KR920004104B1 - 텔레비젼 수상기의 부하 보상회로 - Google Patents

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KR920004104B1 KR1019840003759A KR840003759A KR920004104B1 KR 920004104 B1 KR920004104 B1 KR 920004104B1 KR 1019840003759 A KR1019840003759 A KR 1019840003759A KR 840003759 A KR840003759 A KR 840003759A KR 920004104 B1 KR920004104 B1 KR 920004104B1
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에드워드 하펠 페터
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Abstract

내용 없음.

Description

텔레비젼 수상기의 부하 보상회로
제 1 도는 본 발명에 해당되고 부하 보상회로망을 포함하고 있는 절환된 모드 전원 및 편향회로도.
제 2 도는 제 1 도의 회로동작을 설명하는데 유용한 파형도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
10 : 에너지 공급원 27 : 절환모드 전력 공급회로
30 : 부하 보상회로 28 : 펄스폭 변조 조정기 제어회로
50 : 전압 공급회로 39 : 수평 편향회로
본 발명은 플라이백 트랜스가 TV 수상기에 대한 전력을 분류시키는 선로-동기 전력 공급원에 관한 것이다. 특히, 수동 부하 보상회로는 플라이백 트랜스에 고출력 오디오 출력 증폭기와 같은 부하회로 때문에 수평 추적 간격 동안 중부하가 걸릴때 선로 혹은 수평귀선시간을 제어한다.
1981년 12월 22일자로 페터 에드워드 하펠씨가 출원한 미합중국 특허원 제 333,610 호에 일치하는 유럽 특허공보 1982년 8월 25일자 제 0058552 호에 페터 에드워드 하펠씨가 1981년 12월 22일자로 허여된 명칭 "조정된 편향회로"에 서술된 "SICOS"와 같은 전력 공급원 시스템에서 조정기 제어회로는 수평 주사 진폭의 양호한 조정 및 고전압을 얻기 위해 수평귀선 펄스의 피크 전압에 반응할 수 있다. 수평 소인 간격 동안 플라이백 트랜스의 중부하 변동이 소인 시간 변조를 야기시켜서 화면폭 변조를 교란시킨다. 통상, 수평귀선시간은 증가된 소인에 의한 부하를 가하는 것을 더욱 높이려는 경향이 있다. 부하를 가하는 것이 고전력 오디오 출력 증폭기에 의해 소모되고 있는 전력에 기인될때, 화면폭 변조에 교란은 평균 10와트 DC에서 변화하는 전력 수준에서 두드러지게 되는바, 이때 동서 보정회로는 1984년 1월 31일자 발표된 페터 하펄씨의 미합중국 특허 제 4429257호 명칭 "동서 핀쿠션 교정용 가변 수평 편향회로"에서 서술된 바와 같이 사용된다.
이와 같은 동서 보정회로가 사용되지 않으면, 분류형 화면폭 교란은 좀더 낮은 전력레벨에서도 두드러지게 된다.
본 발명의 특징은 비교적 안정한 라스터폭을 유지시키기 위한 플라이백 트랜스의 오디오 부하 보상용 조정된 전력 공급 및 편향회로이다.
편향회로는 주사 전류 생성용 편향권선에 결합된다. 편향귀선 펄스전압은 귀선 간격동안 편향귀선 양단에서 발생된다. 플라이백 트랜스는 편향회로와 결합된다. 공진 귀선회로는 귀선 간격동안 권선을 가로질러 트랜스 재누적 펄스전압을 일으킨다. 에너지 공급원은 플라이백 트랜스의 1차 권선에 결합되어 부하회로는 부하 전류를 유도해 내기 위한 트랜스와 2차 권선에 결합된다. 절환수단은 공급원과 부하회로 사이 에너지의 전단을 제어하기 위한 에너지 공급원과 결합된다. 인덕턴스는 플라이백 트랜스에 결합된다. 절환수단에 반응하는 부하 보상회로는 부하회로에 의해 유도된 전류의 변동을 나타내는 인덕턴스내의 전류의 변동을 일으킨다. 플라이백 트랜스는 인덕턴스를 부하 전류에 의해 유도된 전류변동에 따라 트랜스 귀선 펄스전압을 제어하기 위한 귀선 공진회로와 결합시킨다.
