JP2559282B2 - スイッチモード電源 - Google Patents
スイッチモード電源Info
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- JP2559282B2 JP2559282B2 JP2056274A JP5627490A JP2559282B2 JP 2559282 B2 JP2559282 B2 JP 2559282B2 JP 2056274 A JP2056274 A JP 2056274A JP 5627490 A JP5627490 A JP 5627490A JP 2559282 B2 JP2559282 B2 JP 2559282B2
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- voltage
- oscillator
- frequency
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 この発明はスイッチモード電源（SMPS）に関するもの
である。
である。
テレビジョン受像機の典型的なスイッチモード電源
（SMPS）においては、AC主電源電圧は、ブリッジ整流器
に結合される。未調整直流（DC）入力電圧が生成され
る。パルス幅変調器が、未調整電源電圧をフライバック
変成器の１次巻線の両端間に供給するチョッパトランジ
スタスイッチのデューティサイクルを制御する。変調器
により決まる周波数のフライバック電圧が変成器の２次
巻線に生成され、整流されて、例えば、テレビジョン受
像機の水平偏向回路などを付勢するＢ＋電圧のようなDC
出力供給電圧や、遠隔制御ユニットを付勢する電圧が生
成される。
（SMPS）においては、AC主電源電圧は、ブリッジ整流器
に結合される。未調整直流（DC）入力電圧が生成され
る。パルス幅変調器が、未調整電源電圧をフライバック
変成器の１次巻線の両端間に供給するチョッパトランジ
スタスイッチのデューティサイクルを制御する。変調器
により決まる周波数のフライバック電圧が変成器の２次
巻線に生成され、整流されて、例えば、テレビジョン受
像機の水平偏向回路などを付勢するＢ＋電圧のようなDC
出力供給電圧や、遠隔制御ユニットを付勢する電圧が生
成される。
通常動作中、DC出力供給電圧はパルス幅変調器によっ
て負帰還的に調整される。待機動作中は、スイッチモー
ド電源は遠隔制御ユニットを付勢するDC出力供給電圧を
生成する必要がある。しかし、テレビジョン受像機の他
の段のほとんどのものは非動作状態にあり、供給電流を
引出さない。従って、チョッパトンランジスタのデュー
ティサイクルの平均値は待機中は通常動作中よりも相当
低くする必要があろう。
て負帰還的に調整される。待機動作中は、スイッチモー
ド電源は遠隔制御ユニットを付勢するDC出力供給電圧を
生成する必要がある。しかし、テレビジョン受像機の他
の段のほとんどのものは非動作状態にあり、供給電流を
引出さない。従って、チョッパトンランジスタのデュー
ティサイクルの平均値は待機中は通常動作中よりも相当
低くする必要があろう。
例えば、チョッパトランジスタにおける蓄積時間の制
限のために、ある与えられたサイクル中の導通期間の長
さをある極少値よりも小さくすることが出来ないことが
ある。従って、デューティサイクルの平均値な低く保っ
ておくためには、チョッパトランジスタを、待機動作
中、間歇モード即ちバーストモードで動作させることが
望ましい。待機動作中、次々に生じるバーストモード動
作期間の相互間で長い静止（テッド）期間が生じる。バ
ーストモード動作期間中のみに、チョッパトランジスタ
でスイッチング動作が生じる。その結果、導通期間の各
々は充分な長さとなる。
限のために、ある与えられたサイクル中の導通期間の長
さをある極少値よりも小さくすることが出来ないことが
ある。従って、デューティサイクルの平均値な低く保っ
ておくためには、チョッパトランジスタを、待機動作
中、間歇モード即ちバーストモードで動作させることが
望ましい。待機動作中、次々に生じるバーストモード動
作期間の相互間で長い静止（テッド）期間が生じる。バ
ーストモード動作期間中のみに、チョッパトランジスタ
でスイッチング動作が生じる。その結果、導通期間の各
々は充分な長さとなる。
上記のバーストモードの動作には、スイッチングサイ
クルが生じるバースト動作期間、スイッチングサイクル
が生じない静止（デッド）期間を制御するためのタイミ
ング信号を必要とするが、従来はこのようなタイミング
信号の発生には低周波発振器を使用していた。
クルが生じるバースト動作期間、スイッチングサイクル
が生じない静止（デッド）期間を制御するためのタイミ
ング信号を必要とするが、従来はこのようなタイミング
信号の発生には低周波発振器を使用していた。
この発明は、例えば50Hzの周波数のAC主電源電圧をタ
イミング信号として利用するもので、バーストモード動
作をAC主電源電圧の周波数によって決定される。
イミング信号として利用するもので、バーストモード動
作をAC主電源電圧の周波数によって決定される。
バーストモードの動作をAC主電源電圧を用いて制御す
ると、バーストモード動作期間は、AC主電源電圧の周波
数の繰返し信号によって開始され、この繰返し信号によ
って決まる周波数で生起する。上記のように主電源電圧
が50Hzで、20m秒の周期を持つ場合は、スイッチングサ
イクルが生じるバーストモード動作期間の各々は5m秒と
なり、スイッチングサイクルが生じない静止（デッド）
期間は残り15m秒間続く。バーストモードの動作タイミ
ングが、主電源電圧の周波数の信号で制御されるこのよ
うな構成を用いると、スイッチモード電源の設計が簡単
になる。
ると、バーストモード動作期間は、AC主電源電圧の周波
数の繰返し信号によって開始され、この繰返し信号によ
って決まる周波数で生起する。上記のように主電源電圧
が50Hzで、20m秒の周期を持つ場合は、スイッチングサ
イクルが生じるバーストモード動作期間の各々は5m秒と
なり、スイッチングサイクルが生じない静止（デッド）
期間は残り15m秒間続く。バーストモードの動作タイミ
ングが、主電源電圧の周波数の信号で制御されるこのよ
うな構成を用いると、スイッチモード電源の設計が簡単
になる。
バーストモードの動作をAC主電源電圧を用いて制御す
るこの発明の第１の形式のスイッチングモード電源の構
成を、各構成素子毎に後程説明する図示の実施例で使用
されている参照番号あるいは参照符号を付して示すと、
この発明の第１の形式のスイッチモード電源は、特許請
求の範囲第１項に記載された構成を有し、AC主電源電圧
の電源（例えばVAC〜200V）から入力供給電圧（例えばV
UR）を発生する手段（例えば100）と、周期性の第１の
制御信号（例えばV5）を発生する第１の手段と（例えば
発振器110）と、上記入力供給電圧（VUR）により付勢さ
れ、上記第１の制御信号（V5）に応答して、上記待機モ
ード動作とランモード動作の両方において、スイッチン
グ電流（例えばi1）を発生するスイッチング動作をする
第２の手段（例えばQ1）と、上記スイッチング電流
（i1）に応答して、この電流から出力供給電圧（例えば
＋Ｂ）を発生する第３の手段（例えばT1）と、待機モー
ド／ランモード制御信号の信号源（例えば333）と、上
記スイッチング第２手段（Q1）に結合されており、上記
待機モード／ランモード制御信号と上記AC主電源電圧の
周波数によって決まる周波数（例えば50Hz）の第２の制
御信号（i7）とに応答して、上記待機モード動作中、バ
ーストモード的に上記スイッチング第２の手段（Q1）
を、バースト期間中には複数のスイッチングサイクルが
実行され、このバースト期間と上記AC主電源電圧の周波
数によって決まる周波数で交番する静止期間にはスイッ
チングサイクルが実行されないように制御する第４の手
段（例えばQ4、Q3、Q2）と、を含んでいる。
るこの発明の第１の形式のスイッチングモード電源の構
成を、各構成素子毎に後程説明する図示の実施例で使用
されている参照番号あるいは参照符号を付して示すと、
この発明の第１の形式のスイッチモード電源は、特許請
求の範囲第１項に記載された構成を有し、AC主電源電圧
の電源（例えばVAC〜200V）から入力供給電圧（例えばV
UR）を発生する手段（例えば100）と、周期性の第１の
制御信号（例えばV5）を発生する第１の手段と（例えば
発振器110）と、上記入力供給電圧（VUR）により付勢さ
れ、上記第１の制御信号（V5）に応答して、上記待機モ
ード動作とランモード動作の両方において、スイッチン
グ電流（例えばi1）を発生するスイッチング動作をする
第２の手段（例えばQ1）と、上記スイッチング電流
（i1）に応答して、この電流から出力供給電圧（例えば
＋Ｂ）を発生する第３の手段（例えばT1）と、待機モー
ド／ランモード制御信号の信号源（例えば333）と、上
記スイッチング第２手段（Q1）に結合されており、上記
待機モード／ランモード制御信号と上記AC主電源電圧の
周波数によって決まる周波数（例えば50Hz）の第２の制
御信号（i7）とに応答して、上記待機モード動作中、バ
ーストモード的に上記スイッチング第２の手段（Q1）
を、バースト期間中には複数のスイッチングサイクルが
実行され、このバースト期間と上記AC主電源電圧の周波
数によって決まる周波数で交番する静止期間にはスイッ
チングサイクルが実行されないように制御する第４の手
段（例えばQ4、Q3、Q2）と、を含んでいる。
バーストモードの動作をAC主電源電圧を用いて制御す
るこの発明の第２の形式のスイッチモード電源の構成
を、同様に各構成素子毎に参照番号あるいは参照符号を
付して示すと、この発明の第２の形式のスイッチモード
電源は、特許請求の範囲第２項に記載された構成を有
し、第１の周波数（例えば50Hz）のAC主電源電圧の電圧
源（例えばAAF〜200V）から入力供給電圧（例えばVUR）
を発生する手段（例えば100）と、上記入力供給電圧を
