JP2902051B2 - 低出力対応スイッチングレギュレータ - Google Patents
低出力対応スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JP2902051B2 JP2902051B2 JP2133487A JP13348790A JP2902051B2 JP 2902051 B2 JP2902051 B2 JP 2902051B2 JP 2133487 A JP2133487 A JP 2133487A JP 13348790 A JP13348790 A JP 13348790A JP 2902051 B2 JP2902051 B2 JP 2902051B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- switching
- oscillation
- switching regulator
- standby mode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、スタンバイ動作機能（スタンバイモード）
を有するテレビジョン受信機に関するものであり、更に
詳しくは、該テレビジョン受信機の電源回路におけるス
イッチングレギュレータに関する。
を有するテレビジョン受信機に関するものであり、更に
詳しくは、該テレビジョン受信機の電源回路におけるス
イッチングレギュレータに関する。
従来の技術 従来の一般的なスイッチングレギュレータを第５図に
基づいて説明する。
基づいて説明する。
第５図はテレビジョン受信機の電源回路におけるスイ
ッチングレギュレータの一例（以下「従来例」という）
を整流回路及び平滑回路（平滑用コンデンサ）とともに
示した回路図である。この図において、入力端（1a）
（1b）に交流入力として供給された商用電源をブリッジ
方式全波整流回路（D1）で整流し、この整流回路出力の
負側端子（ｄ）を接地し、正側端子（ｃ）をコンバータ
トランス（T1）の１次巻線（Np）の一端（・印の端子）
に接続するとともに平滑用コンデンサ（C1）を介して接
地している。そして、一次巻線（Np）の他端は、エミッ
タが接地されたスイッチング用パワートランジスタ（Tr
1）のコレクタに接続している。このトランジスタ（Tr
1）のベースは、直列接続された抵抗（R9）及びコンデ
ンサ（C2）を介してコンバータトランス（T1）の３次巻
線（Nd）の一端（・印の端子）と接続しており、３次巻
線（Nd）の他端は接地している。また、トランジスタ
（Tr1）のベースには、出力変動（出力端（２）の電圧
の変動）を検出する検出回路（20）の検出出力を入力し
てスイッチング周波数を制御することにより、出力変動
を抑えている。さらに、トランジスタ（Tr1）のベース
と全波整流回路（D1）の正側端子（ｃ）との間にはスタ
ータ抵抗（R8）を接続している。一方、負荷側となる２
次巻線（Ns）の一端（・印のついていない端子）にはダ
イオード（D2）のアノードを接続してカソードは出力端
（２）に接続し、２次巻線（Ns）の他端（・印の端子）
と出力端（２）との間にはコンデンサ（C3）を接続して
いる。
ッチングレギュレータの一例（以下「従来例」という）
を整流回路及び平滑回路（平滑用コンデンサ）とともに
示した回路図である。この図において、入力端（1a）
（1b）に交流入力として供給された商用電源をブリッジ
方式全波整流回路（D1）で整流し、この整流回路出力の
負側端子（ｄ）を接地し、正側端子（ｃ）をコンバータ
トランス（T1）の１次巻線（Np）の一端（・印の端子）
に接続するとともに平滑用コンデンサ（C1）を介して接
地している。そして、一次巻線（Np）の他端は、エミッ
タが接地されたスイッチング用パワートランジスタ（Tr
1）のコレクタに接続している。このトランジスタ（Tr
1）のベースは、直列接続された抵抗（R9）及びコンデ
ンサ（C2）を介してコンバータトランス（T1）の３次巻
線（Nd）の一端（・印の端子）と接続しており、３次巻
線（Nd）の他端は接地している。また、トランジスタ
（Tr1）のベースには、出力変動（出力端（２）の電圧
の変動）を検出する検出回路（20）の検出出力を入力し
てスイッチング周波数を制御することにより、出力変動
を抑えている。さらに、トランジスタ（Tr1）のベース
と全波整流回路（D1）の正側端子（ｃ）との間にはスタ
ータ抵抗（R8）を接続している。一方、負荷側となる２
次巻線（Ns）の一端（・印のついていない端子）にはダ
イオード（D2）のアノードを接続してカソードは出力端
（２）に接続し、２次巻線（Ns）の他端（・印の端子）
と出力端（２）との間にはコンデンサ（C3）を接続して
いる。
上記構成のスイッチングレギュレータは一般的なリン
ギングチョークコンバータ（Ringing Choke Converter,
RCC）として動作し、検出回路（20）で検出された出力
変動に応じてスイッチング周波数を変化させることによ
り出力電圧が一定となるように制御している。そして、
そのスイッチング周波数は、コンバータトランス（T1）
の１次巻線（Np）の自己インダクタンス（以下「１次イ
ンダクタンス」という）Lpと２次巻線（Ns）側の負荷と
入力電圧（整流・平滑後の電圧）Vi等によって決定され
る。すなわち、トランジスタ（Tr1）のコレクタ電流（i
c）は１次巻線（Np）を流れ、トランジスタ（Tr1）がオ
ン状態のときは傾きVi/Lpで直線的に増大し、所定値Ip
に達するとトランジスタ（Tr1）がオフする。この所定
値Ipに達したとき１次巻線に蓄えられているエネルギは
（1/2）・Lp・Ip2であり、このエネルギはトランジスタ
（Tr1）がオフ状態になると２次巻線（Ns）側に放出さ
れる。ここで、通常、入力電圧Vi及び１次インダクタン
スLpは一定である。したがって、２次巻線（Ns）側の負