이하 도면을 참조하며 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.
제 1 도에서는 조정된 전력 공급 및 편향회로도로써, 에너지 공급원(19)은 전파브리지 정류회로(22)의 입력단자(23)과 (24)사이에 결합된 비조정된 교번 입력전압(21)원과 정류회로(22)의 출력단자(25)와 전류 복원단자(26)사이에 결합된 주필터 캐패시터 C1을 구비한다. 비조정 직류전압 Vin이 캐패시터 C1은 양단에서 발생된다.
절환된 모드 전력 공급원(27)은 플라이백 트랜스의 권선(W2)(W3)(W4)과 결합된 여러가지 부하회로와 공급원 사이에 에너지 전달을 조정하기 위한 수평 플라이 트랜스 T1와 에너지 공급원(19) 사이에 개입된다. 플라이백 트랜스 T1과 결합된 부하회로중 하나는 권선 W2와 결합된 수평 편향회로이다. DC 차단 캐패시터(38)는 주공급원(21)으로부터 전도적으로 격리된 샤시 접지와 권선 W2의 점이 없는 단자사이에 결합된다.
수평 편향회로(39)는 수평비율로 트랜지스터를 절환하기 위해 수평 출력 트랜지스터(31)의 베이스와 결합된 수평 발진기구 및 구동기회로(29)를 구비한다. 댐퍼 다이오드(32)와 함께 수평 출력 트랜지스터(31)는 작동하여 S-형 캐패시터 Cs와 직렬인 수평 편향권선 Ly내에 수평 주사 전류 iY를 생성시킨다. 수평 출력 트랜지스터(31)가 수평 소인 간격의 종료시에 비전도될때, 수평 편향권선 LY는 편향권선 양단에 편향귀선 펄스전압을 발생시키기 위해 편향귀선 캐패시터 Cr와 더불어 편향귀선 공진회로를 형성시킨다.
편향귀선 공진회로는 플라이백 트랜스에 다른 권선 양단에 귀선 펄스전압을 생성시키기 위한 플라이백 트랜스 T1의 권선 W2에 편향귀선 펄스전압을 인가한다. 권선 W2양단에 발생된 귀선 펄스전압은 텔레비젼 수상기의 도시치 않은 수상관에 대한 단자 U에서 초고전압을 발생시키기 위한 고전압회로(33) 활성화용 고전압 권선(W3)에 의해 점차 높아진다.
전압 공급원(50)에서, 권선 W4양단에 발생된 전압은 다이오드(34)에 의해 수평 소인간격 동안 소인 정류되거나 또는 정류되며 캐패시터(35)에 의해 여파되어 저 DC 전압 Va을 생성한다. 제 1 도에서는 도시되지 않았지만, 전원 Va는 수직 편향회로와 같은 부하회로에 대한 공급전압이 되며 고전력 사운드회로는 스피커 시스템(37)을 구동시키는 고전력 오디오 단(36)을 구비한다.
권선 W2양단에 발생된 귀선 펄스전압은 중간 DC 변환없이 공급원(19)으로부터의 조정 및 비조정 에너지의 전달시에 절환된 모드 전력 공급원(27)과 상호 작용하기 위해 플라이백 트랜스의 권선 W1에 결합되어 있다. 절환된 모드 전력 공급원(27)은 전술된 하펄씨의 특허출원에서 발표된 것과 유사하다. 전력 공급원(27)은 출력단자(40)에서 함께 결합되어 제어가능하고 두방향으로 작동하는 전도성 스위치 S1과 S2를 내포한다. 스위치 S2는 캐패시터 C2과 트랜스 T2의 인덕턴스 Wa 및 트랜스 T1의 권선 W1과 직렬로 배열되어 있다. 그러므로 스위치 S1과 S2는 전술한 직렬 배열과 더불어 푸시-풀구조를 형성한다.