発生する手段（100）に結合された第１の巻線（例えばW
1）を持つ変成器（例えばT2）と、上記第１の巻線
（W1）に結合されており、この巻線にスイッチング電流
（例えばi2）を発生させるスイッチング手段（例えばQ
2）であって、上記変成器（T2）と共に、ランモード動
作中に継続的に発振する発振器（例えば110）を形成す
る再生正帰還信号路を形成する上記第１のスイッチング
手段（Q2）と、上記入力供給電圧を発生する手段（10
0）に結合されており、上記発振器（110）の出力信号
（例えばV5）に応答して、上記発振器（110）の上記出
力信号（V5）に従って制御されるスイッチング動作によ
って上記入力供給電圧（VUR）から出力供給電圧（例え
ばＢ＋）を発生する手段（例えばQ1）と、上記出力供給
電圧（Ｂ＋）に応答し、上記発振器（110）に結合され
ていて、上記ランモード動作中、上記発振器（110）の
出力信号（V5）を負帰還的に変調して、これにより上記
出力供給電圧（Ｂ＋）を調整する手段（例えばQ3、Q4）
と、（例えば遠隔制御ユニット333から供給される）待
機モード／ランモード制御信号に応答し、上記発振器
（110）に結合されていて、待機モード動作中、上記発
振器（110）における継続発振を停止させる手段（例え
ばQ3、Q4）と、上記第１の周波数（50Hz）によって決ま
る周波数の信号（例えばi7）に応答して、継続発振が停
止された時に、上記第１の周波数（50Hz）によって決ま
る周波数で繰返すバーストモードスイッチング動作を上
記第１のスイッチング手段（Q2）中で開始させる手段
（例えばD2、C3）と、含んでいる。
るこの発明の第２の形式のスイッチモード電源の構成
を、同様に各構成素子毎に参照番号あるいは参照符号を
付して示すと、この発明の第２の形式のスイッチモード
電源は、特許請求の範囲第２項に記載された構成を有
し、第１の周波数（例えば50Hz）のAC主電源電圧の電圧
源（例えばAAF〜200V）から入力供給電圧（例えばVUR）
を発生する手段（例えば100）と、上記入力供給電圧を
発生する手段（100）に結合された第１の巻線（例えばW
1）を持つ変成器（例えばT2）と、上記第１の巻線
（W1）に結合されており、この巻線にスイッチング電流
（例えばi2）を発生させるスイッチング手段（例えばQ
2）であって、上記変成器（T2）と共に、ランモード動
作中に継続的に発振する発振器（例えば110）を形成す
る再生正帰還信号路を形成する上記第１のスイッチング
手段（Q2）と、上記入力供給電圧を発生する手段（10
0）に結合されており、上記発振器（110）の出力信号
（例えばV5）に応答して、上記発振器（110）の上記出
力信号（V5）に従って制御されるスイッチング動作によ
って上記入力供給電圧（VUR）から出力供給電圧（例え
ばＢ＋）を発生する手段（例えばQ1）と、上記出力供給
電圧（Ｂ＋）に応答し、上記発振器（110）に結合され
ていて、上記ランモード動作中、上記発振器（110）の
出力信号（V5）を負帰還的に変調して、これにより上記
出力供給電圧（Ｂ＋）を調整する手段（例えばQ3、Q4）
と、（例えば遠隔制御ユニット333から供給される）待
機モード／ランモード制御信号に応答し、上記発振器
（110）に結合されていて、待機モード動作中、上記発
振器（110）における継続発振を停止させる手段（例え
ばQ3、Q4）と、上記第１の周波数（50Hz）によって決ま
る周波数の信号（例えばi7）に応答して、継続発振が停
止された時に、上記第１の周波数（50Hz）によって決ま
る周波数で繰返すバーストモードスイッチング動作を上
記第１のスイッチング手段（Q2）中で開始させる手段
（例えばD2、C3）と、含んでいる。
バーストモード動作期間中に、スイッチモード電源の
インダクタおよび変成中に寄生的な機械的発振が発生す
る可能性があるが、このような機械的振動が生ずると、
このスイッチモード電源によって付勢される例えばテレ
ビジョン装置が待機モードの動作状態にあるときは、不
快な音が生ずる。このため、上記の寄生的な機械的信号
をできる限り抑制することが望ましい。
インダクタおよび変成中に寄生的な機械的発振が発生す
る可能性があるが、このような機械的振動が生ずると、
このスイッチモード電源によって付勢される例えばテレ
ビジョン装置が待機モードの動作状態にあるときは、不
快な音が生ずる。このため、上記の寄生的な機械的信号
をできる限り抑制することが望ましい。
スイッチモード電源のインダクタンスおよび変成中に
寄生的な機械的振動が生ずるのは次のような理由によ
る。すなわち、待機モードの動作中に生じるバーストモ
ード動作期間は、例えば50Hzの信号に同期化されるが、
このような期間中電流のパルスがスイッチモード電源の
変成器とインダクタンスに生成される。これらの電流の
パルスは、50Hzで繰返す群（クラスタ）として生じる、
各バーストモード動作期間中、チョッパトランジスタの
スイッチング周波数に等しい周波数で発生する。上記の
電流パルスがスイッチモード電源のインダクタンスや変
成器に流れる結果として上記の寄生的な機械的振動を生
じさせ、この機械的振動によって耳障りな不快な音が生
ずる。
寄生的な機械的振動が生ずるのは次のような理由によ
る。すなわち、待機モードの動作中に生じるバーストモ
ード動作期間は、例えば50Hzの信号に同期化されるが、
このような期間中電流のパルスがスイッチモード電源の
変成器とインダクタンスに生成される。これらの電流の
パルスは、50Hzで繰返す群（クラスタ）として生じる、
各バーストモード動作期間中、チョッパトランジスタの
スイッチング周波数に等しい周波数で発生する。上記の
電流パルスがスイッチモード電源のインダクタンスや変
成器に流れる結果として上記の寄生的な機械的振動を生
じさせ、この機械的振動によって耳障りな不快な音が生
ずる。
この発明の第３の形式のスイッチモード電源は、バー
ストモード動作期間中にチョッパトランジスタからなる
スイッチング手段のスイッチングサイクルの周波数を変
化させ、このスイッチングサイクルの周波数の変化によ
ってスイッチングモード電源中のキャパシタが徐々に充
電されるようにして、インダクタおよび変成器中を流れ
る電流が急激に変化するのを防止して上記の寄生的な機
械的振動が生じるのを大幅に減少させるものである。各
バースト期間に生じるこのような動作はソフトスタート
動作と呼ばれる。
ストモード動作期間中にチョッパトランジスタからなる
スイッチング手段のスイッチングサイクルの周波数を変
化させ、このスイッチングサイクルの周波数の変化によ
ってスイッチングモード電源中のキャパシタが徐々に充
電されるようにして、インダクタおよび変成器中を流れ
る電流が急激に変化するのを防止して上記の寄生的な機
械的振動が生じるのを大幅に減少させるものである。各
バースト期間に生じるこのような動作はソフトスタート
動作と呼ばれる。
上記のソフトスタート動作が可能なこの発明のスイッ
チモード電源は、特許請求の範囲第３項に記載された構
成を有し、この構成を各構成素子毎に後程説明する図示
の実施例で使用されている参照番号あるいは参照符号を
付して示すと、AC主電源電圧（例えばVac〜200V）から
入力供給電圧（例えばVUR）を発生する手段（例えば10
0）と、所定の周波数（例えば50Hz）の第１の制御信号
（例えばV5）を発生する手段（例えば発振器110）と、
上記入力供給電圧（VUR）により付勢され、上記第１の
制御信号（V5）に応答して、上記待機モード動作とラン
モード動作の両方において、スイッチング電流（例えば
i1）を発生するスイッチング手段（例えばQ1）と、上記
スイッチング電流（i1）に応答して、この電流から出力
供給電圧（例えばＢ＋）を発生する手段（例えばT1、
WS）と、待機モード／ランモード制御信号の信号源（例
えば遠隔制御ユニット333）と、上記待機モード／ラン
モード制御信号に応答して、上記待機モード動作中、バ
ーストモード的に上記スイッチング手段（Q1）を、バー
スト期間中には複数のスイッチングサイクルが実行さ
れ、このバースト期間と交番する静止期間中にはスイッ
チングサイクルが実行されないように制御する手段（例
えばQ4、Q3、T2、C3）と、上記スイッチング手段（Q1）
に結合されていて、上記待機モード動作中、上記スイッ
チング手段（Q1）におけるスイッチング周波数を、この
周波数が上記バースト期間内で変化するように制御する
手段（例えばD2、R3、C2）と、を含んでいる。
チモード電源は、特許請求の範囲第３項に記載された構
成を有し、この構成を各構成素子毎に後程説明する図示
の実施例で使用されている参照番号あるいは参照符号を
付して示すと、AC主電源電圧（例えばVac〜200V）から
入力供給電圧（例えばVUR）を発生する手段（例えば10
0）と、所定の周波数（例えば50Hz）の第１の制御信号
（例えばV5）を発生する手段（例えば発振器110）と、
上記入力供給電圧（VUR）により付勢され、上記第１の
制御信号（V5）に応答して、上記待機モード動作とラン
モード動作の両方において、スイッチング電流（例えば
i1）を発生するスイッチング手段（例えばQ1）と、上記
スイッチング電流（i1）に応答して、この電流から出力
供給電圧（例えばＢ＋）を発生する手段（例えばT1、
WS）と、待機モード／ランモード制御信号の信号源（例
えば遠隔制御ユニット333）と、上記待機モード／ラン
モード制御信号に応答して、上記待機モード動作中、バ
ーストモード的に上記スイッチング手段（Q1）を、バー
スト期間中には複数のスイッチングサイクルが実行さ
れ、このバースト期間と交番する静止期間中にはスイッ
チングサイクルが実行されないように制御する手段（例
えばQ4、Q3、T2、C3）と、上記スイッチング手段（Q1）
に結合されていて、上記待機モード動作中、上記スイッ
チング手段（Q1）におけるスイッチング周波数を、この
周波数が上記バースト期間内で変化するように制御する
手段（例えばD2、R3、C2）と、を含んでいる。
バーストモード動作期間中に、スイッチモード電源の
