＭＯＳＦＥＴソース端子に関連している必要が
ある。しかし、ソース端子の電圧は一定ではなく、ＭＯ
ＳＦＥＴの導通状態に依存して、接地に対し入力電圧レ
ベルと共に変化する。
【０００６】従来のバック形レギュレータにおいて、イ
ンダクタ及びキャッチダイオードは、スイッチングトラ
ンジスタのソース（又は、エミッタ）に接続される。即
ち、トランジスタは、未調整の電源電圧と、インダクタ
とキャッチダイオードの接合の間で、電流供給路に沿っ
てインダクタの上流側にある。トランジスタがスイッチ
オフしているとき、インダクタに発生した逆起電力がイ
ンダクタの反対側の端子で制御出力電圧から減らされる
ので、トランジスタのソース端子とキャッチダイオード
のカソードは、負側に変化しようとする。次いで、キャ
ッチダイオードの導通がインダクタの上流側端子の電圧
をクランプする。従って、誘導インパルスが出力に印加
される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の配置において、
誘導電力インパルス又は誘導バックは、スイッチングト
ランジスタの上流側のインダクタを、未調整の電源電圧
側でインダクタの端子に接続されたキャッチダイオード
と共に用いて得られる。この配置において、スイッチン
グトランジスタは、誘導インパルスが出力まで結合され
るように、キャッチダイオードが導通しているときに導
通する必要がある。電源は不連続モードで動作する。ス
イッチングトランジスタ以外の手段は、誘導インパルス
がトランジスタを介して負荷に結合されるように、イン
ダクタの負の方の端子を接地させるキャッチダイオード
の導通を誘起することが要求される。レギュレータのイ
ンダクタへの電流供給をターンオフする機構は、フライ
バック変圧器の巻線を用いて、水平帰線パルスを（未調
整のＢ＋電圧を発生するため電圧レギュレータが接続さ
れた）未調整の電圧と合計することにより得られる。フ
ライバック変圧器まで結合することにより未調整の電源
電圧に加算された帰線パルスは、入力電圧を降下させ
る。キャッチダイオードの導通は、接地の直ぐ下に電圧
をクランプし、誘導インパルスを生じさせる。新しいパ
ルス幅変調の周期が始まったとき、キャッチダイオード
は帰線間隔中に限り導通し、スイッチングトランジスタ
は帰線の終了前にターンオフされる。
【０００８】本発明の配置による電源は、未調整の直流
電圧のソースと、変圧器の第１の巻線から上記未調整の
直流電圧が供給される上記変圧器の第２の巻線にパルス
を誘導的に結合する水平偏向回路と、可変デューティサ
イクルで動作させられ、安定化直流電圧を上記第１の巻
線に供給するスイッチと、上記第２の巻線に接続された
共通の接合を有する上記未調整の直流電圧を上記スイッ
チに結合するインダクタ及びダイオードと、上記安定化
直流電圧により給電された負荷の変動を表わす帰還信号
に応じて上記スイッチの上記デューティサイクルを変更
する手段とからなる。
【０００９】本発明の好ましい一実施例によれば、第１
のキャパシタが上記未調整の直流電圧及び上記パルスに
よって充電され、第２のキャパシタが上記第１のキャパ
シタにより充電され、ドライブ電圧を上記スイッチに供
給し、上記ドライブ電圧は上記デューティサイクルを変
更する手段の動作により放電される。第２のキャパシタ
は安定化直流電圧に結合される。第１のキャパシタは帰
線間隔中に充電され、第２のキャパシタは帰線間隔の最
後に充電される。デューティサイクルを変更する手段は
ドライブ電圧が放電されるときを決める。
【００１０】本発明の更なる配置による電源は、未調整
の直流電圧のソースと、第１の巻線と、該未調整の直流
電圧に結合された第２の巻線を有する変圧器と、可変デ
ューティサイクルで動作させられ、該第１の巻線及び該
第２の巻線に接続されたスイッチと、該スイッチが安定
化直流電圧を供給する該第１の巻線から該第２の巻線に
パルスを誘導的に結合する水平偏向回路と、該未調整の
直流電圧及び該パルスによって充電される第１のキャパ
シタと、該第１のキャパシタにより充電され、ドライブ
電圧を該スイッチに供給する第２のキャパシタと、該安
定化直流電圧によって給電された負荷の変動を表わす帰
還信号に応じて該ドライブ電圧を繰り返し放電すること