荷が低下して所定値Ipが小さくなると、トランジスタ
（Tr1）のオン状態の期間が短くなる。一方、トランジ
スタ（Tr1）がオフ状態の間は２次巻線（Ns）を流れる
電流が前記所定値Ipに対応する電流値から直線的に減少
し、電流値が０になった時点でトランジスタ（Tr1）が
再びオンする。したがって、２次巻線（Ns）側の負荷が
低下するとトランジスタ（Tr1）のオフ状態の期間も短
くなる。よって、第６図（ii）に示すように、動作モー
ドがノーマルモード（高負荷）からスタンバイモード
（低負荷）に変わったとき、スイッチング周波数が急激
に高くなる。
ギングチョークコンバータ（Ringing Choke Converter,
RCC）として動作し、検出回路（20）で検出された出力
変動に応じてスイッチング周波数を変化させることによ
り出力電圧が一定となるように制御している。そして、
そのスイッチング周波数は、コンバータトランス（T1）
の１次巻線（Np）の自己インダクタンス（以下「１次イ
ンダクタンス」という）Lpと２次巻線（Ns）側の負荷と
入力電圧（整流・平滑後の電圧）Vi等によって決定され
る。すなわち、トランジスタ（Tr1）のコレクタ電流（i
c）は１次巻線（Np）を流れ、トランジスタ（Tr1）がオ
ン状態のときは傾きVi/Lpで直線的に増大し、所定値Ip
に達するとトランジスタ（Tr1）がオフする。この所定
値Ipに達したとき１次巻線に蓄えられているエネルギは
（1/2）・Lp・Ip2であり、このエネルギはトランジスタ
（Tr1）がオフ状態になると２次巻線（Ns）側に放出さ
れる。ここで、通常、入力電圧Vi及び１次インダクタン
スLpは一定である。したがって、２次巻線（Ns）側の負
荷が低下して所定値Ipが小さくなると、トランジスタ
（Tr1）のオン状態の期間が短くなる。一方、トランジ
スタ（Tr1）がオフ状態の間は２次巻線（Ns）を流れる
電流が前記所定値Ipに対応する電流値から直線的に減少
し、電流値が０になった時点でトランジスタ（Tr1）が
再びオンする。したがって、２次巻線（Ns）側の負荷が
低下するとトランジスタ（Tr1）のオフ状態の期間も短
くなる。よって、第６図（ii）に示すように、動作モー
ドがノーマルモード（高負荷）からスタンバイモード
（低負荷）に変わったとき、スイッチング周波数が急激
に高くなる。
発明が解決しようとする課題 上述のように従来の構成では、スタンバイモードにな
るとスイッチング周波数が急激に高くなるので、コンバ
ータトランス（T1）では表皮効果の影響もあって主に銅
損が大きくなり、トランジスタ（Tr1）ではオン状態か
らオフ状態に遷移する際の損失（コレクタ電流の立ち下
がりに時間を要することに起因する損失が大きい）等が
大きくなる。したがって、スタンバイモードになるとス
イッチングレギュレータにおける電力損失及び発熱がと
もに増大する。このため、通常はスタンバイモード用と
して別の電源回路を設けており、このことがコスト面で
も基板スペースの面でも欠点となっていた。
るとスイッチング周波数が急激に高くなるので、コンバ
ータトランス（T1）では表皮効果の影響もあって主に銅
損が大きくなり、トランジスタ（Tr1）ではオン状態か
らオフ状態に遷移する際の損失（コレクタ電流の立ち下
がりに時間を要することに起因する損失が大きい）等が
大きくなる。したがって、スタンバイモードになるとス
イッチングレギュレータにおける電力損失及び発熱がと
もに増大する。このため、通常はスタンバイモード用と
して別の電源回路を設けており、このことがコスト面で
も基板スペースの面でも欠点となっていた。
そこで、本発明はこのような問題を解決し、スタンバ
イモードにおける電力損失及び発熱の増大を抑え、テレ
ビジョン受信機の動作モードに拘らず一つの電源回路で
効率よく負荷側へ電力供給を行なうことが可能なスイッ
チングレギュレータを提供することを目的とする。
イモードにおける電力損失及び発熱の増大を抑え、テレ
ビジョン受信機の動作モードに拘らず一つの電源回路で
効率よく負荷側へ電力供給を行なうことが可能なスイッ
チングレギュレータを提供することを目的とする。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するため本発明では、テレビジョン信
号の受信を行なっているノーマルモードと、テレビジョ
ン信号の受信を開始するための指示を待っているスタン
バイモードとの二つの動作モードを有するテレビジョン
受信機の電源回路のスイッチングレギュレータにおい
て、 前記ノーマルモードの場合には前記スイッチングレギ
ュレータのスイッチングのための発振を連続的に行なわ
せ、前記スタンバイモードの場合には発振状態と発振停
止状態とが商用電源の波形に基づいて交互に生じるよう
に前記スイッチングのための発振を間欠的に行なわせる
制御手段を設けて成り、前記制御手段は商用電源の半波
整流電圧を取り出す手段と、この半波整流電圧によりオ
ンオフされる第２のスイッチングトランジスタと、この
第２のスイッチングトランジスタの出力電圧を前記スイ
ッチングレギュレータを成す第１のスイッチングトラン
ジスタの制御電極に導く供給路と、前記第２のスイッチ
ングトランジスタの出力電圧の前記第１のスイッチング
トランジスタの制御電極への供給をスタンバイモード時
に許容しノーマルモード時に遮断する許容／遮断手段
と、該許容／遮断手段に制御信号としてノーマルモード
信号とスタンバイモード信号を与える手段とを具備して
いる。
号の受信を行なっているノーマルモードと、テレビジョ
ン信号の受信を開始するための指示を待っているスタン
バイモードとの二つの動作モードを有するテレビジョン
受信機の電源回路のスイッチングレギュレータにおい
て、 前記ノーマルモードの場合には前記スイッチングレギ
ュレータのスイッチングのための発振を連続的に行なわ
せ、前記スタンバイモードの場合には発振状態と発振停