インダクタンスおよび変成中に生ずる寄生的な機械的振
動に起因する不快な音をさらに減ずるのが望ましい場合
がある。このためには、各バーストモードの動作期間内
のスイッチングサイクルの周波数を可聴周波数領域より
高く維持すればよい。
インダクタンスおよび変成中に生ずる寄生的な機械的振
動に起因する不快な音をさらに減ずるのが望ましい場合
がある。このためには、各バーストモードの動作期間内
のスイッチングサイクルの周波数を可聴周波数領域より
高く維持すればよい。
この発明の第４の形式のスイッチモード電源では、電
流パルスの周波数を決定する発振器の正帰還路中にスイ
ッチによってキャパシタを接続することにより、スイッ
チングサイクルの周波数を可聴周波数領域よりも高くし
ている。ランモード動作期間中は上記スイッチによって
キャパシタを発振器の正帰還路から切離す。このスイッ
チとキャパシタを使用することにより、バースト動作モ
ード期間中のスイッチングサイクルの周波数を可聴周波
数領域以上の周波数に簡単に高くすることができる。
流パルスの周波数を決定する発振器の正帰還路中にスイ
ッチによってキャパシタを接続することにより、スイッ
チングサイクルの周波数を可聴周波数領域よりも高くし
ている。ランモード動作期間中は上記スイッチによって
キャパシタを発振器の正帰還路から切離す。このスイッ
チとキャパシタを使用することにより、バースト動作モ
ード期間中のスイッチングサイクルの周波数を可聴周波
数領域以上の周波数に簡単に高くすることができる。
バースト動作モード期間中のスイッチングサイクルの
周波数を可聴周波数領域より高い周波数に変化させるこ
とができるこの発明のスイッチモード電源は特許請求の
範囲第４項に記載された構成を有し、この構成を同様に
各構成素子毎に後程説明する図示の実施例で使用されて
いる参照番号あるいは参照符号を付して示すと、入力供
給電圧（例えばVUR）の電圧源（例えば100）と、上記入
力供給電圧源（100）に結合された第１の巻線（例えばW
1）を有する変成器（T2）と、上記第１の巻線（W1）に
結合されていて、第１のスイッチング手段（例えばQ2）
に正帰還的に帰還されて、ランモード動作中に継続的に
発振する発振器（例えば110）を形成するためにスイッ
チング信号（例えばi2）を上記変成器（T2）に発生する
第１の上記スイッチング手段（Q2）を、上記入力供給電
圧源（100）に結合されており、上記発信器（110）の出
力信号（例えばV5）に応答して、この発振器出力信号
（V5）に応じて制御されるスイッチング動作によって上
記入力供給電圧（VUR）から出力供給電圧（例えばＢ
＋）を発生する手段（例えばT1、WS）と、上記出力供給
電圧（Ｂ＋）に応答し、上記発振器（110）に結合され
ていて、ランモード動作中、上記発振器出力信号を負帰
還的に変調して、上記出力供給電圧（Ｂ＋）を調整する
手段（例えばQ3、Q4）と、（例えば遠隔制御ユニット33
3から供給される）待機モード／ランモード制御信号に
応答し、上記発振器（110）に結合されていて、待機モ
ード動作中、上記発振器における継続発振を停止させる
手段（例えばQ3、Q4）と、第１の周波数の信号（例えば
i7）に応答して、上記継続発振が停止された時に上記第
１の周波数（i7）によって決まる周波数で繰返すバース
トモードスイッチング動作を上記第１のスイッチング手
段（Q1）で開始させる手段（例えばD1、C2）と、キャパ
シタ（例えばC3）と、上記待機モード／ランモード制御
信号に応答して、バーストモード動作中は上記キャパシ
タ（C3）を正帰還信号路に結合して、上記第１のスイッ
チング手段（Q1）のスイッチング周波数を可聴範囲より
高く維持し、また、上記ランモード動作中は上記キャパ
シタ（C3）を上記正帰還信号路から切離して、上記キャ
パシタが上記発振決（110）の発振周波数に影響を及ぼ
すことがないようにする第２のスイッチング手段（例え
ばD2）と、を含んでいる。
周波数を可聴周波数領域より高い周波数に変化させるこ
とができるこの発明のスイッチモード電源は特許請求の
範囲第４項に記載された構成を有し、この構成を同様に
各構成素子毎に後程説明する図示の実施例で使用されて
いる参照番号あるいは参照符号を付して示すと、入力供
給電圧（例えばVUR）の電圧源（例えば100）と、上記入
力供給電圧源（100）に結合された第１の巻線（例えばW
1）を有する変成器（T2）と、上記第１の巻線（W1）に
結合されていて、第１のスイッチング手段（例えばQ2）
に正帰還的に帰還されて、ランモード動作中に継続的に
発振する発振器（例えば110）を形成するためにスイッ
チング信号（例えばi2）を上記変成器（T2）に発生する
第１の上記スイッチング手段（Q2）を、上記入力供給電
圧源（100）に結合されており、上記発信器（110）の出
力信号（例えばV5）に応答して、この発振器出力信号
（V5）に応じて制御されるスイッチング動作によって上
記入力供給電圧（VUR）から出力供給電圧（例えばＢ
＋）を発生する手段（例えばT1、WS）と、上記出力供給
電圧（Ｂ＋）に応答し、上記発振器（110）に結合され
ていて、ランモード動作中、上記発振器出力信号を負帰
還的に変調して、上記出力供給電圧（Ｂ＋）を調整する
手段（例えばQ3、Q4）と、（例えば遠隔制御ユニット33
3から供給される）待機モード／ランモード制御信号に
応答し、上記発振器（110）に結合されていて、待機モ
ード動作中、上記発振器における継続発振を停止させる
手段（例えばQ3、Q4）と、第１の周波数の信号（例えば
i7）に応答して、上記継続発振が停止された時に上記第
１の周波数（i7）によって決まる周波数で繰返すバース
トモードスイッチング動作を上記第１のスイッチング手
段（Q1）で開始させる手段（例えばD1、C2）と、キャパ
シタ（例えばC3）と、上記待機モード／ランモード制御
信号に応答して、バーストモード動作中は上記キャパシ
タ（C3）を正帰還信号路に結合して、上記第１のスイッ
チング手段（Q1）のスイッチング周波数を可聴範囲より
高く維持し、また、上記ランモード動作中は上記キャパ
シタ（C3）を上記正帰還信号路から切離して、上記キャ
パシタが上記発振決（110）の発振周波数に影響を及ぼ
すことがないようにする第２のスイッチング手段（例え
ばD2）と、を含んでいる。
次にこの発明によるスイッチモード電源を図示の実施
例によって詳細に説明する。
例によって詳細に説明する。
第１図はこの発明の一態様を実施したスイッチモード
電源（SMPS）200を示す。スイッチモード電源200は、例
えば、テレビジョン受像機（図示せず）の偏向回路222
を付勢するために用いられる＋145Vの出力Ｂ＋供給電圧
を生成し、また、＋18Vの出力供給電圧Ｖ＋を発生す
る。これらの電圧は両方とも調整されている。主電源電
圧VACはブリッジ整流器100で整流されて、端子100aに未
調整電圧VURが生成される。フライバック分離変成器T1
の１次巻線Wpが端子100aとパワーチョッパMOS電界効果
トランジスタ（FET）Q1のドレン電極との間に結合され
ている。
電源（SMPS）200を示す。スイッチモード電源200は、例
えば、テレビジョン受像機（図示せず）の偏向回路222
を付勢するために用いられる＋145Vの出力Ｂ＋供給電圧
を生成し、また、＋18Vの出力供給電圧Ｖ＋を発生す
る。これらの電圧は両方とも調整されている。主電源電
圧VACはブリッジ整流器100で整流されて、端子100aに未
調整電圧VURが生成される。フライバック分離変成器T1
の１次巻線Wpが端子100aとパワーチョッパMOS電界効果
トランジスタ（FET）Q1のドレン電極との間に結合され
ている。
第１図のMOSトランジスタQ1のソース電極は、ここで
ホット接地と呼ぶ共通導体に結合されている。トランジ
スタQ1のゲート電極は結合抵抗102を介して、パルス幅
変調された信号V5が生成される端子104に結合されてい
る。信号V5はトランジスタQ1のスイッチング動作を生じ
させる。信号V5が両端間に現われる分離変成器T2の２次
巻線W3が端子104とホット接地導体との間に接続されて
いる。一対の背中合せツェナーダイオードZ18AとZ18Bが
トランジスタQ1のゲート保護を与える。巻線W3、巻線
Wp、トランジスタQ1及び信号V5はホット接地導体に基準
を置いている。
ホット接地と呼ぶ共通導体に結合されている。トランジ
スタQ1のゲート電極は結合抵抗102を介して、パルス幅
変調された信号V5が生成される端子104に結合されてい
る。信号V5はトランジスタQ1のスイッチング動作を生じ
させる。信号V5が両端間に現われる分離変成器T2の２次
巻線W3が端子104とホット接地導体との間に接続されて
いる。一対の背中合せツェナーダイオードZ18AとZ18Bが
トランジスタQ1のゲート保護を与える。巻線W3、巻線
Wp、トランジスタQ1及び信号V5はホット接地導体に基準
を置いている。
変成器T1とT2は第４図に示すような構成とされてい
る。第１図と第４図で同じ符号及び番号は同様の素子ま
たは機能を示す。
る。第１図と第４図で同じ符号及び番号は同様の素子ま
たは機能を示す。
第３図ａ〜ｇは、一定した負荷状態における第１図の
スイッチモード電源の正常の定常動作モード即ちラン
（run）モードを説明するための波形を示す。第１図と
第３図における同様の符号と番号は同様の素子または機
能を示す。
スイッチモード電源の正常の定常動作モード即ちラン
（run）モードを説明するための波形を示す。第１図と
第３図における同様の符号と番号は同様の素子または機
能を示す。
例えば、対応する所定のサイクル即ち周期の第３図ｂ
の期間t0〜t1の間、パルス信号V5の電圧はホット接地導
体に対して正となり、第１図のトランジスタQ1を第３図
ｂの期間t0〜t1の間導通状態に維持する。従って、第１
図の巻線Wpを流れる電流i1は期間t0〜t1の間、第３図ｄ
に示すように上方に上昇（アップランプ）する。従っ
て、第１図の変成器T1には誘導性のエネルギが蓄積され