정상적인 동작시에 수평 편향회로(39)는 수평귀선 간격동안 권선 W1에 자계적으로 조밀하게 결합되는 플라이백 트랜스 T1의 2차권선 W4양단에 펄스를 발생시킨다. 권선 W1양단에 발생된 전압은 제 2a 도에 실선 전압파형 Vr로 도시되어 있다. 권선 W1의 탭단자에서 나타나는 펄스전압은 절환모드 전력 공급원(27)의 펄스폭 변조 조정기 제어회로(28)에 가해진다.
조정기 제어회로(28)의 펄스폭은 푸시-폴 스위치 S1과 S2의 동작을 변조시켜 수평 출력 트랜스 T1의 권선 양단에 발생된 귀선 펄스전압의 진폭을 조절하며 이러한 조절은 조정된 입력전압 Vin내의 변동에 대하여 그리고 트랜스에 결합된 부하회로에 의해서 생긴 부하변동에 대해 조정된다. 매 수평 소인 간격이내에 제어할 수 있는 순간에서, 예를들어, 제 2 도의 순시 t7에서, 스위치 S2는 비도통되고, 스위치 S1는 도통된다. 제 2d 도에 도시된 바와 같이, 트랜스 T2의 권선 Wa 및 트랜스 T1의 W1내의 전류 i1은 시간 t7과 t1'사이에서 상향 경사파형이다.
시간 t1' 근처의 수평 소인간격의 종료시에 전류 t1는 권선 Wa의 인덕턴스내에 소정의 에너지량을 저장하여 정의 피크 크기에 도달한다.
시간 t1' 근처의 수평귀선 간격의 초기시에, 수평 출력 트랜지스터(31)가 비도통되고 그리고 편향귀선 공진회로가 형성될때 조정기 스위치 S1는 조정기 제어회로(28)에 의해 비도통되고 스위치 S2는 도통된다. 에너지의 전달은 인덕터 Wa에서부터 플라이백 트랜스 T1을 거쳐 편향귀선 공진회로까지 그리고 고전압 권선 W3에 결합된 초고전압회로(33)과 같은 플라이백 트랜스에 결합된 귀선구동 부하회로까지 개시된다.
시간 t1'과 t4'사이에서 수평귀선 간격동안에, 전류 i1는 귀선 펄스전압 Vr의 관성하에서 시간 t4' 근처의 부의 크기에 도달하도록 하향되며 이 부의 크기는 시간 t1' 근처의 전류의 정의 피크 크기보다는 작다. 이 결과로서 권선 Wa의 인덕턴스에서부터 플라이백 트랜스 T1의 부하회로가지 에너지가 전달된다.
시간 t4근처나 또는 시간 t4에 대응하는 시간에 수평 소인 간격의 초기에서, 전류 i1은 수평귀선 간격동안 보다 좀더 좁은 경사일지라도 아래쪽으로 계속 기울어진다. 왜냐하면 권선 Wa에는 트랜스 T1의 권선 W1과 캐패시터 C2양단에 발생된 전압의 산수합을 구비하고 있는 전압이 적용되기 때문이다. 시간 t7에서 초기 에너지는 플라이백 트랜스 권선 W1과 W2를 거쳐 소인 정유 전압 공급원(50)에 전달된다. 이 전달된 에너지는 조정기 스위치 S1의 도통동안에 캐패시터 C2내에 미리 저장된 에너지로부터 얻어진다. 시간 t7근처에서 스위치 S2는 비도통되고 스위치 S1는 도통되어 각 수평편향 간격 동안 일어나는 에너지 전달 주기를 반복한다.
소인 펄스전압 Vr의 진폭의 변화를 일으키는 경향이 있는 어떤 부하 혹은 주요 전압 변동은 조정기 제어회로(28)가 귀선 펄스 진폭을 비교적 변동시키지 않는 방법으로 스위치 S2의 턴오프 시간을 변화시킨다. 제 2 도의 점선파형은 플라이백 트랜스 T1의 평균 부하상태를 나타낸다. 스위치 S2의 턴오프는 시간 t6에서 수평 소인 간격이내에서 좀 더 일찍 개시된다. 스위치 S2를 좀 더 이르게 턴오프시키는데는 권선 Wa의 인덕턴스내의 전류 i1의 피크 크기가 시간 t1' 부근의 수평귀선간격의 초기에서 감소되어야 할 필요가 있으며, 이는 부하회로에 에너지를 전달하는데 필요한 감소치라도 일치되기 위함이다.