により該スイッチの該デューティサイクルを変更する手
段とからなる。
【００１１】好ましい実施例によれば、スイッチに接続
されたインダクタと、ダイオードは第２の巻線に接続さ
れた共通の接合を有する。ダイオードは、共通の接合と
接地の間に接続されている。第１のキャパシタは帰線間
隔中に充電され、第２のキャパシタは帰線間隔の最後に
充電される。第２のキャパシタは安定化直流電源に接続
されている。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１において、家庭用コンセント
２０からの交流電力が、ブリッジ整流器２２により整流
され、直流ドライブ電圧、即ち、フライバック変圧器Ｔ
１の巻線Ｗ２に結合された、例えば、１１０ボルト乃至
１７０ボルトの調整されていないＢ＋電圧（未調整のＢ
＋）を供給すべくフィルタキャパシタＣ１を充電するた
め結合される。スイッチングレギュレータ３０は巻線Ｗ
２のもう一方の端子に接続され、フライバック変圧器Ｔ
１のもう一方の１次巻線Ｗ１に結合された、例えば、１
３０ボルトの調整されたＢ＋電源（安定化Ｂ＋）をスイ
ッチングトランジスタＱ１により供給する。水平出力ト
ランジスタＱ２は、巻線Ｗ１のもう一方の端子に接続さ
れ、水平ドライブ回路２８の出力によりドライブされ
る。テレビジョンの実行モードにおいて、水平出力トラ
ンジスタＱ２の動作は、フライバックパルスを巻線Ｗ１
に印加し、水平走査周波数の鋸波電流を供給するダイオ
ードと並列及び直列のキャパシタを介して水平出力トラ
ンジスタＱ２に接続された水平ビーム偏向コイルを含む
偏向回路２９を給電する。フライバック変圧器の２次巻
線は、実行モードの負荷をドライブするため必要に応じ
て種々の電圧を発生する。
【００１３】帰還信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御
器３５と、トランジスタスイッチＱ３とからなる誤差増
幅器３３によって基準と比較される。パルス幅変調器３
５の動作は、水平同期パルスと同期しているので、フラ
イバック変圧器の２次巻線Ｗ３からの水平同期（ＨＯＲ
ＳＹＮＣ）と呼ばれるフライバックパルスによって制
御される。水平同期信号自体と、水平同期信号と同期し
ている他の信号が利用される。
【００１４】帰還信号は、安定化直流電圧から直接発生
させてもよく、或いは、安定化直流電圧により給電され
た負荷から間接的に発生させてもよい。図１において、
実線３９は、安定化直流電圧を直接監視するための接合
Ｊ３と接合Ｊ４の間の帰還路接続を示している。破線４
０は、接続３９の代わりに使用することができるフライ
バック誘導２次電源３６と接合Ｊ４の間の別の負帰還路
接続を示している。誘導２次電源３６は、フライバック
パルスを整流ダイオードＤ９に供給する２次フライバッ
ク変圧器巻線Ｗ４と、負荷３８を給電するキャパシタＣ
６とにより構成される。
【００１５】何れの場合でも、帰還電圧は抵抗Ｒ８とＲ
９により形成された分圧器によってスケーリングされ、
その値は、監視される電圧の範囲に依存する。誤差増幅
器３３の出力は、スイッチングトランジスタＱ１が各水
平周期中に導通し続ける時間の長さを調節するため、抵
抗Ｒ１によりトランジスタＱ１のゲートに結合される。
電力消費が増加するとき、トランジスタＱ１は、付加的
な電力がフライバック変圧器を介して負荷に結合される
よう、導通時間が徐々に長くなる。電力消費が減少する
とき、トランジスタＱ１は、安定化Ｂ＋電圧を含む電源
電圧を調整するよう、周期内の導通時間が短くなる。
【００１６】フライバック変圧器の巻線Ｗ２は、直列接
続された整流器ダイオードＤ５とインダクタＬ１によ
り、トランジスタＱ１のソース端子に接続される。イン
ダクタＬ１は、誘導インパルスを供給するため設けられ
ている。クランプダイオード又はキャッチダイオードＤ
６は、順方向バイアスされた一つのダイオードの降下よ
りも負の方に変化するのに対抗して端子の電圧をクラン
プするため、インダクタＬ１の一方の端子に接続され
る。
【００１７】通常、バックレギュレータにおいて、イン
ダクタはスイッチングトランジスタのソース又はエミッ
タ側に設けられているので、インダクタが充電されたイ
ンダクタの減衰する界磁によって発生される逆起電力か