る。第３図ｄの時間t1で、第１図のトランジスタQ1は非
導通となる。
の期間t0〜t1の間、パルス信号V5の電圧はホット接地導
体に対して正となり、第１図のトランジスタQ1を第３図
ｂの期間t0〜t1の間導通状態に維持する。従って、第１
図の巻線Wpを流れる電流i1は期間t0〜t1の間、第３図ｄ
に示すように上方に上昇（アップランプ）する。従っ
て、第１図の変成器T1には誘導性のエネルギが蓄積され
る。第３図ｄの時間t1で、第１図のトランジスタQ1は非
導通となる。
トランジスタQ1が非導通となった後、巻線Wpに蓄積さ
れていた誘導エネルギはフライバック変成器作用によ
り、変成器T1の２次巻線Wsに転送される。巻線Wsの端子
108と109に現われるフライバックパルスはそれぞれダイ
オード106と107によって整流され、キャパシタ121と122
によりそれぞれ濾波されてDC電圧Ｂ＋とＶ＋とが生成さ
れる。これらの電圧は、ここで、コールド接地と呼ぶ第
２の共通導体に基準がおかれている。コールド接地は、
電気ショックに関して、変成器T1とT2によってホット接
地導体から導電的に分離されている。トランジスタQ1、
変成器T1及びダイオード106、107はスイッチモード電源
の出力段を形成する。
れていた誘導エネルギはフライバック変成器作用によ
り、変成器T1の２次巻線Wsに転送される。巻線Wsの端子
108と109に現われるフライバックパルスはそれぞれダイ
オード106と107によって整流され、キャパシタ121と122
によりそれぞれ濾波されてDC電圧Ｂ＋とＶ＋とが生成さ
れる。これらの電圧は、ここで、コールド接地と呼ぶ第
２の共通導体に基準がおかれている。コールド接地は、
電気ショックに関して、変成器T1とT2によってホット接
地導体から導電的に分離されている。トランジスタQ1、
変成器T1及びダイオード106、107はスイッチモード電源
の出力段を形成する。
スイッチモード電源200のパルス幅変調器は、この発
明の一態様を実施した、ブロッミング発振器110を含
み、このブロッキング発振器110はトランジスタQ1とス
イッチング動作を制御するためのスイッチング信号V5を
生成する。発振器110は同じく信号V5によって制御され
る、即ち、切換えられるベース電極を持ったスイッチン
グドランジスタQ2を持っている。変成器T2の巻線W3が信
号V5を発生することにより発振器110に正帰還を与え
る。変成器T2は１次巻線W1を有し、この巻線W1はホット
接地導体に基準をおくように、電圧VURとトランジスタQ
2のコレクタとの間に結合されている。コールド接地導
体に基準をおいている変成器T2の２次巻線W2は、この発
明の別の態様を実施した、同じくコールド接地導体に基
準を置く制御回路120のダイオードD3に導電的に結合さ
れている。
明の一態様を実施した、ブロッミング発振器110を含
み、このブロッキング発振器110はトランジスタQ1とス
イッチング動作を制御するためのスイッチング信号V5を
生成する。発振器110は同じく信号V5によって制御され
る、即ち、切換えられるベース電極を持ったスイッチン
グドランジスタQ2を持っている。変成器T2の巻線W3が信
号V5を発生することにより発振器110に正帰還を与え
る。変成器T2は１次巻線W1を有し、この巻線W1はホット
接地導体に基準をおくように、電圧VURとトランジスタQ
2のコレクタとの間に結合されている。コールド接地導
体に基準をおいている変成器T2の２次巻線W2は、この発
明の別の態様を実施した、同じくコールド接地導体に基
準を置く制御回路120のダイオードD3に導電的に結合さ
れている。
ダイオードD3の陰極はキャパシタC4を介してコールド
接地導体に結合されている。後述するように、キャパシ
タC4の両端間に現われるDC制御電圧V4は、各周期におけ
るトランジスタQ2の非導通時間、従って、デューティサ
イクルを変化させる。
接地導体に結合されている。後述するように、キャパシ
タC4の両端間に現われるDC制御電圧V4は、各周期におけ
るトランジスタQ2の非導通時間、従って、デューティサ
イクルを変化させる。
キャパシタC2がトランジスタQ2のベース電極と端子10
4aとの間に結合されている。端子104aと信号V5が生成さ
れる端子104の間には抵抗R2が結合されている。第３図
ｂの期間t0〜t1の間、第３図ｃの電流i5が第１図の端子
104と104aの間に結合された抵抗R2に生成される。第３
図ｂの信号V5によって生成される第３図ｃの電流i5は、
第３図ｄの期間t0〜t1にトランジスタQ2をターンオンす
るように、第１図のキャパシタC2を充電する。
4aとの間に結合されている。端子104aと信号V5が生成さ
れる端子104の間には抵抗R2が結合されている。第３図
ｂの期間t0〜t1の間、第３図ｃの電流i5が第１図の端子
104と104aの間に結合された抵抗R2に生成される。第３
図ｂの信号V5によって生成される第３図ｃの電流i5は、
第３図ｄの期間t0〜t1にトランジスタQ2をターンオンす
るように、第１図のキャパシタC2を充電する。
通常動作時、第１図のトランジスタQ2が導通している
時、第１図の巻線W1を流れる第３図ｄの電流i2は、エミ
ッタ抵抗R4両端間に現われるトランジスタQ2のエミッタ
電圧がトランジスタQ2の急速ターンオフ動作を開始させ
るに充分な高さになるまで、直接的に増加する。帰還抵
抗R4はトランジスタQ2のエミッタとホット接地導体との
間に接続されている。抵抗R4は、第１図のトランジスタ
Q2が第３図ｃの時間ｔにおいて導通を停止するまで、こ
のトランジスタQ2の導通時、第３図Ｃの電流i5を徐々に
減少させる。第１図の抵抗R4は、また、トランジスタQ2
のスイッチン条件を最適にし、また、電流保護を与え
る。その結果、巻線W1の両端間の電圧が極性を反転す
る。信号V5の発生に関して巻線W3による正帰還のため
に、ターンオフ動作は急速である。
時、第１図の巻線W1を流れる第３図ｄの電流i2は、エミ
ッタ抵抗R4両端間に現われるトランジスタQ2のエミッタ
電圧がトランジスタQ2の急速ターンオフ動作を開始させ
るに充分な高さになるまで、直接的に増加する。帰還抵
抗R4はトランジスタQ2のエミッタとホット接地導体との
間に接続されている。抵抗R4は、第１図のトランジスタ
Q2が第３図ｃの時間ｔにおいて導通を停止するまで、こ
のトランジスタQ2の導通時、第３図Ｃの電流i5を徐々に
減少させる。第１図の抵抗R4は、また、トランジスタQ2
のスイッチン条件を最適にし、また、電流保護を与え
る。その結果、巻線W1の両端間の電圧が極性を反転す
る。信号V5の発生に関して巻線W3による正帰還のため
に、ターンオフ動作は急速である。
前にも述べたように、巻線W3は、同じくトランジスタ
Q1を制御するパルスドライブ信号V5を供給する。トラン
ジスタQ1とトランジスタQ2の各サイクルにおける導通期
間は実質的に一定に保たれる、即ち、負荷によって影響
されない。従って、トランジスタQ1が非導通となった
時、変成器T1に蓄積されているエネルギは、所定のレベ
ルの電圧VURに対して実質的に一定となるという利点が
生じる。しかし、電圧VURが変動すると導通期間は変動
する。
Q1を制御するパルスドライブ信号V5を供給する。トラン
ジスタQ1とトランジスタQ2の各サイクルにおける導通期
間は実質的に一定に保たれる、即ち、負荷によって影響
されない。従って、トランジスタQ1が非導通となった
時、変成器T1に蓄積されているエネルギは、所定のレベ
ルの電圧VURに対して実質的に一定となるという利点が
生じる。しかし、電圧VURが変動すると導通期間は変動
する。
トランジスタQ2の導通が停止すると、第１図の変成器
T2の巻線W2には、第３図ｅに示す下方にランプ（ダウン
ランプ）する電流i4が発生する。電流i4は、第３図ｅの
期間t1〜t4において、第１図のダイオードD3を導通させ
て、キャパシタC4を充電する。第１図の電圧VURの所定
のレベルに対し、また、トランジスタQ2の所定のデュー
ティサイクルに対し、キャパシタC4に加えられる電荷は
各サイクルで同じである。期間t1〜t4では、ダイオード
D3における順方向電圧降下を除いて、第１図の制御電圧
V4が、実質的に巻線W2の両端間に発生する。
T2の巻線W2には、第３図ｅに示す下方にランプ（ダウン
ランプ）する電流i4が発生する。電流i4は、第３図ｅの
期間t1〜t4において、第１図のダイオードD3を導通させ
て、キャパシタC4を充電する。第１図の電圧VURの所定
のレベルに対し、また、トランジスタQ2の所定のデュー
ティサイクルに対し、キャパシタC4に加えられる電荷は
各サイクルで同じである。期間t1〜t4では、ダイオード
D3における順方向電圧降下を除いて、第１図の制御電圧
V4が、実質的に巻線W2の両端間に発生する。
電圧V4は第１図の変成器T2に蓄積された磁気エネルギ
を取除くに必要とされる第３図ｅの期間t1〜t4の長さを
決める。第３図ｅの期間t4において、電流i4が０になる
と、第３図ｂの信号V5の極性は、変成器T2の巻線におけ
る共振発振の結果として変化する。従って、第３図ｃの
正の電流i5が生成される。前に述べたように、電流i5が
正の時、電流i5はトランジスタQ1とQ2を導通状態とす
る。
を取除くに必要とされる第３図ｅの期間t1〜t4の長さを
決める。第３図ｅの期間t4において、電流i4が０になる
と、第３図ｂの信号V5の極性は、変成器T2の巻線におけ
る共振発振の結果として変化する。従って、第３図ｃの
正の電流i5が生成される。前に述べたように、電流i5が
正の時、電流i5はトランジスタQ1とQ2を導通状態とす
る。
第１図のトランジスタQ1とQ2が非導通である第３図ｂ
の期間t1〜t4では、信号V5は第３図ｂの時間t1〜t4に示
されるように負である。その結果、第３図ｃに示すよう
に、反対の極性の電流が、第３図ｃの期間t1〜t4に第１
図のキャパシタC2を、また、第３図ｃの期間t2〜t4に第
１図のダイオードD1を流れる。その結果生じる第１図の
