JP4059942B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチモード電源に係り、特に、電源の出力電圧レベルを調整するため、デューティサイクルが水平走査レートで変化するスイッチングトランジスタと共にインダクタ及びクランプダイオードを有するテレビジョン受像機用の電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータは、負荷回路に供給される電流を調整するためスイッチングトランジスタのオンとオフの時間を用いる。導通電流レベルを変えるのではなくスイッチング時間を変えることにより、スイッチングレギュレータは直列レギュレータの高い電力損失を回避する。テレビジョン装置において、スイッチングレギュレータは、水平ビーム偏向信号を発生するフライバック変圧器と共に使用される。スイッチングレギュレータは水平走査と同期して動作させられるが、スイッチングレギュレータのオン時間又はデューティサイクルは、基準レベルを維持すべく種々の電源電圧を調整するのに十分な電力をフライバック変圧器の第２の巻線に結合するため必要に応じて変更される。その中には、水平ビーム走査を行う水平出力トランジスタに接続されたフライバック変圧器の巻線に電流を供給する安定化Ｂ＋電源が含まれる。
【０００３】
上記スイッチング電源は、帰還配置内のパルス幅変調器によりドライブされる。電流源は、比較器の一方の入力に供給される鋸波電圧を提供するため、キャパシタを水平レートで繰り返し充電する。制御出力電圧を表わす誤差電圧が比較器のもう一方の入力に供給される。比較器は、電圧レギュレータのスイッチングトランジスタを制御し、即ち、鋸波電圧が制御出力電圧を超えたときに各周期中の時点でスイッチングトランジスタをターンオフさせる。スイッチングトランジスタのデューティサイクルは、出力電圧を基準レベルに維持すべく、必要に応じてスイッチングトランジスタを通してより多くの電力を結合するためかなり大きくされ、或いは、逆に、より少ない電力を結合するためかなり小さくされる。
【０００４】
“バック(buck)”レギュレータとして周知のある種のスイッチングレギュレータにおいて、スイッチングレギュレータとインダクタは、安定化されていない電源電圧と出力の間に直列接続され、典型的に、並列の蓄積キャパシタを備えている。トランジスタが導通しているとき、電磁界がインダクタ内に作られる。スイッチングトランジスタがターンオフしたとき、逆起電力がインダクタの両端に電圧を誘導する。クランプダイオード又は“キャッチ”ダイオードは、スイッチングトランジスタとインダクタの接合を接地よりも低い電圧に維持するため接続されている。従って、スイッチングトランジスタがオフのときに、インダクタが出力電圧を維持するため電流を供給しながら、逆起電力が出力に正の電圧を維持するため印加される。この配置は、誘導バックとも呼ばれる誘導電力インパルスを発生するためスイッチングトランジスタがインダクタへの電流をターンオフすることに依存している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
バック形レギュレータを設計する際に遇う困難の一つは、スイッチングトランジスタのゲートをドライブしなければならない点である。例えば、スイッチングトランジスタがＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）である場合、ゲート電圧はＭＯＳＦＥＴソース端子に関連している必要がある。しかし、ソース端子の電圧は一定ではなく、ＭＯＳＦＥＴの導通状態に依存して、接地に対し入力電圧レベルと共に変化する。
【０００６】