비슷한 상태는 또한, 주공급전압의 변동에 대해서도 상기와 유사한 상태가 되며, 스위치 S2는 고-선로 주전압 조건하에서 수평 소인 간격이내에 좀 더 일찍 턴오프된다.
지금까지 서술한 바와 같은 회로는 소인 정류 전압 공급원(50)의 부하시 변동으로 귀선 펄스전압의 대선시간을 불필요하게 변동시킬 수도 있다. 예를들면 고전력 오디오 단(36)에 의해 부하가 증가됨에 따라 귀선시간이 상당히 증가하는 경향이다. 귀선시간은 편향회로(39), 트랜지스터 T1의 권선 W2및 캐패시터(38)에 의해 생긴 에너지 플라이 휠 동작의 효과 때문에 소인 부하가 증가됨에 따라 증가된다. 트랜스 T1의 권선 양단의 소인 전압은 캐패시터(38)의 양단 전압에 의해 결정된다. 어떤 권선에서의 높은 소인 부하는 캐패시터(38)의 양단 전압을 낮게 한다. 그 결과, 귀선간격의 전반부동안 귀선 전압 Vr과 특히 dVr/dt가 도로 감소된다. 이것은 시간 t1'과 t4사이의 전류 i1의 -di/dt를 낮게 하며 권선 W2를 통하는 전류의 영횡단을 지연시키며, 소량이긴 하나 귀선시간의 중심을 지연시킨다. 그 결과 귀선시간이 증가하게 되며, 부하의 증가에 따라 화면의 규격이 증가된다.
제 1 도는 절환모드 전력 공급원(27)은 부하조건이 변화해도 일정한 귀선 펄스기간을 유지하는 본 발명을 실시한 부하 보상회로(30)과 결합된다. 부하 보상회로(30)는 트랜스 T2의 2차권선 Wb, 부가 보상형 인덕터 L2, 다이오드 D1및 캐패시터 C3을 구비하고 있다. 캐패시터 C3은 전파브리지 정류기(22)의 전류 복원단자(26)와 플라이백 트랜스 권선 W1의 점이 없는 단자사이에 결합된다. 동시에 권선 Wb, 인덕터 L2및 다이오드 D1의 직렬 배열이 경합된다.
제 2b 도는 부하 보상회로(30)의 권선 Wb 양단에 발생된 전압 V2를 나타낸다. 이 전압은 스위치 S1및 S2에 의해 절단된 DC 전압과 귀선 펄스전압 Vr의 포개 놓은 것이다. 권선 Wb, 인덕터 L2및 다이오드 D1의 직렬 배열에 흐르는 전류 i2는 제 2c 도에 도시되어 있다. 전류 i2는 캐패시터 C3를 캐패시터의 바닥판에 상대적인 정의 전압으로 충전시킨다. 전압 Vb는 캐패시터 C1양단에 발생된 정류된 주전압 Vin에 첨가되는 부스트전압이다. 절환모드 전력 공급원(27)은 약 10% 높은 DC 전압으로부터 가동되어서 플라이백 트랜스 T1에 결합된 텔레비젼 수상기 부하회로에 약 20% 이상의 전력을 전송할 수 있다.
제 2 도에서 점선 파향으로 도시된 평균 부하조건하에서 전압 V2는 시간 t6에서 정의 전압레벨로 증가하고, 이때 전류 i2는 상향으로 증가하여 경사부를 형성한다. 스위치 S1이 조정기 제어회로(28)에 의해 턴오프될때 시간 t1' 가까이에서, 전압 V2는 귀선 펄스전압 Vr이 권선 Wa 점이 없는 단자에 가해질때 극성이 반전된다. 전류 i2는 시간 t1' 가까이 피크값에 도달하고 나서 전압 V2의 귀선 펄스전압위치의 영향하에서 크기가 감소되며 시간 t2' 가까이에서 영이 된다.