止状態とが商用電源の波形に基づいて交互に生じるよう
に前記スイッチングのための発振を間欠的に行なわせる
制御手段を設けて成り、前記制御手段は商用電源の半波
整流電圧を取り出す手段と、この半波整流電圧によりオ
ンオフされる第２のスイッチングトランジスタと、この
第２のスイッチングトランジスタの出力電圧を前記スイ
ッチングレギュレータを成す第１のスイッチングトラン
ジスタの制御電極に導く供給路と、前記第２のスイッチ
ングトランジスタの出力電圧の前記第１のスイッチング
トランジスタの制御電極への供給をスタンバイモード時
に許容しノーマルモード時に遮断する許容／遮断手段
と、該許容／遮断手段に制御信号としてノーマルモード
信号とスタンバイモード信号を与える手段とを具備して
いる。
特に、前記スイッチングのための間欠発振における前
記発振状態の期間を調整することができるようにした構
成が望ましい。
記発振状態の期間を調整することができるようにした構
成が望ましい。
作用 このような構成によると、テレビジョン受信機の動作
モードがスタンバイモードになったとき、スイッチング
レギュレータのスイッチング周波数が高くなるが、その
スイッチングための発振は商用電源の波形に基づいた間
欠的な発振となる。そして、その間欠発振によってスイ
ッチングが制御されることにより、スイッチングレギュ
レータにおける電力損失や発熱が抑えられ、効率よく負
荷側に電力が供給される。
モードがスタンバイモードになったとき、スイッチング
レギュレータのスイッチング周波数が高くなるが、その
スイッチングための発振は商用電源の波形に基づいた間
欠的な発振となる。そして、その間欠発振によってスイ
ッチングが制御されることにより、スイッチングレギュ
レータにおける電力損失や発熱が抑えられ、効率よく負
荷側に電力が供給される。
また、前記間欠発振における発振状態の期間を調整す
ることにより、スタンバイモードの負荷条件に応じて間
欠発振の最適化を図ることができる。
ることにより、スタンバイモードの負荷条件に応じて間
欠発振の最適化を図ることができる。
実施例１ 以下、本発明の一実施例（以下「実施例１」という）
について図面を参照しつつ説明する。
について図面を参照しつつ説明する。
第１図は本実施例のスイッチングレギュレータを整流
回路及び平滑回路（平滑用コンデンサ）とともに示した
回路図である。この図からわかるように、本実施例が前
述の従来例と異なっているのは、フォトカプラ（PH1）
の発光ダイオード,NPNトランジスタ（Tr4），及び抵抗
（R10）からなるマイコン情報伝達部（Ｂ）と、前記フ
ォトカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタ,NPNト
ランジスタ（Tr2），及び抵抗（R1）（R2）（R4）から
なるスタンバイ制御部（A1）とを付加している点であ
り、他の部分については従来例と同一であるので同一の
符号を付して説明を省略する。
回路及び平滑回路（平滑用コンデンサ）とともに示した
回路図である。この図からわかるように、本実施例が前
述の従来例と異なっているのは、フォトカプラ（PH1）
の発光ダイオード,NPNトランジスタ（Tr4），及び抵抗
（R10）からなるマイコン情報伝達部（Ｂ）と、前記フ
ォトカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタ,NPNト
ランジスタ（Tr2），及び抵抗（R1）（R2）（R4）から
なるスタンバイ制御部（A1）とを付加している点であ
り、他の部分については従来例と同一であるので同一の
符号を付して説明を省略する。
マイコン情報伝達部（Ｂ）では、ダイオード（D2）を
介してトランス（T1）の２次巻線（Ns）の一端に接続さ
れた出力端（２）に、電流制限用抵抗（R10）を介して
フォトカプラ（PH1）の発光ダイオードのアノードを接
続し、カソードはトランジスタ（Tr4）のコレクタに接
続している。トランジスタ（Tr4）のエミッタはトラン
ス（T1）の２次巻線（Ns）の他端（・印の端子）に接続
し、ベースはマイクロコンピュータ（40）に接続してい
る。このトランジスタ（Tr4）のベースにマイクロコン
ピュータ（40）が印加する信号は２値信号であってリモ
ートコントロール送信器（31）から送られてきた光の信
号をリモートコントロール受光部（32）で受光して得ら
れた受信信号に基づいており、テレビジョン受信機の動
作モードがノーマルモードのときはハイレベルとなり、
スタンバイモードのときはロウレベルとなる。
介してトランス（T1）の２次巻線（Ns）の一端に接続さ
れた出力端（２）に、電流制限用抵抗（R10）を介して
フォトカプラ（PH1）の発光ダイオードのアノードを接
続し、カソードはトランジスタ（Tr4）のコレクタに接
続している。トランジスタ（Tr4）のエミッタはトラン
ス（T1）の２次巻線（Ns）の他端（・印の端子）に接続
し、ベースはマイクロコンピュータ（40）に接続してい
る。このトランジスタ（Tr4）のベースにマイクロコン
ピュータ（40）が印加する信号は２値信号であってリモ
ートコントロール送信器（31）から送られてきた光の信
号をリモートコントロール受光部（32）で受光して得ら
れた受信信号に基づいており、テレビジョン受信機の動
作モードがノーマルモードのときはハイレベルとなり、
スタンバイモードのときはロウレベルとなる。
スタンバイ制御部（A1）では、交流入力の入力端（1
b）と接地点の間に交流入力分圧用抵抗（R1）と（R2）
を直列接続し、抵抗（R1）と（R2）の接続点を電流制限
用抵抗（R4）を介してトランジスタ（Tr2）のベースに
接続している。また、抵抗（R1）と（R2）の接続点を前
記フォトカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタの
コレクタにも接続しており、そのフォトトランジスタの
エミッタは接地している。そして、トランジスタ（Tr
2）は、エミッタを接地しコレクタをスイッチング用パ
ワートランジスタ（Tr1）のベースに接続してスイッチ
ングのための発振を制御している。
b）と接地点の間に交流入力分圧用抵抗（R1）と（R2）
を直列接続し、抵抗（R1）と（R2）の接続点を電流制限
用抵抗（R4）を介してトランジスタ（Tr2）のベースに
接続している。また、抵抗（R1）と（R2）の接続点を前
記フォトカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタの
コレクタにも接続しており、そのフォトトランジスタの
エミッタは接地している。そして、トランジスタ（Tr
2）は、エミッタを接地しコレクタをスイッチング用パ
ワートランジスタ（Tr1）のベースに接続してスイッチ
ングのための発振を制御している。
以下、上記構成のスイッチングレギュレータの動作に
ついて説明する。
ついて説明する。
まず、テレビジョン受信機がノーマルモードで動作し
ている場合には、マイクロコンピュータ（40）からマイ
コン情報伝達部（Ｂ）に入力される信号はハイレベルで
あるので、トランジスタ（Tr4）がオン状態となってフ
ォトカプラ（PH1）の発光ダイオードが発光する。この
発光によりスタンバイ制御部（A1）内のフォトカプラ
（PH1）の受光側フォトトランジスタがオン状態となっ
て電流を引き込むため、トランジスタ（Tr2）のベース
電流(iB)が流れなくなる。この結果、トランジスタ（Tr
2）はオフ状態となってトランジスタ（Tr1）のドライブ
電流(iD)の波形が第６図（ii）のノーマルモード部分の
波形となり、トランジスタ（Tr1）は負荷に応じた周波
数でスイッチングを行なう。
ている場合には、マイクロコンピュータ（40）からマイ
コン情報伝達部（Ｂ）に入力される信号はハイレベルで
あるので、トランジスタ（Tr4）がオン状態となってフ
ォトカプラ（PH1）の発光ダイオードが発光する。この
発光によりスタンバイ制御部（A1）内のフォトカプラ
（PH1）の受光側フォトトランジスタがオン状態となっ
て電流を引き込むため、トランジスタ（Tr2）のベース
電流(iB)が流れなくなる。この結果、トランジスタ（Tr
2）はオフ状態となってトランジスタ（Tr1）のドライブ
電流(iD)の波形が第６図（ii）のノーマルモード部分の
波形となり、トランジスタ（Tr1）は負荷に応じた周波
数でスイッチングを行なう。
これに対し、リモートコントロール送信機（31）から
送られて来る光信号によってテレビジョン受信機の動作
モードがノーマルモードからスタンバイモードに変わる
と、マイクロコンピュータ（40）からマイコン情報伝達
部（Ｂ）に入力される信号はロウレベルとなるので、ト
ランジスタ（Tr4）がオフ状態となってフォトカプラ（P
H1）の発光ダイオードは発光しなくなる。これにより、
スタンバイ制御部（A1）内のフォトカプラ（PH1）の受
光側フォトトランジスタが電流を引き込まなくなる。こ
のとき、抵抗（R2）と（R3）との接続点の電圧(V1)は第
２図（ｉ）に示すような商用電源（交流入力）の半波整
流波形となる。このため、トランジスタ（Tr2）は、概
ね、電圧(V1)が正の期間(T1)ではベース〜エミッタ間が
順バイアスされてオン状態となり、電圧(V1)が０となる
期間(T2)ではベース〜エミッタ間が順バイアスされない
ためオフ状態となる。したがって、トランジスタ（Tr
1）のドライブ電流(iD)は第２図（ii）（iii）に示すよ
うになり、概ね、期間(T1)ではiD＝０となり、期間(T2)
ではスイッチング回路固有の周波数（この周波数は負荷
にも依存する）のパルス電流となる。そして、このドラ
イブ電流(iD)に基づいてトランジスタ（Tr1）がスイッ
チングを行なう。すなわち、本実施例のスイッチングレ
ギュレータのスイッチングのための発振は、第２図（i
i）に示すように商用電源の波形に基づいた間欠的な発
振となる。このため、スイッチングの周波数が高くなっ
てスイッチングレギュレータの電力損失や発熱が増大す
る期間は(T2)のみとなり、従来例に比べ平均的には電力
損失や発熱が減少する。
送られて来る光信号によってテレビジョン受信機の動作
モードがノーマルモードからスタンバイモードに変わる
と、マイクロコンピュータ（40）からマイコン情報伝達
部（Ｂ）に入力される信号はロウレベルとなるので、ト
ランジスタ（Tr4）がオフ状態となってフォトカプラ（P
H1）の発光ダイオードは発光しなくなる。これにより、
スタンバイ制御部（A1）内のフォトカプラ（PH1）の受
光側フォトトランジスタが電流を引き込まなくなる。こ
のとき、抵抗（R2）と（R3）との接続点の電圧(V1)は第
２図（ｉ）に示すような商用電源（交流入力）の半波整
流波形となる。このため、トランジスタ（Tr2）は、概
ね、電圧(V1)が正の期間(T1)ではベース〜エミッタ間が
順バイアスされてオン状態となり、電圧(V1)が０となる
期間(T2)ではベース〜エミッタ間が順バイアスされない
ためオフ状態となる。したがって、トランジスタ（Tr
1）のドライブ電流(iD)は第２図（ii）（iii）に示すよ
うになり、概ね、期間(T1)ではiD＝０となり、期間(T2)
ではスイッチング回路固有の周波数（この周波数は負荷
にも依存する）のパルス電流となる。そして、このドラ
イブ電流(iD)に基づいてトランジスタ（Tr1）がスイッ
チングを行なう。すなわち、本実施例のスイッチングレ
ギュレータのスイッチングのための発振は、第２図（i
i）に示すように商用電源の波形に基づいた間欠的な発
振となる。このため、スイッチングの周波数が高くなっ
てスイッチングレギュレータの電力損失や発熱が増大す
る期間は(T2)のみとなり、従来例に比べ平均的には電力
損失や発熱が減少する。