ら出力に電流を供給し続けながら、トランジスタが導通
しているときにインダクタが給電され、トランジスタが
ターンオフされたときにインダクタが誘導インパルスを
発生する。しかし、本発明の面によれば、インダクタＬ
１はトランジスタＱ１のドレイン側に設けられている。
誘導インパルスは、キャッチダイオードＤ６を導通させ
る低い持続性パルスを供給するため、巻線Ｗ１から巻線
Ｗ２に結合されたフライバックパルスによって与えられ
る。これにより、ダイオードＤ６のカソードが約−０．
７ボルトにクランプされ、インダクタＬ１の電圧をトラ
ンジスタＱ１のソース端子に印加する。
【００１８】フライバック変圧器の巻線Ｗ２上の未調整
のＢ＋電圧が負の帰線パルスと合計され、ダイオードＤ
５に結合され、巻線Ｗ１に印加された水平信号の掃引位
置と、未調整のＢ＋電圧が結合、即ち、合計されるの
で、未調整のＢ＋電圧よりも大きい電圧Ｖ１が発生す
る。未調整信号Ｂ＋と、巻線Ｗ２とダイオードＤ５のア
ノードの接合Ｊ１の電圧Ｖ１とが図２に示されている。
電圧Ｖ１のパルスの１／ｆ H の周期は、巻線Ｗ１から結
合されたフライバックパルスから得られる。
【００１９】ダイオードＤ５及びＤ６のカソードの接合
Ｊ２の電圧Ｖ２は、新しいＢ＋電圧であると考えられ
る。電圧Ｖ２は、キャパシタによって濾波されないの
で、電圧Ｖ２は帰線のスタート、即ち、負のフライバッ
クパルスで降下し、キャッチダイオードＤ６を導通させ
る。図３には、図２よりも時間的スケールが拡大された
形で、電圧Ｖ１に対する電圧Ｖ２及び電流ｉ２が示され
ている。
【００２０】ゲートドライブ回路は、ツェナーダイオー
ドＣＲ１によって所定の最大電圧、例えば、９．１ボル
トに保持される。抵抗Ｒ３は、テレビジョンがターンオ
フされてはいるが、電源コンセント２０に未だ接続され
ているとき、ゲートの電荷を与えるので、ＭＯＳＦＥＴ
形のトランジスタＱ１は導通したままである。トランジ
スタＱ１がテレビジョンの通例の走査モードで導通して
いるとき、誤差増幅器３３の出力は、初期にはハイであ
り、トランジスタＱ１は、抵抗Ｒ３を通ってキャパシタ
Ｃ２上に与えられた電荷により導通する。要求された時
点で、誤差増幅器３３の出力はローに変わり、トランジ
スタＱ１はターンオフされ、ゲートの電荷が抵抗Ｒ１を
介して取り除かれる。回路は、キャッチダイオードＤ６
が導通しているときに、キャパシタＣ３を充電し、未調
整のＢ＋電圧と帰線パルスの結合が帰線間隔の終了後に
上昇したときに、キャパシタＣ３からキャパシタＣ２に
電荷を送り出すことにより、トランジスタＱ１のゲート
に接続されたキャパシタＣ２に電荷を与えるべく動作す
る。
【００２１】トランジスタＱ１がオフしているとき、ト
ランジスタＱ３は抵抗Ｒ１及びＲ７を介してゲート電荷
を取り除く。トランジスタＱ３がオフしているとき、電
荷がトランジスタＱ１のゲートに与えられる。キャパシ
タＣ３は、誘導インパルスの間にダイオードＤ８とトラ
ンジスタＱ３を介して充電される。帰線間隔が終了した
後、未調整のＢ＋電圧が上昇したときに、キャパシタＣ
３上の電荷は、ダイオードＤ７を介してキャパシタＣ２
に送り出される。ツェナーダイオードＣＲ１は、キャパ
シタＣ２上の電圧を、例えば、９．１ボルトに調整す
る。
【００２２】スナバ回路２６はトランジスタＱ１に接続
される。抵抗Ｒ６及びキャパシタＣ４は、トランジスタ
Ｑ１のソースと直列したドレイン端子と電流過負荷抵抗
Ｒ４の間で互いに直列に接続される。キャパシタＣ５
は、ソースとドレインの間に接続される。抵抗Ｒ５はト
ランジスタＱ１のゲートを保護する。無線周波妨害を抑
制するため、例えば、２２０ｐｆの容量を有するキャパ
シタ（図示しない）を、ダイオードＤ７及びＤ８の両端
に接続してもよい。
【００２３】本発明は、誘導インパルスが発生させられ
るように、インダクタＬ１がスイッチＱ１の上流にあ
り、フライバック巻線Ｗ２からの帰線パルスがクランプ
又はキャッチダイオードＤ６の導通を開始させるよう動
作可能な新規のバックコンバータ(buck converter)配置
を利用するゲートドライブ手段を提供する。本発明は、
更に、充電され、次に、キャパシタＣ２を充電するため
放電されるキャパシタＣ３の協働的な動作により、スイ