간격 t1'-t2' 동안, 귀선 초기부분중에, 인덕터 L2는 트랜스동작에 의해 권선 Wa에 병렬로 연결된다. 권선 Wa의 유효한 유도성은 귀선간격 t2'-t4' 의 남은 부분동안에 있는 것보다 t1'-t2'간격 동안이 좀 낮다.
플라이백 트랜스 T1의 권선 W1에 권선 Wa가 병렬로 연결되기 때문에, Wa는 수평 편향회로(39)이 공진 귀선회로와 더불어 내부회로이다.
간격 t1'-t2' 동안 권선 Wa이 좀 더 낮은 유동성은 절환모드 전력 공급원(27)이 부하 보상회로(30)없이 있다면 존재할 귀선시간과 비교해서 줄어든 귀선시간을 초래한다. 이 줄어든 귀선시간은 귀선시간의 경향이 부하변동과 변화하는 것을 보상할 정도의 그런 방법으로 플라이백 트랜스상의 부하변동과 더불어 변화한다.
예를들면, 부하가 실질적으로 오디오 단(36)에 의한 부수적인 소인부하에 의해 증가될때, 제 2 도의 실선파형은 적용된다. 증가된 부하와 더불어 감소하기 위한 귀선 펄스 진폭 Vr의 경향은 조정기 제어회로(28)에 의해, 제 2 도의 스위치 S2'의 턴오프시간을 시간 t7으로 변화시킴으로써 보상된다. 증가된 부하조건하에서 시간 t7과 t1'사이에서 가정된 전압 V2의 정의레벨이 제 2b 도에서 설명한 바와 같이 전술한 평균 부하조건하에서 보다 더 크다. 그러므로 인덕터 L2를 보상하려는 전류 i2는 제 2c 도에서 설명된 것과 같이 좀 더 가파른 기울기를 가지며 귀선의 초기까지 즉 시간 t1'에서의 좀 더 큰 피크 크기에 도달한다. 귀선동안 전류 i2는 영으로 경사짓는 데는 좀더 긴 시간이 걸리며 시간 t3'에서 영에 도달한다.
인덕터 L2는 평균 부하조건하에서 보다 귀선간격이내에서 좀 더 긴 기간동안 권선 Wa의 유효한 인덕턴스에 병렬로 연결된다. 결론적으로 귀선시간은 증가된 부하조건하에서 줄어들려는 경향이 있을 것이며 귀선시간의 경향이 더불어 증가하는 것을 보상한다.
이와 같이 서로 다른 유동성은 플라이백 트랜스 T1의 부하의 변동에 따라 귀선간격이내의 서로 다른 위치에 대한 편향귀선 공진회로와 병렬로 결합된다. 제 2c 도의 점선 파형과 실 선파형과 비교해 볼때, 서로 다른 존속기간에 대한 귀선동안 서로 다른 유도성의 결합은 시간 t6와 t7사이 스위치 S2의 턴오프 시간을 변화시키는 조정기 제어회로(28)에 관하여 자동적으로 완성된다는 것을 간파할 수 있다.
어떤 부하 혹은 주요 전압변동은 조정기 제어회로(28)를 경유 스위치 S2의 턴오프 시간 및 전류 i2의 시작을 변화시킬 것이다. 높은 부하에서, 전류 i2는 후자시간 t7에서 시작한다. 결국, 시간 t1' 가까이 소인의 선단에서의 진폭은 좀 더 높고 전류는 귀선 간격동안 영으로 복원되는데, 즉 시간 t3'에서 영으로 된다.
이와 같이 보상형 인덕터 L2의 전류변동은 플라이백 트랜스 T1의 부하의 전류변동을 나타낸다. 부하 보상회로(30)의 동작결과는 다르게 하는 부하조건을 변동시키지 못하게 하는 귀선시간이다. 다시 말해서, 부하 전류의 변동과 더불어 변하는 귀선시간의 존속의 경향은 제거된다.