実施例２ 次に、本発明の他の実施例（以下「実施例２」とい
う）について図面を参照しつつ説明する。
う）について図面を参照しつつ説明する。
第３図は本実施例のスイッチングレギュレータを整流
回路及び平滑回路（平滑用コンデンサ）とともに示した
回路図である。この図からわかるように、本実施例が上
述の実施例１と異なっているのは、フォトカプラ（PH
1）の受光側フォトトランジスタ,NPNトランジスタ（Tr
2）（Tr3），抵抗（R1）〜（R7），コンデンサ（C3），
及びダイオード（D3）からなるスタンバイ制御部（A2）
であり、他の部分については実施例１と同一であるので
同一の符号を付して説明を省略する。
回路及び平滑回路（平滑用コンデンサ）とともに示した
回路図である。この図からわかるように、本実施例が上
述の実施例１と異なっているのは、フォトカプラ（PH
1）の受光側フォトトランジスタ,NPNトランジスタ（Tr
2）（Tr3），抵抗（R1）〜（R7），コンデンサ（C3），
及びダイオード（D3）からなるスタンバイ制御部（A2）
であり、他の部分については実施例１と同一であるので
同一の符号を付して説明を省略する。
本実施例のスタンバイ制御部（A2）では、交流入力の
入力端（1b）と接地点の間に交流入力分圧用抵抗（R1）
と（R2）を直接接続し、抵抗（R1）と（R2）の接続点は
コンデンサ（C3）及び抵抗（R3）からなる微分回路と電
流制御用抵抗（R4）とを介してトランジスタ（Tr3）の
ベースに接続している。すなわち、抵抗（R1）と（R2）
の接続点にコンデンサ（C3）の一端を接続し、他端は抵
抗（R3）を介して接地するとともに電流制限用抵抗（R
4）を介してトランジスタ（Tr3）のベースに接続してい
る。また、トランジスタ（Tr3）のベースと接地点との
間には保護用ダイオード（D3）をアノードが接地点側と
なるように接続している。そして、トランジスタ（Tr
3）のエミッタは接地し、コレクタはフォトダイオード
（PH1）の受光側フォトトランジスタのコレクタと接続
するとともにトランジスタ（Tr2）のベースに接続して
いる。なお、受光側フォトトランジスタのエミッタは接
地している。一方、全波整流回路（D1）の正側端子
（ｃ）と接地点の間にトランジスタ（Tr2）を駆動する
ための分圧用抵抗（R5）と（R6）を直列接続し、抵抗
（R5）と（R6）の接続点を電流制限用抵抗（R7）を介し
てトランジスタ（Tr2）のベースに接続している。そし
て、トランジスタ（Tr2）のエミッタを接地し、コレク
タをスイッチング用パワートランジスタ（Tr1）のベー
スに接続してスイッチングのための発振を制御してい
る。
入力端（1b）と接地点の間に交流入力分圧用抵抗（R1）
と（R2）を直接接続し、抵抗（R1）と（R2）の接続点は
コンデンサ（C3）及び抵抗（R3）からなる微分回路と電
流制御用抵抗（R4）とを介してトランジスタ（Tr3）の
ベースに接続している。すなわち、抵抗（R1）と（R2）
の接続点にコンデンサ（C3）の一端を接続し、他端は抵
抗（R3）を介して接地するとともに電流制限用抵抗（R
4）を介してトランジスタ（Tr3）のベースに接続してい
る。また、トランジスタ（Tr3）のベースと接地点との
間には保護用ダイオード（D3）をアノードが接地点側と
なるように接続している。そして、トランジスタ（Tr
3）のエミッタは接地し、コレクタはフォトダイオード
（PH1）の受光側フォトトランジスタのコレクタと接続
するとともにトランジスタ（Tr2）のベースに接続して
いる。なお、受光側フォトトランジスタのエミッタは接
地している。一方、全波整流回路（D1）の正側端子
（ｃ）と接地点の間にトランジスタ（Tr2）を駆動する
ための分圧用抵抗（R5）と（R6）を直列接続し、抵抗
（R5）と（R6）の接続点を電流制限用抵抗（R7）を介し
てトランジスタ（Tr2）のベースに接続している。そし
て、トランジスタ（Tr2）のエミッタを接地し、コレク
タをスイッチング用パワートランジスタ（Tr1）のベー
スに接続してスイッチングのための発振を制御してい
る。
以下、上記構成のスイッチングレギュレータの動作に
ついて説明する。
ついて説明する。
まず、テレビジョン受信機がノーマルモードで動作し
ている場合には、マイコン情報伝達部（Ｂ）は実施例１
と同様の動作を行い、スタンバイ制御部（A2）内のフォ
トカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタがオン状
態となって電流を引き込むため、トランジスタ（Tr2）
のベース電流(iB)が流れなくなる。この結果、実施例１
と同様にトランジスタ（Tr2）はオフ状態となってトラ
ンジスタ（Tr1）のドライブ電流(iD)の波形が第６図（i
i）のノーマルモード部分の波形となり、トランジスタ
（Tr1）は負荷に応じた周波数でスイッチングを行な
う。
ている場合には、マイコン情報伝達部（Ｂ）は実施例１
と同様の動作を行い、スタンバイ制御部（A2）内のフォ
トカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタがオン状
態となって電流を引き込むため、トランジスタ（Tr2）
のベース電流(iB)が流れなくなる。この結果、実施例１
と同様にトランジスタ（Tr2）はオフ状態となってトラ
ンジスタ（Tr1）のドライブ電流(iD)の波形が第６図（i
i）のノーマルモード部分の波形となり、トランジスタ
（Tr1）は負荷に応じた周波数でスイッチングを行な
う。
これに対し、リモートコントロール送信機（31）から
送られて来る光信号によってテレビジョン受信機の動作
モードがノーマルモードからスタンバイモードに変わる
と、マイコン情報伝達部（Ｂ）は実施例１と同様の動作
を行い、スタンバイ制御部（A2）内のフォトカプラ（PH
1）の受光側フォトトランジスタがオフ状態となって電