キャパシタC2の電荷がキャパシタC2に電圧を生じさせ
る。この電圧は、第３図ｂの時間t4において、信号V5の
極性が反転した時に、トランジスタQ2を急速にターンオ
ンするような極性を持つものである。
の期間t1〜t4では、信号V5は第３図ｂの時間t1〜t4に示
されるように負である。その結果、第３図ｃに示すよう
に、反対の極性の電流が、第３図ｃの期間t1〜t4に第１
図のキャパシタC2を、また、第３図ｃの期間t2〜t4に第
１図のダイオードD1を流れる。その結果生じる第１図の
キャパシタC2の電荷がキャパシタC2に電圧を生じさせ
る。この電圧は、第３図ｂの時間t4において、信号V5の
極性が反転した時に、トランジスタQ2を急速にターンオ
ンするような極性を持つものである。
コールド接地導体に基準をおく第１図の制御回路120
は、キャパシタC4の両端間の制御電圧V4を変化させるこ
とにより、発振器110のデューティサイクルを制御す
る。回路120のトランジスタQ4は共通ベース増幅器構成
に結合されている。トランジスタQ4のベース電圧は、温
度補償された順バイアスダイオードD5を介して、＋12V
電圧調整器VR1から与えられる。調整器VR1は電圧Ｖ＋に
よって付勢される。
は、キャパシタC4の両端間の制御電圧V4を変化させるこ
とにより、発振器110のデューティサイクルを制御す
る。回路120のトランジスタQ4は共通ベース増幅器構成
に結合されている。トランジスタQ4のベース電圧は、温
度補償された順バイアスダイオードD5を介して、＋12V
電圧調整器VR1から与えられる。調整器VR1は電圧Ｖ＋に
よって付勢される。
固定抵抗R51がトランジスタQ4のエミッタと電圧Ｂ＋
の間に結合されている。共通ベース動作の結果、抵抗R5
1の電流i8は電圧Ｂ＋に比例する。電圧Ｂ＋のレベルの
調整のために用いられる可調整抵抗R5がコールド接地導
体と、トランジスタQ4とエミッタと抵抗R51の接続点と
の間に結合されている。抵抗R51はトランジスタQ4の電
流のレベルを決定するために用いられる。従って、電流
i8の可調整な部分が抵抗R5を通してコールド接地導体に
流れ、電流i8のエラー成分がトランジスタQ4のエミッタ
を流れる。
の間に結合されている。共通ベース動作の結果、抵抗R5
1の電流i8は電圧Ｂ＋に比例する。電圧Ｂ＋のレベルの
調整のために用いられる可調整抵抗R5がコールド接地導
体と、トランジスタQ4とエミッタと抵抗R51の接続点と
の間に結合されている。抵抗R51はトランジスタQ4の電
流のレベルを決定するために用いられる。従って、電流
i8の可調整な部分が抵抗R5を通してコールド接地導体に
流れ、電流i8のエラー成分がトランジスタQ4のエミッタ
を流れる。
トランジスタQ4のコレクタ電流はトランジスタQ3のベ
ースに結合されて、トランジスタQ3のコレクタ電流を制
御する。高出力インピーダンスを形成するトランジスタ
Q3のコレクタは、キャパシタC4とダイオードD3との接続
点に結合されている。前述したように、トランジスタQ2
が非導通になると、変成器T2中の蓄積エネルギが電流i4
をダイオードD3を介してキャパシタC4へ流れるようにす
る。電源の調整は制御電圧V4を制御することにより達成
される。電圧V4は変成器T2の巻線W2の両端間の負荷をト
ランジスタQ3によって制御することにより制御される。
ースに結合されて、トランジスタQ3のコレクタ電流を制
御する。高出力インピーダンスを形成するトランジスタ
Q3のコレクタは、キャパシタC4とダイオードD3との接続
点に結合されている。前述したように、トランジスタQ2
が非導通になると、変成器T2中の蓄積エネルギが電流i4
をダイオードD3を介してキャパシタC4へ流れるようにす
る。電源の調整は制御電圧V4を制御することにより達成
される。電圧V4は変成器T2の巻線W2の両端間の負荷をト
ランジスタQ3によって制御することにより制御される。
高出力インピーダンスを有する電流源を形成するトラ
ンジスタQ3のコレクタ電流は、フライホイールとして動
作するキャパシタC4に結合される。定常状態では、第３
図ｅの期間t1〜t4においてキャパシタC4に付加される電
荷の量は、所定の期間t0〜t4にキャパシタC4からトラン
ジスタQ3によって取出される電荷の量と等しい。
ンジスタQ3のコレクタ電流は、フライホイールとして動
作するキャパシタC4に結合される。定常状態では、第３
図ｅの期間t1〜t4においてキャパシタC4に付加される電
荷の量は、所定の期間t0〜t4にキャパシタC4からトラン
ジスタQ3によって取出される電荷の量と等しい。
第２図ａ〜ｄは、異なる負荷条件下における第１図の
スイッチモード電源の調整動作を説明するための波形図
である。第１図、第２図及び第３図における同様の符号
及び番号は同様の素子または機能を示す。
スイッチモード電源の調整動作を説明するための波形図
である。第１図、第２図及び第３図における同様の符号
及び番号は同様の素子または機能を示す。
例えば、第２図ａ〜ｄの時間tAの後、第１図のキャパ
シタ121の両端間にかかる電源電流負荷は減少し、電圧
Ｂ＋は増加しようとする。電圧Ｂ＋の増加の結果、トラ
ンジスタQ3がより高いレベルのコレクタ電流を導通させ
る。従って、第１図のキャパシタC4の両端間の第２図Ｃ
に示す電圧V4は小さくなる。従って、トランジスタQ2が
非導通となった後に、ブロッキング発振器110の変成器T
2から、蓄積されている誘導性エネルギを取除くために
は、各周期においてより長い時間が必要となる。その結
果、所定のサイクルにおいて、第１図の発振器110のト
ランジスタQ2が非導通となる第２図ａの期間TA〜TBの長
さは、負荷が減った状態では増大する。その結果、トラ
ンジスタQ1のオフ時間に対するオン時間の比であるデュ
ーティサイクルが、適正な調整動作に必要とされるよう
に、減少する。
シタ121の両端間にかかる電源電流負荷は減少し、電圧
Ｂ＋は増加しようとする。電圧Ｂ＋の増加の結果、トラ
ンジスタQ3がより高いレベルのコレクタ電流を導通させ
る。従って、第１図のキャパシタC4の両端間の第２図Ｃ
に示す電圧V4は小さくなる。従って、トランジスタQ2が
非導通となった後に、ブロッキング発振器110の変成器T
2から、蓄積されている誘導性エネルギを取除くために
は、各周期においてより長い時間が必要となる。その結
果、所定のサイクルにおいて、第１図の発振器110のト
ランジスタQ2が非導通となる第２図ａの期間TA〜TBの長
さは、負荷が減った状態では増大する。その結果、トラ
ンジスタQ1のオフ時間に対するオン時間の比であるデュ
ーティサイクルが、適正な調整動作に必要とされるよう
に、減少する。
定常状態においては、電圧V4はキャパシタC4の充電電
流と放電電流の間に平衡状態を生じさせるレベルで安定
化される。キャパシタC4におけるトランジスタQ3のコレ
クタ電流の増幅と電流積分の結果、電圧Ｂ＋の増加はこ
れに比例したより大きな変化を電圧V4に生じさせるとい
う利点がある。過渡状態では、例えば、電圧Ｂ＋が＋14
5Vより大きい間は、電圧V4は減少する。
流と放電電流の間に平衡状態を生じさせるレベルで安定
化される。キャパシタC4におけるトランジスタQ3のコレ
クタ電流の増幅と電流積分の結果、電圧Ｂ＋の増加はこ
れに比例したより大きな変化を電圧V4に生じさせるとい
う利点がある。過渡状態では、例えば、電圧Ｂ＋が＋14
5Vより大きい間は、電圧V4は減少する。
その結果、第１図の電圧V4は前述した負荷が小さい時
の電圧Ｂ＋の増大傾向を無効にするような変化をしよう
とする。このようにして、調整が負帰還的に行われる。
極端な場合では、巻線V2の両端が短絡されると、後述す
るように、発振器110の発振が禁止され、固有の事故防
止機能となる。
の電圧Ｂ＋の増大傾向を無効にするような変化をしよう
とする。このようにして、調整が負帰還的に行われる。
極端な場合では、巻線V2の両端が短絡されると、後述す
るように、発振器110の発振が禁止され、固有の事故防
止機能となる。
一方、電圧Ｂ＋が減少しようとすると、トランジスタ
Q1とQ2のデューティサイクルが調整機能を行うように増
大する。従って、トランジスタQ1の非導通期間は、電圧
Ｂ＋が現われる端子99における電流負荷と共に変化す
る。
Q1とQ2のデューティサイクルが調整機能を行うように増
大する。従って、トランジスタQ1の非導通期間は、電圧
Ｂ＋が現われる端子99における電流負荷と共に変化す
る。
制御電圧V4を生成するための電圧Ｂ＋の処理は直流結
合された信号路で行われて、エラー検出動作が改善され
る。また、電圧Ｂ＋の変化はそれに比例したより大きな
変化を電圧V4に生じさせることができ、従って、エラー
感度の改善を可能とする。電圧Ｂ＋のエラーが増幅され
て後にはじめて、直流結合された電圧V4に含まれている
増幅されたエラーは、パルス幅変調を行うために、変成
器結合、即ち、交流結合される。このような特徴の組合
わせにより、電圧Ｂ＋の調整が改善される。
合された信号路で行われて、エラー検出動作が改善され
る。また、電圧Ｂ＋の変化はそれに比例したより大きな
変化を電圧V4に生じさせることができ、従って、エラー
感度の改善を可能とする。電圧Ｂ＋のエラーが増幅され
て後にはじめて、直流結合された電圧V4に含まれている
増幅されたエラーは、パルス幅変調を行うために、変成
器結合、即ち、交流結合される。このような特徴の組合
わせにより、電圧Ｂ＋の調整が改善される。
制御回路120と同様の構成を調整用に用いる別の方法
が米国特許出願第424,353号に開示されている。上記出
願では、第１図の電圧V4と同様なやり方で生成される電
圧が鋸歯状波発生器に変成器結合される。その変成器結
合された電圧はパルス幅変調された制御信号を生成する
ために用いられる鋸歯状信号を変化させる。
が米国特許出願第424,353号に開示されている。上記出
願では、第１図の電圧V4と同様なやり方で生成される電
圧が鋸歯状波発生器に変成器結合される。その変成器結
合された電圧はパルス幅変調された制御信号を生成する