従来のバック形レギュレータにおいて、インダクタ及びキャッチダイオードは、スイッチングトランジスタのソース（又は、エミッタ）に接続される。即ち、トランジスタは、未調整の電源電圧と、インダクタとキャッチダイオードの接合の間で、電流供給路に沿ってインダクタの上流側にある。トランジスタがスイッチオフしているとき、インダクタに発生した逆起電力がインダクタの反対側の端子で制御出力電圧から減らされるので、トランジスタのソース端子とキャッチダイオードのカソードは、負側に変化しようとする。次いで、キャッチダイオードの導通がインダクタの上流側端子の電圧をクランプする。従って、誘導インパルスが出力に印加される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の配置において、誘導電力インパルス又は誘導バックは、スイッチングトランジスタの上流側のインダクタを、未調整の電源電圧側でインダクタの端子に接続されたキャッチダイオードと共に用いて得られる。この配置において、スイッチングトランジスタは、走査期間におけるある時点（この時点は変化する）で導通し、キャッチダイオードがインダクタに流れる電流を減少させて零にした後に導通を停止する。電源は不連続モードで動作する。スイッチングトランジスタ以外の手段は、インダクタの負の方の端子を接地させるキャッチダイオードの導通を誘起することが要求される。レギュレータのインダクタへの電流供給をターンオフする機構は、フライバック変圧器の巻線を用いて、水平帰線パルスを（未調整のＢ＋電圧を発生するため電圧レギュレータが接続された）未調整の電圧と合計することにより得られる。フライバック変圧器まで結合することにより未調整の電源電圧に加算された帰線パルスは、入力電圧を降下させる。キャッチダイオードの導通は、接地電位のちょっと下にその電圧をクランプし、インダクタに流れる電流を零にする。キャッチダイオードは帰線間隔中に限り導通する。スイッチングトランジスタは、インダクタに流れる電流が零になった後、水平帰線の終了前にターンオフされる。
【０００８】
本発明の配置による電源は、未調整の直流電圧のソースと、
変圧器の第１の巻線から上記未調整の直流電圧が供給される上記変圧器の第２の巻線にパルスを誘導的に結合する水平偏向回路と、
可変デューティサイクルで動作させられ、安定化直流電圧を上記第１の巻線に供給するスイッチと、
上記第２の巻線に接続された共通の接合を有する上記未調整の直流電圧を上記スイッチに結合するインダクタ及びダイオードと、
上記安定化直流電圧により給電された負荷の変動を表わす帰還信号に応じて上記スイッチの上記デューティサイクルを変更する手段とからなる。
【０００９】
本発明の好ましい一実施例によれば、第１のキャパシタが上記未調整の直流電圧及び上記パルスによって充電され、第２のキャパシタが上記第１のキャパシタにより充電され、ドライブ電圧を上記スイッチに供給し、上記ドライブ電圧は上記デューティサイクルを変更する手段の動作により放電される。第２のキャパシタは安定化直流電圧に結合される。第１のキャパシタは帰線間隔中に充電され、第２のキャパシタは帰線間隔の最後に充電される。デューティサイクルを変更する手段はドライブ電圧が放電されるときを決める。
【００１０】
本発明の更なる配置による電源は、未調整の直流電圧のソースと、
第１の巻線と、該未調整の直流電圧に結合された第２の巻線を有する変圧器と、
可変デューティサイクルで動作させられ、該第１の巻線及び該第２の巻線に接続されたスイッチと、
該スイッチが安定化直流電圧を供給する該第１の巻線から該第２の巻線にパルスを誘導的に結合する水平偏向回路と、
該未調整の直流電圧及び該パルスによって充電される第１のキャパシタと、
該第１のキャパシタにより充電され、ドライブ電圧を該スイッチに供給する第２のキャパシタと、
該安定化直流電圧によって給電された負荷の変動を表わす帰還信号に応じて該ドライブ電圧を繰り返し放電することにより該スイッチの該デューティサイクルを変更する手段とからなる。
【００１１】