ッチＱ１の制御端子、例えば、ＭＯＳＦＥＴのゲートに
キャパシタＣ２上のドライブ電圧を与える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の配置によるスイッチング電源レギュレ
ータの概要を部分的にブロックの形式で表わす回路図で
ある。
【図２】図１に示された回路の動作を説明するため利用
される波形である。
【図３】図１に示された回路の動作を説明するため利用
される波形である。
【符号の説明】
２０ 家庭用コンセント ２２ ブリッジ整流器 ２６ スナバ回路 ２８ 水平ドライブ回路 ２９ 偏向回路 ３３ 誤差増幅器 ３５ パルス幅変調制御器 ３６ フライバック誘導２次電源 ３８ 負荷 ３９，４０ 負帰還路接続 Ｃ１ フィルタキャパシタ Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６ キャパシタ ＣＲ１ ツェナーダイオード Ｄ５，Ｄ９ 整流ダイオード Ｄ６ クランプダイオード Ｄ７，Ｄ８ ダイオード Ｊ１，Ｊ２ 接合 Ｌ１ インダクタ Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 水平出力トランジスタ Ｑ３ トランジスタスイッチ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７ 抵抗 Ｒ４ 電流過負荷抵抗 Ｔ１ フライバック変圧器 Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３ 巻線

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 未調整の直流電圧のソースと、 変圧器の第１の巻線から該未調整の直流電圧が供給され
    る該変圧器の第２の巻線にパルスを誘導的に結合する水
    平偏向回路と、 可変デューティサイクルで動作させられ、安定化直流電
    圧を該第１の巻線に供給するスイッチと、 該第２の巻線に接続された共通の接合を有する該未調整
    の直流電圧を該スイッチに結合するインダクタ及びダイ
    オードと、 該安定化直流電圧により給電された負荷の変動を表わす
    帰還信号に応じて該スイッチの該デューティサイクルを
    変更する手段とからなる電源。
  2. 【請求項２】 未調整の直流電圧のソースと、 第１の巻線と、該未調整の直流電圧に結合された第２の
    巻線とを有する変圧器と、 可変デューティサイクルで動作させられ、該第１の巻線
    及び該第２の巻線に接続されたスイッチと、 該スイッチが安定化直流電圧を供給する該第１の巻線か
    ら該第２の巻線にパルスを誘導的に結合する水平偏向回
    路と、 該未調整の直流電圧及び該パルスによって充電される第
    １のキャパシタと、 該第１のキャパシタにより充電され、ドライブ電圧を該
    スイッチに供給する第２のキャパシタと、 該安定化直流電圧によって給電された負荷の変動を表わ
    す帰還信号に応じて該ドライブ電圧を繰り返し放電する
    ことにより該スイッチの該デューティサイクルを変更す
    る手段とからなる電源。
  3. 【請求項３】 未調整の直流電圧のソースと、 変圧器の第１の巻線から、該未調整の直流電圧が供給さ
    れる該変圧器の第２の巻線にパルスを誘導的に結合する
    水平偏向手段と、 可変デューティサイクルで動作させられ、安定化直流電
    圧を該第１の巻線に供給するスイッチと、 該第２の巻線に接続された共通の接合を有する該未調整
    の直流電圧を該スイッチに結合するインダクタ及びダイ
    オードと、 該未調整の直流電圧及び該パルスによって充電される第
    １のキャパシタと、 該第１のキャパシタにより充電され、ドライブ電圧を該
    スイッチに供給する第２のキャパシタと、 該安定化直流電圧によって給電された負荷の変動を表わ
    す帰還信号に応じて、該第２のキャパシタから該ドライ
    ブ電圧を放電することにより、該スイッチの該デューテ
    ィサイクルを変更する手段とからなる電源。
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