ために用いられる鋸歯状信号を変化させる。
トランジスタQ3のベース電極とコレクタ電極との間に
ツェナーダイオードD4が抵抗RD4と直列に接続されてい
る。ツェナーダイオードD4は電圧V4を約39Vに制限す
る。ツェナーダイオードD4は発振器110の周波数、すな
わち、トランジスタQ2とQ1の最短カットオフ時間を制限
する。このようにして、負荷に転送される最大電力が制
限されて、過電流保護が行われる。
ツェナーダイオードD4が抵抗RD4と直列に接続されてい
る。ツェナーダイオードD4は電圧V4を約39Vに制限す
る。ツェナーダイオードD4は発振器110の周波数、すな
わち、トランジスタQ2とQ1の最短カットオフ時間を制限
する。このようにして、負荷に転送される最大電力が制
限されて、過電流保護が行われる。
安全な動作のためには、巻線WSを流れる２次電流i
3が、トランジスタQ1が再びターンオンされる前に０ま
で減衰していることが望ましい。このことは、電流i3の
減衰時間が好ましくは、ブロッキング発振器110の電流i
4の減衰時間より短かくなければならないということで
ある。この条件は、変成器T2の１次インダクタンスとツ
ェナーダイオードD4の値とを適切に選ぶことにより満足
することができる。
3が、トランジスタQ1が再びターンオンされる前に０ま
で減衰していることが望ましい。このことは、電流i3の
減衰時間が好ましくは、ブロッキング発振器110の電流i
4の減衰時間より短かくなければならないということで
ある。この条件は、変成器T2の１次インダクタンスとツ
ェナーダイオードD4の値とを適切に選ぶことにより満足
することができる。
スイッチモード電源200を低電力動作モードで動作さ
せることにより、待機動作が開始される。この低電力動
作モードは、スイッチモード電源からの電力要求が20〜
30Wより低下した時に生じる。例えば、遠隔制御ユニッ
ト333によって制御される、水平偏向回路222内の、水平
発振器（図示せず）は待機動作中は、動作を停止する。
従って、電圧Ｂ＋により付勢される水平偏向回路222内
の水平偏向出力段も動作を停止する。従って、電圧Ｂ＋
が生成される端子99における負荷が減少する。その結
果、電圧Ｂ＋とトランジスタ04を流れるエラー電流は減
少しようとする。従って、トランジスタQ3が飽和し、変
成器T2の巻線W2の両端間を短絡した状態に近い状態を生
じさせ、電圧V4を待機動作モード中ほぼ０にする。その
結果、通常の定常動作モードと異なり、信号V5の正のパ
ルスは変成器T2における共振発振により生成されない。
その結果として、再生帰還ループがトランジスタQ2のタ
ーンオンを起こさせることが防止される。その結果、連
続発振を維持することが出来なくなる。
せることにより、待機動作が開始される。この低電力動
作モードは、スイッチモード電源からの電力要求が20〜
30Wより低下した時に生じる。例えば、遠隔制御ユニッ
ト333によって制御される、水平偏向回路222内の、水平
発振器（図示せず）は待機動作中は、動作を停止する。
従って、電圧Ｂ＋により付勢される水平偏向回路222内
の水平偏向出力段も動作を停止する。従って、電圧Ｂ＋
が生成される端子99における負荷が減少する。その結
果、電圧Ｂ＋とトランジスタ04を流れるエラー電流は減
少しようとする。従って、トランジスタQ3が飽和し、変
成器T2の巻線W2の両端間を短絡した状態に近い状態を生
じさせ、電圧V4を待機動作モード中ほぼ０にする。その
結果、通常の定常動作モードと異なり、信号V5の正のパ
ルスは変成器T2における共振発振により生成されない。
その結果として、再生帰還ループがトランジスタQ2のタ
ーンオンを起こさせることが防止される。その結果、連
続発振を維持することが出来なくなる。
この発明の一態様によれば、トランジスタQ2は、信号
V7の半波整流電圧のアップランプ部分によってバースト
モード動作で、スイッチングするように周期的にトリガ
される。信号V7は主電源周波数、例えば、50Hzで生じ
る。信号V7はブリッジ整流器100から取出され、抵抗R1
とキャパシタC1の直列構成を介してトランジスタQ2のベ
ースに供給される。この直列構成は電流i7を生じさせる
微分器として動作する。
V7の半波整流電圧のアップランプ部分によってバースト
モード動作で、スイッチングするように周期的にトリガ
される。信号V7は主電源周波数、例えば、50Hzで生じ
る。信号V7はブリッジ整流器100から取出され、抵抗R1
とキャパシタC1の直列構成を介してトランジスタQ2のベ
ースに供給される。この直列構成は電流i7を生じさせる
微分器として動作する。
第５図ａ〜ｄは待機動作中の波形を示し、発振器110
のバーストモードのスイッチング動作が、ブロッキング
発振器に信号V5のトリガパルスが存在しない静止（デッ
ド）期間t12〜t13が後続する、時間t10〜t12に生じるこ
とを示している。第１図と第５図ａ〜ｄにおいて、同様
の符号と番号は同様の素子あるいは機能を示す。
のバーストモードのスイッチング動作が、ブロッキング
発振器に信号V5のトリガパルスが存在しない静止（デッ
ド）期間t12〜t13が後続する、時間t10〜t12に生じるこ
とを示している。第１図と第５図ａ〜ｄにおいて、同様
の符号と番号は同様の素子あるいは機能を示す。
第１図のキャパシタC3と抵抗R3の並列接続構成がダイ
オードD2と直列に接続され、この直列構成は、ホット接
地導体と、キャパシタC2と抵抗R2の相互接続端子104aと
の間に接続された構成を形成している。キャパシタC2と
並列にダイオードD1が結合されている。
オードD2と直列に接続され、この直列構成は、ホット接
地導体と、キャパシタC2と抵抗R2の相互接続端子104aと
の間に接続された構成を形成している。キャパシタC2と
並列にダイオードD1が結合されている。
通常のランモード動作中、キャパシタC3は、トランジ
スタQ2が導通する度に巻線W3に生成される信号V5の正の
電圧パルスによって一定な電圧V6に充電されて維持され
る。従って、キャパシタC3は正帰還信号路から切離され
て、回路動作には何の影響も与えない。待機動作時に
は、キャパシタC3は第５図ｂの時間t12〜t13の間の電圧
V6に示されるような長い非動作期間、即ち、静止時間中
に放電する。
スタQ2が導通する度に巻線W3に生成される信号V5の正の
電圧パルスによって一定な電圧V6に充電されて維持され
る。従って、キャパシタC3は正帰還信号路から切離され
て、回路動作には何の影響も与えない。待機動作時に
は、キャパシタC3は第５図ｂの時間t12〜t13の間の電圧
V6に示されるような長い非動作期間、即ち、静止時間中
に放電する。
所定の期間t10〜t13の第５図のａの時間t10の直後、
キャパシタC1における電圧微分により生成される第１図
の電流i7が０から正の最大値まで増加する。その結果、
トランジスタQ2に生成されるベース電流がトランジスタ
Q2を導通状態にする。トランジスタQ2が導通すると、信
号V5の正のパルスが巻線W3に生成され、トランジスタQ1
とQ2を導通状態に維持する。
キャパシタC1における電圧微分により生成される第１図
の電流i7が０から正の最大値まで増加する。その結果、
トランジスタQ2に生成されるベース電流がトランジスタ
Q2を導通状態にする。トランジスタQ2が導通すると、信
号V5の正のパルスが巻線W3に生成され、トランジスタQ1
とQ2を導通状態に維持する。
前に説明した通常ランモード動作と同様に、トランジ
スタQ2は、コレクタ電流i2がアップランプする時、トラ
ンジスタQ2のベース電流の大きさがトランジスタQ2を飽
和状態に維持するには不充分な大きさとなるまで、導通
状態を維持する。すると、コレクタ電圧V2は増加し、信
号V5は減少する。その結果、トランジスタQ2は正帰還に
よってターンオフされる。
スタQ2は、コレクタ電流i2がアップランプする時、トラ
ンジスタQ2のベース電流の大きさがトランジスタQ2を飽
和状態に維持するには不充分な大きさとなるまで、導通
状態を維持する。すると、コレクタ電圧V2は増加し、信
号V5は減少する。その結果、トランジスタQ2は正帰還に
よってターンオフされる。
キャパシタC2の両端間の電圧は、ダイオードD7を介し
てキャパシタC2を放電させ、かつ、トランジスタQ2をカ
ットオフに維持する負の電流i5を生成する。負の電流i5
の大きさが正の電流i7の大きさより大きい間は、トラン
ジスタQ2のベース電流は０であり、トランジスタQ2は非
導通に維持される。第１図の負の電流i5の大きさが電流
i7より小さくなると、トランジスタQ2が再びターンオフ
され、正の電流i5が生成される。
てキャパシタC2を放電させ、かつ、トランジスタQ2をカ
ットオフに維持する負の電流i5を生成する。負の電流i5
の大きさが正の電流i7の大きさより大きい間は、トラン
ジスタQ2のベース電流は０であり、トランジスタQ2は非
導通に維持される。第１図の負の電流i5の大きさが電流
i7より小さくなると、トランジスタQ2が再びターンオフ
され、正の電流i5が生成される。
トランジスタQ2のある与えられた導通期間の相当部分
において、電流i5が全てキャパシタC2を通って流れて、
トランジスタQ2のベース電流となる。コレクタ電流i2が
アップランプしているので、トランジスタQ2のエミッタ
電圧はアップランプ態様で増加し、ダイオードD2の陽極
の電圧を上昇させる。ダイオードD2の陽極の電圧が充分
に正になると、ダイオードD2は導通を開始する。従っ
て、電流i5のかなりの部分がキャパシタC3によってトラ
ンジスタQ2のベースから分流される。その結果、トラン
ジスタQ2のベース電流はコレクタ電流を維持するには不
充分になる。従って、正帰還信号路がトランジスタQ2を
ターンオフする。従って、電流i2のピーク振幅はキャパ
シタC3の両端間電圧V6のレベルによって決まる。
において、電流i5が全てキャパシタC2を通って流れて、
トランジスタQ2のベース電流となる。コレクタ電流i2が
アップランプしているので、トランジスタQ2のエミッタ