流を引き込まなくなる。一方、交流入力の入力端（1b）
の電圧を抵抗（R1）及び（R2）で分圧した電圧(V1)（第
４図（ｉ））をコンデンサ（C3）及び抵抗（R3）からな
る微分回路に通すことにより、コンデンサ（C3）と抵抗
（R3）との接続点に第４図（ii）に示すような電圧(V2)
が得られる。このため、トランジスタ（Tr3）は、概
ね、電圧(V2)が正の期間(T3)ではベース〜エミッタ間が
順バイアスされてオン状態となり、電圧(V2)が０又は負
となる期間(T4)ではベース〜エミッタ間が順バイアスさ
れないためオフ状態となる。そして、このトランジスタ
（Tr3）のオン／オフによってトランジスタ（Tr2）のベ
ース電流(iB)が制御される。ところで、トランジスタ
（Tr2）のベースには、全波整流回路（D1）及び平滑コ
ンデンサ（C1）で整流・平滑された電圧（Vi）を抵抗
（R5）及び（R6）で分圧し電流制限用抵抗（R7）を介し
て印加されているので、トランジスタ（Tr3）及びフォ
トカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタがともに
オフ状態のときトランジスタ（Tr2）はオン状態とな
る。したがって、期間(T3)ではトランジスタ（Tr3）が
電流が引き込むためベース電流(iB)が流れずトランジス
タ（Tr2）はオフ状態となるのが、期間(T4)ではトラン
ジスタ（Tr3）がオフ状態となるためベース電流(iB)が
流れてトランジスタ（Tr2）はオン状態となる。この結
果、トランジスタ（Tr1）のドライブ電流(iD)は第４図
（iii）（iv）に示すようになり、概ね、期間(T3)では
スイッチング回路固有の周波数（この周波数は負荷にも
依存する）のパルス電流となり、期間(T4)ではiD＝０と
なる。そして、このドライブ電流(iD)に基づいてトラン
ジスタ（Tr1）がスイッチングを行なう。すなわち、本
実施例のスイッチングレギュレータのスイッチングのた
めの発振は、実施例１と同様に商用電源の周波数（50Hz
又は60Hz）にしたがって発振状態と発振停止状態とが交
互に生じる間欠的な発振となる。ただし、実施例１では
この間欠発振の発振状態の期間は固定されていたのに対
し、本実施例では発振状態の期間(T3)を調整するための
手段としてコンデンサ（C3）及び抵抗（R3）からなる微
分回路を設けている。すなわち、本実施例では発振状態
の期間(T3)をコンデンサ（C3）の容量値又は抵抗（R3）
の抵抗値を変えることによって調整することができるた
め、スタンバイモードの負荷条件に応じた最適な期間(T
3)を選ぶことができる。
送られて来る光信号によってテレビジョン受信機の動作
モードがノーマルモードからスタンバイモードに変わる
と、マイコン情報伝達部（Ｂ）は実施例１と同様の動作
を行い、スタンバイ制御部（A2）内のフォトカプラ（PH
1）の受光側フォトトランジスタがオフ状態となって電
流を引き込まなくなる。一方、交流入力の入力端（1b）
の電圧を抵抗（R1）及び（R2）で分圧した電圧(V1)（第
４図（ｉ））をコンデンサ（C3）及び抵抗（R3）からな
る微分回路に通すことにより、コンデンサ（C3）と抵抗
（R3）との接続点に第４図（ii）に示すような電圧(V2)
が得られる。このため、トランジスタ（Tr3）は、概
ね、電圧(V2)が正の期間(T3)ではベース〜エミッタ間が
順バイアスされてオン状態となり、電圧(V2)が０又は負
となる期間(T4)ではベース〜エミッタ間が順バイアスさ
れないためオフ状態となる。そして、このトランジスタ
（Tr3）のオン／オフによってトランジスタ（Tr2）のベ
ース電流(iB)が制御される。ところで、トランジスタ
（Tr2）のベースには、全波整流回路（D1）及び平滑コ
ンデンサ（C1）で整流・平滑された電圧（Vi）を抵抗
（R5）及び（R6）で分圧し電流制限用抵抗（R7）を介し
て印加されているので、トランジスタ（Tr3）及びフォ
トカプラ（PH1）の受光側フォトトランジスタがともに
オフ状態のときトランジスタ（Tr2）はオン状態とな
る。したがって、期間(T3)ではトランジスタ（Tr3）が
電流が引き込むためベース電流(iB)が流れずトランジス
タ（Tr2）はオフ状態となるのが、期間(T4)ではトラン
ジスタ（Tr3）がオフ状態となるためベース電流(iB)が
流れてトランジスタ（Tr2）はオン状態となる。この結
果、トランジスタ（Tr1）のドライブ電流(iD)は第４図
（iii）（iv）に示すようになり、概ね、期間(T3)では
スイッチング回路固有の周波数（この周波数は負荷にも
依存する）のパルス電流となり、期間(T4)ではiD＝０と
なる。そして、このドライブ電流(iD)に基づいてトラン
ジスタ（Tr1）がスイッチングを行なう。すなわち、本
実施例のスイッチングレギュレータのスイッチングのた
めの発振は、実施例１と同様に商用電源の周波数（50Hz
又は60Hz）にしたがって発振状態と発振停止状態とが交
互に生じる間欠的な発振となる。ただし、実施例１では
この間欠発振の発振状態の期間は固定されていたのに対
し、本実施例では発振状態の期間(T3)を調整するための
手段としてコンデンサ（C3）及び抵抗（R3）からなる微
分回路を設けている。すなわち、本実施例では発振状態
の期間(T3)をコンデンサ（C3）の容量値又は抵抗（R3）
の抵抗値を変えることによって調整することができるた
め、スタンバイモードの負荷条件に応じた最適な期間(T
3)を選ぶことができる。
発明の効果 以上説明した通り本発明によれば、テレビジョン受信
機の動作モードがスタンバイモードになるとスイッチン
グレギュレータのスイッチングのための発振が間欠的な
発振となるため、電力損失や発熱を抑えることができ
る。さらに、この間欠発振における発振状態の期間を調
整することにより、スタンバイモードの負荷条件に応じ
た最適な間欠発振とすることができる。