好ましい実施例によれば、スイッチに接続されたインダクタと、ダイオードは第２の巻線に接続された共通の接合を有する。ダイオードは、共通の接合と接地の間に接続されている。第１のキャパシタは帰線間隔中に充電され、第２のキャパシタは帰線間隔の最後に充電される。第２のキャパシタは安定化直流電源に接続されている。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１において、家庭用コンセント２０からの交流電力が、ブリッジ整流器２２により整流され、直流ドライブ電圧、即ち、フライバック変圧器Ｔ１の巻線Ｗ２に結合された、例えば、１１０ボルト乃至１７０ボルトの調整されていないＢ＋電圧（未調整のＢ＋）を供給すべくフィルタキャパシタＣ１を充電するため結合される。スイッチングレギュレータ３０は巻線Ｗ２のもう一方の端子に接続され、フライバック変圧器Ｔ１のもう一方の１次巻線Ｗ１に結合された、例えば、１３０ボルトの調整されたＢ＋電源（安定化Ｂ＋）をスイッチングトランジスタＱ１により供給する。水平出力トランジスタＱ２は、巻線Ｗ１のもう一方の端子に接続され、水平ドライブ回路２８の出力によりドライブされる。テレビジョンの実行モードにおいて、水平出力トランジスタＱ２の動作は、フライバックパルスを巻線Ｗ１に印加し、水平走査周波数の鋸波電流を供給するダイオードと並列及び直列のキャパシタを介して水平出力トランジスタＱ２に接続された水平ビーム偏向コイルを含む偏向回路２９を給電する。フライバック変圧器の２次巻線は、実行モードの負荷をドライブするため必要に応じて種々の電圧を発生する。
【００１３】
帰還信号は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御器３５と、トランジスタスイッチＱ３とからなる誤差増幅器３３によって基準と比較される。パルス幅変調器３５の動作は、水平同期パルスと同期しているので、フライバック変圧器の２次巻線Ｗ３からの水平同期（ＨＯＲ ＳＹＮＣ）と呼ばれるフライバックパルスによって制御される。水平同期信号自体と、水平同期信号と同期している他の信号が利用される。
【００１４】
帰還信号は、安定化直流電圧から直接発生させてもよく、或いは、安定化直流電圧により給電された負荷から間接的に発生させてもよい。図１において、実線３９は、安定化直流電圧を直接監視するための接合Ｊ３と接合Ｊ４の間の帰還路接続を示している。破線４０は、接続３９の代わりに使用することができるフライバック誘導２次電源３６と接合Ｊ４の間の別の負帰還路接続を示している。誘導２次電源３６は、フライバックパルスを整流ダイオードＤ９に供給する２次フライバック変圧器巻線Ｗ４と、負荷３８を給電するキャパシタＣ６とにより構成される。
【００１５】
何れの場合でも、帰還電圧は抵抗Ｒ８とＲ９により形成された分圧器によってスケーリングされ、その値は、監視される電圧の範囲に依存する。誤差増幅器３３の出力は、スイッチングトランジスタＱ１が各水平周期中に導通し続ける時間の長さを調節するため、抵抗Ｒ１によりトランジスタＱ１のゲートに結合される。電力消費が増加するとき、トランジスタＱ１は、付加的な電力がフライバック変圧器を介して負荷に結合されるよう、導通時間が徐々に長くなる。電力消費が減少するとき、トランジスタＱ１は、安定化Ｂ＋電圧を含む電源電圧を調整するよう、周期内の導通時間が短くなる。
【００１６】
フライバック変圧器の巻線Ｗ２は、直列接続された整流器ダイオードＤ５とインダクタＬ１により、トランジスタＱ１のドレイン端子に接続される。インダクタＬ１は、誘導インパルスを供給するため設けられている。クランプダイオード又はキャッチダイオードＤ６は、順方向バイアスされた一つのダイオードの降下よりも負の方に変化するのに対抗して端子の電圧をクランプするため、インダクタＬ１の一方の端子に接続される。
【００１７】
通常、バックレギュレータにおいて、インダクタはスイッチングトランジスタのソース又はエミッタ側に設けられているので、インダクタが充電されたインダクタの減衰する界磁によって発生される逆起電力から出力に電流を供給し続けながら、トランジスタが導通しているときにインダクタが給電され、トランジスタがターンオフされたときにインダクタが誘導インパルスを発生する。しかし、本発明の面によれば、インダクタＬ１はトランジスタＱ１のドレイン側に設けられている。誘導インパルスは、キャッチダイオードＤ６を導通させる低い持続性パルスを供給するため、巻線Ｗ１から巻線Ｗ２に結合されたフライバックパルスによって与えられる。これにより、ダイオードＤ６のカソードが約−０．７ボルトにクランプされ、図３に記載されているように、インダクタＬ１からトランジスタＱ１のドレイン端子に流れる電流が、帰線期間の中心より以前の時点で零になるまで、その電流を減少させる。
【００１８】
フライバック変圧器の巻線Ｗ２上の未調整のＢ＋電圧が巻線Ｗ２の両端に発生した電圧と合計されて、ダイオードＤ５に結合されている。水平走査の間、巻線Ｗ２に印加された水平信号の掃引部分と、未調整のＢ＋電圧が結合、即ち、合計されるので、未調整のＢ＋電圧よりも大きい電圧Ｖ１が発生する。未調整信号Ｂ＋と、巻線Ｗ２とダイオードＤ５のアノードの接合Ｊ１の電圧Ｖ１とが図２に示されている。電圧Ｖ１のパルスの１／ｆ_H の周期は、巻線Ｗ１から結合されたフライバックパルスから得られる。
【００１９】
ダイオードＤ５及びＤ６のカソードの接合Ｊ２の電圧Ｖ２は、新しいＢ＋電圧であると考えられる。電圧Ｖ２は、キャパシタによって濾波されないので、電圧Ｖ２は帰線のスタート、即ち、負のフライバックパルスで降下し、キャッチダイオードＤ６を導通させる。図３には、図２よりも時間的スケールが拡大された形で、電圧Ｖ１に対する電圧Ｖ２及び電流ｉ２が示されている。
【００２０】
ゲートドライブ回路は、ツェナーダイオードＣＲ１によって所定の最大電圧、例えば、９．１ボルトに保持される。抵抗Ｒ３は、テレビジョンがターンオフされてはいるが、電源コンセント２０に未だ接続されているとき、ゲートの電荷を与えるので、ＭＯＳＦＥＴ形のトランジスタＱ１は導通したままである。トランジスタＱ１がテレビジョンの通例の走査モードで導通しているとき、誤差増幅器３３の出力は、初期にはハイであり、トランジスタＱ１は、抵抗Ｒ５を通ってキャパシタＣ２上に与えられた電荷により導通する。インダクタに流れる電流が減少して零になった後の、帰線期間の所定の時点で、誤差増幅器３３の出力はローに変わり、トランジスタＱ１はターンオフされ、ゲートの電荷が抵抗Ｒ１を介して取り除かれる。回路は、キャッチダイオードＤ６が導通しているときに、キャパシタＣ３を安定化Ｂ＋電圧により充電することによって、トランジスタＱ１のゲートに接続されたキャパシタＣ２に電荷を与えるべく動作する。走査期間で、未調整のＢ＋電圧と帰線パルスの結合が、帰線間隔の終了後に上昇し、電圧Ｖ２が上昇したときに、キャパシタＣ３からキャパシタＣ２に電荷を送り出す。
【００２１】
トランジスタＱ１がオフに転換したとき、トランジスタＱ３は抵抗Ｒ１及びＲ５を介してゲート電荷を取り除く。トランジスタＱ３がオフしているとき、電荷がトランジスタＱ１のゲートに与えられる。キャパシタＣ３は、電圧Ｖ２がローで、キャッチダイオードが導通している間、ダイオードＤ８と抵抗Ｒ２を介して充電される。帰線間隔が終了した後、Ｖ２電圧が上昇したときに、キャパシタＣ３上の電荷は、ダイオードＤ７を介してキャパシタＣ２に送り出される。ツェナーダイオードＣＲ１は、キャパシタＣ２上の電圧を、例えば、９．１ボルトに調整する。
【００２２】
スナバ回路２６はトランジスタＱ１に接続される。抵抗Ｒ６及びキャパシタＣ４は、トランジスタＱ１のソースと直列したドレイン端子と電流過負荷抵抗Ｒ４の間で互いに直列に接続される。キャパシタＣ５は、ソースとドレインの間に接続される。抵抗Ｒ５はトランジスタＱ１のゲートを保護する。無線周波妨害を抑制するため、例えば、２２０ｐｆの容量を有するキャパシタ（図示しない）を、ダイオードＤ７及びＤ８の両端に接続してもよい。
【００２３】
本発明は、インダクタＬ１に流れる電流を減少させて零にするように、インダクタＬ１がスイッチＱ１の上流にあり、フライバック巻線Ｗ２からの帰線パルスがクランプ又はキャッチダイオードＤ６の導通を開始させるよう動作可能な新規のバックコンバータ(buck converter)配置を利用するゲートドライブ手段を提供する。本発明は、更に、充電され、次に、キャパシタＣ２を充電するため放電されるキャパシタＣ３の協働的な動作により、スイッチＱ１の制御端子、例えば、ＭＯＳＦＥＴのゲートにキャパシタＣ２上のドライブ電圧を与える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の配置によるスイッチング電源レギュレータの概要を部分的にブロックの形式で表わす回路図である。
【図２】図１に示された回路の動作を説明するため利用される波形である。
【図３】図１に示された回路の動作を説明するため利用される波形である。
【符号の説明】
２０ 家庭用コンセント
２２ ブリッジ整流器
２６ スナバ回路
２８ 水平ドライブ回路
２９ 偏向回路
３３ 誤差増幅器
３５ パルス幅変調制御器
３６ フライバック誘導２次電源
３８ 負荷
３９，４０ 負帰還路接続
Ｃ１ フィルタキャパシタ
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６ キャパシタ
ＣＲ１ ツェナーダイオード
Ｄ５，Ｄ９ 整流ダイオード
Ｄ６ クランプダイオード
Ｄ７，Ｄ８ ダイオード
Ｊ１，Ｊ２ 接合
Ｌ１ インダクタ
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 水平出力トランジスタ
Ｑ３ トランジスタスイッチ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７ 抵抗
Ｒ４ 電流過負荷抵抗
Ｔ１ フライバック変圧器
Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３ 巻線

Claims (2)

1. 未調整の直流電圧のソースと、
   変圧器の第１の巻線から該未調整の直流電圧が供給される該変圧器の第２の巻線にパルスを誘導的に結合する水平偏向回路と、
   可変デューティサイクルで動作させられ、安定化直流電圧を該第１の巻線に供給するスイッチと、
   該第２の巻線に接続された共通の接合を有する該未調整の直流電圧を該スイッチに結合するインダクタ及びダイオードと、
   該安定化直流電圧により給電された負荷の変動を表わす帰還信号に応じて該スイッチの該デューティサイクルを変更する手段とからなる電源。
2. 未調整の直流電圧のソースと、
   変圧器の第１の巻線から、該未調整の直流電圧が供給される該変圧器の第２の巻線にパルスを誘導的に結合する水平偏向手段と、
   可変デューティサイクルで動作させられ、安定化直流電圧を該第１の巻線に供給するスイッチと、
   該第２の巻線に接続された共通の接合を有する該未調整の直流電圧を該スイッチに結合するインダクタ及びダイオードと、
   該未調整の直流電圧及び該パルスによって充電される第１のキャパシタと、
   該第１のキャパシタにより充電され、ドライブ電圧を該スイッチに供給する第２のキャパシタと、
   該安定化直流電圧によって給電された負荷の変動を表わす帰還信号に応じて、該第２のキャパシタから該ドライブ電圧を放電することにより、該スイッチの該デューティサイクルを変更する手段とからなる電源。

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