電圧はアップランプ態様で増加し、ダイオードD2の陽極
の電圧を上昇させる。ダイオードD2の陽極の電圧が充分
に正になると、ダイオードD2は導通を開始する。従っ
て、電流i5のかなりの部分がキャパシタC3によってトラ
ンジスタQ2のベースから分流される。その結果、トラン
ジスタQ2のベース電流はコレクタ電流を維持するには不
充分になる。従って、正帰還信号路がトランジスタQ2を
ターンオフする。従って、電流i2のピーク振幅はキャパ
シタC3の両端間電圧V6のレベルによって決まる。
第５図ａ〜ｄの期間t10〜t12の間、第１図のキャパシ
タC3はダイオードD2を介して正帰還信号路に結合され、
正の電流i5によって充電される。従って、第５図ｂの電
圧V6は、次第に大きくなる。
タC3はダイオードD2を介して正帰還信号路に結合され、
正の電流i5によって充電される。従って、第５図ｂの電
圧V6は、次第に大きくなる。
この発明の更に別の態様によれば、次第に大きくなっ
て行く電圧V6は、第５図ａ〜ｄの期間t10〜t20において
生じる各サイクル中の導通期間を次第に長くする。その
結果、第１図の電流i1とi2のピーク振幅とパルス幅が次
第に大きくなる。
て行く電圧V6は、第５図ａ〜ｄの期間t10〜t20において
生じる各サイクル中の導通期間を次第に長くする。その
結果、第１図の電流i1とi2のピーク振幅とパルス幅が次
第に大きくなる。
第５図ａ〜ｄの期間t10〜t12内で生じる各サイクルの
対応する非導通部分において、第１図のキャパシタC2は
ダイオードD7と抵抗R2を通して放電する。各サイクルに
おけるトランジスタQ2の非導通期間の長さは、負の電流
i5の大きさを正の電流i7の大きさより小さくなるように
するレベルまでキャパシタC2を放電させるに必要な時間
によって決まる。
対応する非導通部分において、第１図のキャパシタC2は
ダイオードD7と抵抗R2を通して放電する。各サイクルに
おけるトランジスタQ2の非導通期間の長さは、負の電流
i5の大きさを正の電流i7の大きさより小さくなるように
するレベルまでキャパシタC2を放電させるに必要な時間
によって決まる。
この発明の１つの特徴によれば、この非導通期間は、
キャパシタC2が次第に高い電圧に充電されるために、ま
た、電流i7の大きさが次第に小さくなるために、次第に
長くなる。従って、正のベース電流が、次第に長くなる
非導通期間の後に、トランジスタQ2のベースに流れ始め
る。その結果、バーストモード期間中のスイッチング周
波数は次第に変化あるいは減少する。
キャパシタC2が次第に高い電圧に充電されるために、ま
た、電流i7の大きさが次第に小さくなるために、次第に
長くなる。従って、正のベース電流が、次第に長くなる
非導通期間の後に、トランジスタQ2のベースに流れ始め
る。その結果、バーストモード期間中のスイッチング周
波数は次第に変化あるいは減少する。
第５図ａの時間t12において、電流i7は０となる。従
って、期間t10〜t12で生じていたバーストモード動作は
それ以上継続できず、スイッチング動作が行われない長
い静止期間t12〜t13が生じる。時間t13において、正の
電流i7が再び生成され、トランジスタQ1とQ2において、
バーストモード動作が起きる。
って、期間t10〜t12で生じていたバーストモード動作は
それ以上継続できず、スイッチング動作が行われない長
い静止期間t12〜t13が生じる。時間t13において、正の
電流i7が再び生成され、トランジスタQ1とQ2において、
バーストモード動作が起きる。
第５図ｄのバーストモード期間t10〜t12において、各
サイクル中の導通期間の長さは、前述したように、次第
に長くなる。このような動作は、ソフトスタート動作と
呼ばれることがある。ソフトスタート動作により、例え
ば、スイッチモード電源200のキャパシタは徐々に充電
あるいは放電される。
サイクル中の導通期間の長さは、前述したように、次第
に長くなる。このような動作は、ソフトスタート動作と
呼ばれることがある。ソフトスタート動作により、例え
ば、スイッチモード電源200のキャパシタは徐々に充電
あるいは放電される。
この発明の別の特徴によれば、ランモード動作時より
も低いためにキャパシタC3の電圧V6は、第１図のトラン
ジスタQ1とQ2のスイッチング周波数を、第５図ａの期間
t10〜t12全体を通して、第１図のスイッチモード電源20
0の可聴範囲より高く維持する。待機動作中のソフトス
タート動作及び高スイッチング周波数とにより、第１図
のスイッチングモード電源200のインダクタ及び変成器
中の寄生的な機械振動により生じる雑音は大きく減じら
れる。
も低いためにキャパシタC3の電圧V6は、第１図のトラン
ジスタQ1とQ2のスイッチング周波数を、第５図ａの期間
t10〜t12全体を通して、第１図のスイッチモード電源20
0の可聴範囲より高く維持する。待機動作中のソフトス
タート動作及び高スイッチング周波数とにより、第１図
のスイッチングモード電源200のインダクタ及び変成器
中の寄生的な機械振動により生じる雑音は大きく減じら
れる。
第５図ｃの期間t10〜t12におけるバーストモード動作
により、待機動作中に第１図の遠隔制御ユニット333の
動作を可能とするに充分なレベルで第１図の電圧Ｖ＋が
生成される。バーストモード動作であることから、スイ
ッチモード電源200で消費されるエネルギは、通常のラ
ンモード動作よりも相当低く、約6Wに維持される。
により、待機動作中に第１図の遠隔制御ユニット333の
動作を可能とするに充分なレベルで第１図の電圧Ｖ＋が
生成される。バーストモード動作であることから、スイ
ッチモード電源200で消費されるエネルギは、通常のラ
ンモード動作よりも相当低く、約6Wに維持される。
遠隔制御ユニット333を動作させるために必要なレベ
ルの電圧Ｖ＋を生成するためには、トランジスタQ1とQ2
の対応する平均デューティサイクルはランモードにおけ
る場合よりも相当低くなければならない。例えば、トラ
ンジスタQ1における導通期間の長さはトランジスタQ1の
蓄積時間よりも長くなければならない。従って、バース
トモードで動作させることにより、各サイクル中のトラ
ンジスタQ1の導通期間は長く保たれて、待機状態で連続
したスイッチング動作を行わせた場合のデューティサイ
クルよりも低い所要の平均デューティサイクルが得られ
る。トランジスタQ1とQ2における連続したスイッチング
動作は、第５図ｄの期間t12〜t13のような静止（デッ
ド）期間がない通常のランモード動作時に生じる。
ルの電圧Ｖ＋を生成するためには、トランジスタQ1とQ2
の対応する平均デューティサイクルはランモードにおけ
る場合よりも相当低くなければならない。例えば、トラ
ンジスタQ1における導通期間の長さはトランジスタQ1の
蓄積時間よりも長くなければならない。従って、バース
トモードで動作させることにより、各サイクル中のトラ
ンジスタQ1の導通期間は長く保たれて、待機状態で連続
したスイッチング動作を行わせた場合のデューティサイ
クルよりも低い所要の平均デューティサイクルが得られ
る。トランジスタQ1とQ2における連続したスイッチング
動作は、第５図ｄの期間t12〜t13のような静止（デッ
ド）期間がない通常のランモード動作時に生じる。
第６図ａ〜ｄを参照して以下に説明するように、この
スイッチモード電源はソフトスタートアップという特徴
をもつ。第１図、第５図及び第６図において、同様の符
号と番号は同じ素子または機能を示す。スタートアップ
モードは待機動作と同様である。電源が最初にターンオ
ンされると、キャパシタC3とC4が放電され、トランジス
タQ2のベースには順バイアスがなくなる。整流されたAC
供給信号V7の小さな部分をトランジスタQ2のベースに供
給することにより、発振が開始される。第６図ｄに示さ
れているように、変成器T2の巻線W2が、放電したキャパ
シタC4によって大きく負荷を与えられているために、発
振器のデューティサイクルは最初非常に短い。即ち、各
サイクルにおいて、トランジスタQ2が非導通の期間は長
い。キャパシタC3とC4の電荷、及び電圧Ｂ＋は、第６図
Ｃに示すように、約15m秒の期間を通して徐々に上昇す
る。このゆっくりした上昇に続いて通常動作が始まる。
スイッチモード電源はソフトスタートアップという特徴
をもつ。第１図、第５図及び第６図において、同様の符
号と番号は同じ素子または機能を示す。スタートアップ
モードは待機動作と同様である。電源が最初にターンオ
ンされると、キャパシタC3とC4が放電され、トランジス
タQ2のベースには順バイアスがなくなる。整流されたAC
供給信号V7の小さな部分をトランジスタQ2のベースに供
給することにより、発振が開始される。第６図ｄに示さ
れているように、変成器T2の巻線W2が、放電したキャパ
シタC4によって大きく負荷を与えられているために、発
振器のデューティサイクルは最初非常に短い。即ち、各
サイクルにおいて、トランジスタQ2が非導通の期間は長
い。キャパシタC3とC4の電荷、及び電圧Ｂ＋は、第６図
Ｃに示すように、約15m秒の期間を通して徐々に上昇す
る。このゆっくりした上昇に続いて通常動作が始まる。
例えば、第１図の端子99で短絡が生じた場合、スイッ
チモード電源200は、待機動作モードと同様にして、間
歇モードの動作に入る。例えば、第１図のキャパシタC1
21が短絡されると、変成器T1の２次巻線Wsを流れる電流
i3が増加して、トランジスタQ3のエミッタに結合された
抵抗R6の両端間により高い負のバイアスが現われる。す
ると、ダイオードD55を通してトランジスタQ3にベース
電流が流れ込み、トランジスタQ3を飽和させて、そのコ
レクタ電圧V4を接地電位にクランプする。それによる変
成器T2への負荷により、スイッチモード電源200は、待
機モード動作について説明したように、間歇バーストモ
ードで動作する。
チモード電源200は、待機動作モードと同様にして、間
歇モードの動作に入る。例えば、第１図のキャパシタC1
21が短絡されると、変成器T1の２次巻線Wsを流れる電流