機の動作モードがスタンバイモードになるとスイッチン
グレギュレータのスイッチングのための発振が間欠的な
発振となるため、電力損失や発熱を抑えることができ
る。さらに、この間欠発振における発振状態の期間を調
整することにより、スタンバイモードの負荷条件に応じ
た最適な間欠発振とすることができる。
このように、簡単な構成を付加するだけでテレビジョ
ン受信機の動作モードに拘らず一つのスイッチングレギ
ュレータで負荷側に効率よく電力を供給することができ
るので、スタンバイモード用の別電源は不要となり、コ
スト面でも基板スペースの面でも大きな効果が得られ
る。
ン受信機の動作モードに拘らず一つのスイッチングレギ
ュレータで負荷側に効率よく電力を供給することができ
るので、スタンバイモード用の別電源は不要となり、コ
スト面でも基板スペースの面でも大きな効果が得られ
る。
第１図は本発明のスイッチングレギュレータの一実施例
を整流回路及び平滑回路とともに示した回路図であり、
第２図は前記一実施例の動作を説明するための波形図、
第３図は本発明のスイッチングレギュレータの他の実施
例を整流回路及び平滑回路とともに示した回路図、第４
図は前記他の実施例の動作を説明するための波形図、第
５図は従来のスイッチングレギュレータの一例を整流回
路及び平滑回路とともに示した回路図、第６図は従来の
スイッチングレギュレータの動作を説明するための波形
図である。 （1a）（1b）……入力端，（２）……出力端，（20）…
…検出回路，（A1）（A2）……スタンバイ制御部，
（Ｂ）……マイコン情報伝達部，（PH1）……フォトカ
プラ，（Tr1）……スイッチング用パワートランジス
タ，（Tr2）〜（Tr4）……NPNトランジスタ，（D1）…
…全波整流回路，（D2）（D3）……ダイオード，（R1）
〜（R10）……抵抗，（C1）〜（C4）……コンデンサ，
（T1）……コンバータトランス，(iD)……スイッチング
用パワートランジスタのドライブ電流，(V1)……商用電
源を半波整流した電圧，(V2)……商用電源を半波整流し
て微分回路を通した後の電圧。
を整流回路及び平滑回路とともに示した回路図であり、
第２図は前記一実施例の動作を説明するための波形図、
第３図は本発明のスイッチングレギュレータの他の実施
例を整流回路及び平滑回路とともに示した回路図、第４
図は前記他の実施例の動作を説明するための波形図、第
５図は従来のスイッチングレギュレータの一例を整流回
路及び平滑回路とともに示した回路図、第６図は従来の
スイッチングレギュレータの動作を説明するための波形
図である。 （1a）（1b）……入力端，（２）……出力端，（20）…
…検出回路，（A1）（A2）……スタンバイ制御部，
（Ｂ）……マイコン情報伝達部，（PH1）……フォトカ
プラ，（Tr1）……スイッチング用パワートランジス
タ，（Tr2）〜（Tr4）……NPNトランジスタ，（D1）…
…全波整流回路，（D2）（D3）……ダイオード，（R1）
〜（R10）……抵抗，（C1）〜（C4）……コンデンサ，
（T1）……コンバータトランス，(iD)……スイッチング
用パワートランジスタのドライブ電流，(V1)……商用電
源を半波整流した電圧，(V2)……商用電源を半波整流し
て微分回路を通した後の電圧。
Claims (1)
- 【請求項１】テレビジョン信号の受信を行なっているノ
ーマルモードと、テレビジョン信号の受信を開始するた
めの指示を待っているスタンバイモードとの二つの動作
モードを有するテレビジョン受信機の電源回路のスイッ
チングレギュレータにおいて、 前記ノーマルモードの場合には前記スイッチングレギュ
レータのスイッチングのための発振を連続的に行なわ
せ、前記スタンバイモードの場合には発振状態と発振停
止状態とが商用電源の波形に基づいて交互に生じるよう
に前記スイッチングのための発振を間欠的に行なわせる
制御手段を設けて成り、 前記制御手段は商用電源の半波整流電圧を取り出す手段
と、この半波整流電圧によりオンオフされる第２のスイ
ッチングトランジスタと、この第２のスイッチングトラ
ンジスタの出力電圧を前記スイッチングレギュレータを
成す第１のスイッチングトランジスタの制御電極に導く
供給路と、前記第２のスイッチングトランジスタの出力
電圧の前記第１のスイッチングトランジスタの制御電極
への供給をスタンバイモード時に許容しノーマルモード
時に遮断する許容／遮断手段と、該許容／遮断手段に制
御信号としてノーマルモード信号とスタンバイモード信
号を与える手段とを具備していることを特徴とする低出
力対応スイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2133487A JP2902051B2 (ja) | 1990-05-23 | 1990-05-23 | 低出力対応スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2133487A JP2902051B2 (ja) | 1990-05-23 | 1990-05-23 | 低出力対応スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0429482A JPH0429482A (ja) | 1992-01-31 |
| JP2902051B2 true JP2902051B2 (ja) | 1999-06-07 |
Family
ID=15105920
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2133487A Expired - Fee Related JP2902051B2 (ja) | 1990-05-23 | 1990-05-23 | 低出力対応スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2902051B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH099174A (ja) * | 1995-06-21 | 1997-01-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング型の電源装置 |