통상의 견해로써, 전류 i2는 입력원(19)의 저장 캐패시터 C1에 대한 DC 복원전류임을 알 수 있다. 수평소인 선단에서 인덕터 L2에 저장된 에너지는 차후 수평귀선 간격동안 편향회로내에 전송된다. 조정기 제어회로(28)의 루프 이득은 좀 더 작은 간격이 되기 위한 조정범위 t6-t7을 사용가능한 부하 보상회로의 사용에 의해 증가된다. 더우기, 추적의 선단에서 전류 i1의 진폭은 부하 보상회로(30)을 이용하여 부가적인 부하 조정능력을 제공할때가 좀 높다. 재측정 펄스전압 Vr의 피크 진폭은 보상회로(30)을 이용할때 부하 변동을 조정하는데 용이하다. 왜냐하면 보상회로에 의해 마련된 부가 조정능력 때문이다.
제 1 도의 조정기 제어회로(28)의 피크 재측정 전압을 제어한다. 보상회로 없이 부하를 증가시키는 것은 귀선시간을 증가시키는 요인이 되며 또한 소인전압을 증가시키는 결과를 낳는다. 그래서 소인전압은 귀선시간에 관계한다. 양호한 화면 안정도는 소인 및 귀선 전압 양쪽이 일정하게 유지될때 얻어진다. 이것은 변동하는 부하상태에서 일정한 귀선시간을 유지하는 보상회로(30)에 의해 성취된다.

Claims (11)

  1. 편향귀선과 ; 주사 전류를 발생하기 위해 상기 편향권선에 연결된 편향회로와 ; 상기 편향회로에 연결된 플라이백 변압기와 ; 귀선 간격동안 상기 플라이백 변압기의 권선 양단에 변압기 귀선 펄스전압을 발생하기 위한 귀선 공진회로와 ; 에너지 공급원과 ; 상기 플라이백 변압기의 권선에 연결되고 부하 전류를 유도하기 위한 권선 양단의 발생된 전압에 의해 활성화 또는 부하회로를 구비하는 조절 전원 공급기 및 편향회로에 있어서, 상기 플라이백 변압기(T1)에 연결된 제 1의 인덕턴스(T2)와 ; 상기 제 1의 인덕턴스에 대해 에너지 공급원(22) 결합용 스위치 수단(40)을 구비하며, 상기 스위칭 수단은 제 1의 인덕턴스에 저장된 에너지를 제어하기 위해 전도상태로 변화하며 상기 부하회로(36)에 전달되고 ; 상기 플라이백 변압기(T1)에 연결된 제 2의 인덕턴스(L2)와 ; 상기 부하회로(36)에 의해 유도된 부하 전류의 변화를 표시하는 상기 제 2 인덕턴스(L2)내의 전류 변화 발생용 수단(Wb, D1, C3)을 구비하며, 상기 플라이백 변압기는 상기 제 2의 인덕턴스(L2)내의 전류 변화에 따라 귀선시간 제어를 위해 공진회로(Cr)에 상기 제 2 인덕턴스(L2)를 연결시키는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 플라이백 변압기(T1)는 부하 전류변동을 수반하는 귀선시간의 지속이 변화하려는 경향을 거의 제거하는 수단에서 상기 귀선 공진회로(Cr)에 제 2 인덕턴스(L2)를 접속시키는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  3. 제 2 항에 있어서, 귀선 간격동안에 플라이백 변압기(T1)의 권선(W1) 양단에서 전압의 진폭이 일정하게 유지하기 위해 상기 스위칭 수단(S1, S2)의 동작을 제어하는 조절 제어회로(28)를 구비하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  4. 편향권선과 ; 주사 전류 발생을 위해 편향권선에 연결된 편향회로와 ; 상기 편향회로에 연결된 플라이백 변압기와 ; 귀선 간격동안에 상기 플라이백 변압기의 권선 양단에 변압기 귀선 펄스전압 발생을 위한 귀선 공진회로와 ; 에너지 공급원과 ; 상기 플라이백 변압기 권선에 연결되고 부하 전류를 유도하기 위해 권선 양단의 개선된 전압에 의해 활성화되는 부하회로와 ; 상기 부하회로 및 공급원 사이에서 에너지 전달을 제어하기 위해 에너지 공급원에 연결된 수단을 구비하는 조절 전원 공급기 및 편향회로에 있어서, 상기 플라이백 변압기(T1)에 연결된 인덕턴스(L2)와 ; 상기 인덕턴스(L2)에 연결된 1차권선(Wb)을 가진 제 2의 변압기(T2) 및 플라이백 변압기(T1)에 연결된 2차권선(Wa)을 포함하는 부하회로(36)에 의해 유도된 부하 전류의 변동을 표시하는 인덕턴스(L2)에서 전류변동 발생을 위한 수단(Wb, D1, C3)과 ; 상기 플라이백 변압기(T1)는 상기 인덕턴스내의 전류변동에 따라 귀선시간을 제어하기 위해 상기 권선 공진회로(Cr)에 상기 인덕턴스(L2)에 연결시킨 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  5. 제 4 항에 있어서, 에너지 공급원(19)이 상기 플라이백 변압기(T1)의 1차권선에 연결되고 상기 편향회로(39)는 상기 1차권선(W1)으로부터 절연되어 플라이백 변압기의 2차권선에 연결된 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 에너지 전달 제어수단은 푸시-풀장치로 상기 플라이백 변압기에 연결된 제 1(S1) 및 제 2(S2)스위치를 구비하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  7. 제 6 항에 있어서, 캐패시터(C2)의 직렬 배열과, 상기 플라이백 변압기(T1)의 제 2 인덕턴스(Wa) 및 권선(W1)은 상기 스위치수단의 2개의 스위치의 하나(S2)의 양단에 연결된 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  8. 제 4 항에 있어서, 제 1 의 DC 전압 발생을 위해 정류기(D1)에 연결된 캐패시터(C3) 및 상기 정류기(D1)에 연결된 인덕턴스(L2)을 구비하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 에너지 공급원(19)은 제 2의 DC 전압원을 구비하는 반면에 상기 캐패시터(C3)는 상기 플라이백 변압기(T1)에 대한 부스트 전압원을 제공하기 위해 제 2의 DC 전압원에 연결된 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 에너지 공급원(22) 및 제 1의 인덕턴스(T2)는 상기 플라이백 변압기(T1)의 1차권선(W1)에 연결되고 상기 편향회로(LY)는 상기 플라이백 변압기(T1)의 2차권선(W4)에 연결되고 상기 제 1의 인덕턴스(T2) 및 공급원(22)으로부터 전기적으로 절연되어 있는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
  11. 편향권선과 ; 주사 전류발생을 위해 상기 편향권선에 연결된 편향회로와 ; DC 입력 전압원과 ; 상기 공급원에 연결된 플라이백 변압기와 ; 귀선 간격동안 상기 플라이백 변압기의 권선 양단에 변압기 귀선 펄스전압 발생을 위해 상기 플라이백 변압기에 연결된 편향권선을 구비하는 귀선 공진회로와 ; 플라이백 변압기의 권선에 연결되고 상기 부하 전류를 유도하기 위해 권선 양단의 발생된 전압에 의해 활성화 되는 부하회로와 ; 상기 플라이백 변압기에 연결된 제 1의 인덕턴스와 ; 상기 제 1의 인덕턴스 및 공급원에 연결된 스위칭수단을 구비하며, 상기 부하회로 및 공급원 사이의 에너지 전달을 제어하기 위해 전도상태로 변화하는 스위칭수단을 구비하는 조절 전원 공급기 및 편향회로에 있어서, 상기 귀선 공진회로에 연결된 제 2의 인덕턴스(L2)와 ; 상기 부하 전류에 따라 귀선간격을 제어하기 위해 상기 부하회로(36)에 의해 유도된 부하 전류변동을 표시하는 제 2 인덕턴스 전류변동 발생에 대한 수단(i2)과 ; DC 입력 전압원(22)에 연결된 정류 및 필터링수단(D1, C2)과 상기 플라이백 변압기(T1)에 공급되며 전류변동에 따라 변화하는 활성화 DC 전압 발생을 위해 제 2의 인덕턴스(L2)에서 전류에 응답하는 것을 특징으로 하는 조절 전원 공급기 및 편향회로.
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