i3が増加して、トランジスタQ3のエミッタに結合された
抵抗R6の両端間により高い負のバイアスが現われる。す
ると、ダイオードD55を通してトランジスタQ3にベース
電流が流れ込み、トランジスタQ3を飽和させて、そのコ
レクタ電圧V4を接地電位にクランプする。それによる変
成器T2への負荷により、スイッチモード電源200は、待
機モード動作について説明したように、間歇バーストモ
ードで動作する。
電圧Ｖ＋を生成するスイッチモード電源200の低電圧
電源部分は、例えば、高オーデイオ出力を必要とする場
合などには、順方向変換器（forwardconverter）として
動作するようにしてもよい。第７図は順方向変換器動作
を行わせるための、第１図の回路の変更を示す。第７図
の抵抗RXとダイオードDYは、後述するように、過負荷保
護用である。第１図と第７図で同じ符号及び番号は同じ
素子または機能を示す。高電力オーディオ電源を形成す
るために第７図に示す構成を使用した場合に、過負荷状
態が生じると、抵抗RXか過大電流を検出し、トランジス
タQ3のエミッタに負のバイアスを与える。
電源部分は、例えば、高オーデイオ出力を必要とする場
合などには、順方向変換器（forwardconverter）として
動作するようにしてもよい。第７図は順方向変換器動作
を行わせるための、第１図の回路の変更を示す。第７図
の抵抗RXとダイオードDYは、後述するように、過負荷保
護用である。第１図と第７図で同じ符号及び番号は同じ
素子または機能を示す。高電力オーディオ電源を形成す
るために第７図に示す構成を使用した場合に、過負荷状
態が生じると、抵抗RXか過大電流を検出し、トランジス
タQ3のエミッタに負のバイアスを与える。
次の表１は、テレビジョン受像機のアルタ電極（図示
せず）を流れるビーム電流の変動によって生じる電圧Ｂ
＋の変動を示す。電圧Ｂ＋は偏向回路出力段（図示せ
ず）を付勢して、アルタ電圧及びビーム電流を発生させ
る。また、表２は、主電源電圧VACの変動によって生じ
る電圧Ｂ＋の変動を示す。
せず）を流れるビーム電流の変動によって生じる電圧Ｂ
＋の変動を示す。電圧Ｂ＋は偏向回路出力段（図示せ
ず）を付勢して、アルタ電圧及びビーム電流を発生させ
る。また、表２は、主電源電圧VACの変動によって生じ
る電圧Ｂ＋の変動を示す。
比較のために、各表において、１には、集積回路TDA4
601制御回路と電力変成器Orega NO.V4937700とを用いた
従来のスイッチモード電源（SMPS）を用いて得られたデ
ータを示す。また、２には、第１図に示した変更を加え
ないスイッチモード電源を用いて得られたデータを示
す。これからわかるように、第１図のスイッチモード電
源200の性能は勝れている。
601制御回路と電力変成器Orega NO.V4937700とを用いた
従来のスイッチモード電源（SMPS）を用いて得られたデ
ータを示す。また、２には、第１図に示した変更を加え
ないスイッチモード電源を用いて得られたデータを示
す。これからわかるように、第１図のスイッチモード電
源200の性能は勝れている。
第１図は、この発明の一態様を実施した電源を示す図、 第２図は、負荷が変動する時の第１図の回路のランモー
ド動作を説明するための波形図、 第３図は、負荷が一定している状態における第１図の回
路のランモード動作を説明するために用いる波形図、 第４図は、第１図の回路で使用される分離トランジスタ
の構造を示す図、 第５図は、第１図の電源の待機動作を説明するための波
形図、 第６図は、スタートアップ時の第１図の回路の動作を説
明するために用いられる過渡状態の波形図、 第７図は、出力電力を大きくするために施した第１図の
回路の変更を示す図である。 請求の範囲１において 100……入力供給電圧を発生する手段、110……第１の手
段、Q1……第２の手段、T1……第３の手段、333……待
機モード／ランモード制御信号源、Q4、Q3、Q2……第４
の手段。
ド動作を説明するための波形図、 第３図は、負荷が一定している状態における第１図の回
路のランモード動作を説明するために用いる波形図、 第４図は、第１図の回路で使用される分離トランジスタ
の構造を示す図、 第５図は、第１図の電源の待機動作を説明するための波
形図、 第６図は、スタートアップ時の第１図の回路の動作を説
明するために用いられる過渡状態の波形図、 第７図は、出力電力を大きくするために施した第１図の
回路の変更を示す図である。 請求の範囲１において 100……入力供給電圧を発生する手段、110……第１の手
段、Q1……第２の手段、T1……第３の手段、333……待
機モード／ランモード制御信号源、Q4、Q3、Q2……第４
の手段。
Claims (4)
- 【請求項１】待機モード動作とランモード動作の両方に
おいて出力供給電圧を生成するための、テレビジョン装
置のスイッチモード電源であって、 AC主電源電圧の電源から入力供給電圧を発生する手段
と、 周期性の第１の制御信号を発生する第１の手段と、 上記入力供給電圧により付勢され、上記第１の制御信号
に応答して、上記待機モード動作とランモード動作の両
方において、スイッチング電流を発生するスイッチング
動作をする第２の手段と、 上記スイッチング電流に応答して、この電流から上記出
力供給電圧を発生する第３の手段と、 待機モード／ランモード制御信号の信号源と、 上記スイッチング第２手段に結合されており、上記待機
モード／ランモード制御信号と上記AC主電源電圧の周波
数によって決まる周波数の第２の制御信号とに応答し
て、上記待機モード動作中、バーストモード的に上記ス
イッチング第２手段を、バースト期間中には複数のスイ
ッチングサイクルが実行され、このバースト期間と上記
AC主電源電圧の周波数によって決まる周波数で交番する
静止期間にはスイッチングサイクルが実行されないよう
に制御する第４の手段と、 を含むスイッチモード電源。 - 【請求項２】第１の周波数のAC主電源電圧の電圧源から
入力供給電圧を発生する手段と、 上記入力供給電圧を発生する手段に結合された第１の巻
線を持つ変成器と、 上記第１の巻線に結合されており、この巻線にスイッチ
ング電流を発生させるものであって、上記変成器と共
に、ランモード動作中に継続的に発振する発振器を形成
する再生正帰還信号路を形成する第１のスイッチング手
段と、 上記入力供給電圧を発生する手段に結合されており、上
記発振器の出力信号に応答して、上記発振器の上記出力
信号に従って制御されるスイッチング動作によって上記
入力供給電圧から出力供給電圧を発生する手段と、 上記出力供給電圧に応答し、上記発振器に結合されてい
て、上記ランモード動作中、上記発振器の出力信号を負
帰還的に変調して、これにより上記出力供給電圧を調整
する手段と、 待機モード／ランモード制御信号に応答し、上記発振器
に結合されていて、待機モード動作中、上記発振器にお
ける継続発振を停止させる手段と、 上記第１の周波数によって決まる周波数の信号に応答し
て、継続発振が停止された時に、上記第１の周波数によ
って決まる周波数で繰返すバーストモードスイッチング
動作を上記第１のスイッチング手段中で開始させる手段
と、 を含むスイッチモード電源。 - 【請求項３】待機モード動作とランチモード動作の両方
において出力供給電圧を発生するスイッチモード電源で
あって、 AC主電源電圧から入力供給電圧を発生する手段と、 所定の周波数の第１の制御信号を発生する手段と、 上記入力供給電圧により付勢され、上記第１の制御信号
に応答して、上記待機モード動作とランモード動作の両
方において、スイッチング電流を発生するスイッチング
手段と、 上記スイッチング電流に応答して、この電流から上記出
力供給電圧を発生する手段と、 待機モード／ランモード制御信号の信号源と、 上記待機モード／ランモード制御信号に応答して、上記
待機モード動作中、バーストモード的に上記スイッチン
グ手段を、バースト期間中には複数のスイッチングサイ
クルが実行され、このバースト期間と交番する静止期間
中にはスイッチングサイクルが実行されないように制御
する手段と、 上記スイッチング手段に結合されていて、上記待機モー
ド動作中、上記スイッチング手段におけるスイッチング
周波数を、この周波数が上記バースト期間内で変化する
ように制御する手段と、 を含むスイッチモード電源。 - 【請求項４】入力供給電圧の電圧源と、 上記入力供給電圧の電圧源に結合された第１の巻線を有
する変成器と、 上記第１の巻線に結合されていて、第１のスイッチング
手段に正帰還的に帰還されてランモード動作中に継続的
に発振する発振期を形成するためにスイッチング信号を
上記変成器に発生する上記第１のスイッチング手段と、 上記入力供給電圧の電圧源に結合されており、上記発振
器の出力信号に応答して、この発振器出力信号に応じて
制御されるスイッチング動作によって上記入力供給電圧
から出力供給電圧を発生する手段と、 上記出力供給電圧に応答し、上記発振器に結合されてい
て、ランモード動作中、上記発振器出力信号を負帰還的
に変調して、上記出力供給電圧を調整する手段と、 待機モード／ランモード制御信号に応答し、上記発振器
に結合されていて、待機モード動作中、上記発振器にお
ける継続発振を停止させる手段と、 第１の周波数の信号に応答して、上記継続発振が停止さ
れた時に上記第１の周波数によって決まる周波数で繰返
すバーストモードスイッチング動作を上記第１のスイッ
チング手段で開始させる手段と、 キャパシタと、 上記待機モード／ランモード制御信号に応答して、バー
ストモード動作中は上記キャパシタを正帰還信号路に結
合して、上記第１のスイッチング手段のスイッチング周
波数を可聴範囲より高く維持し、また、上記ランモード
動作中は上記キャパシタを上記正帰還信号路から切離し
て、上記キャパシタが上記発振器の発振周波数に影響を
及ぼすことがないようにする第２のスイッチング手段
と、 を含むスイッチモード電源。
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