| JP3040910U (ja) * | 1997-02-25 | 1997-09-05 | 船井電機株式会社 | スイッチング電源 |
| JP3219145B2 (ja) | 1998-05-13 | 2001-10-15 | 船井電機株式会社 | スイッチング電源 |
| JP3173503B2 (ja) | 1999-06-09 | 2001-06-04 | 日本電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4520018B2 (ja) * | 2000-11-22 | 2010-08-04 | ニチコン株式会社 | スイッチング電源 |
| JP2006060968A (ja) | 2004-08-23 | 2006-03-02 | Orion Denki Kk | スイッチング電源回路を備えた電子機器及び電源制御方法 |
| JP4993510B2 (ja) * | 2008-09-05 | 2012-08-08 | 株式会社ナナオ | 省電力電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02284587A (ja) * | 1989-03-07 | 1990-11-21 | Rca Licensing Corp | スイッチモード電源 |
-
1990
- 1990-05-23 JP JP2133487A patent/JP2902051B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02284587A (ja) * | 1989-03-07 | 1990-11-21 | Rca Licensing Corp | スイッチモード電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0429482A (ja) | 1992-01-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6031748A (en) | Power saving circuit of power factor adjusting type | |
| JPH11235036A (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| US5341279A (en) | Switching power supply circuit providing reduced power loss upon termination of operation of a starting power supply circuit | |
| JP2902051B2 (ja) | 低出力対応スイッチングレギュレータ | |
| JPH10304658A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH11206126A (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| JP2001045759A (ja) | 自励式スイッチング電源装置 | |
| JP3122060B2 (ja) | 常駐出力を有するスイッチング電源 | |
| JP4332935B2 (ja) | テレビジョン受信機 | |
| JP2001112254A (ja) | 電源回路 | |
| JPH0724948Y2 (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
| KR930008657B1 (ko) | 모스 fet를 이용한 스위칭 제어회로 | |
| JP2000224847A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0747992Y2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP2000270544A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2870353B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR910007200Y1 (ko) | Tv 대출력 사운드 제어회로 | |
| JPH1155946A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JPH10323031A (ja) | 電源装置 | |
| JPH11341805A (ja) | 安定化電源回路 | |
| JPH0222727Y2 (ja) | ||
| JP3608331B2 (ja) | スイッチング式電源装置 | |
| KR0120084Y1 (ko) | 스텐바이시 소비전력 감소회로 | |
| JP2001231252A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0568189B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080319 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090319 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |