JPH02284587A - スイッチモード電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の利用分野） この発明はスイッチモード電ｌｉｔ　（ＳＭＰＳ）に関
するものである。

（発明の背景） テレビジョン受像機の典型的なスイッチモード電源（Ｓ
ＭＰＳ）においては、ＡＣ主電源電圧は、ブリッジ整流
器に結合される。未調整直流（ＯＣ）入力電圧か生成さ
れる。パルス幅変調器か、未調整電源電圧をフライバッ
ク変成器の１次巻線の両端間に供給するチョッパトラン
ジスタスイッチのデユーティサイクルを制御する。変調
器により決まる周波数のフライバック電圧か変成器の２
次巻線に生成され、整流されて、例えば、テレビジョン
受像機の水平偏向回路などを付勢するＢ十電圧のような
りＣ出力供給電圧や、遠隔制御ユニットを付勢する電圧
が生成される。

通常動作中、ＤＣ出力供給電圧はパルス幅変調器によっ
て負帰還的に調整される。待機動作中は、スイッチモー
ド電源は遠隔制御ユニットな付勢するＤＣ出力供給電圧
を生成する必要がある。

しかし、テレビジョン受像機の他の段のほとんどのもの
は非動作状態にあり、供給電流を引出さない。従って、
チョッパトランジスタのデユーティサイクルの平均値は
待機中は通常動作中よりも相当低くする必要かあろう。

例えば、チョッパトランジスタにおける蓄積時間の制限
のために、ある与えられたサイクル中の導通期間の長さ
をある極少値よりも小さくすることか出来ないことかあ
る。従って、デユーティサイクルの平均値を低く保って
おくためには、チョッパトランジスタを、待機動作中、
間歇モード即ちバーストモードて動作させることが望ま
しい。

待機動作中、次々に生じるバーストモード動作期間の相
互間て長い静止（デッド）期間か生しる。

バーストモード動作期間中のみに、チョッパトランジス
タでスイッチング動作か生じる。その結果、導通期間の
各々は充分な長さとなる。

〔発明の概要〕

この発明の−・ｊ１１様によれば、バーストモード動作
期間は、ＡＣ主電源電圧の周波数の繰返し信号によって
開始され、この繰返し信号によって決まる周波数て生起
する。例えば、主電源電圧か５０　Ｈ。

て、２０＋ｏ秒の周期を持つ場合は、スイッチングサイ
クルか生じるバーストモード動作期間の各々は５ｍ秒と
なり、スイッチングサイクルか生しない静止（デッド）
期間は残り１５Ｉ１１秒間続く。主電源電圧の周波数の
信号でトリガされるこのような構成を用いると、スイッ
チモード電源の設計か簡単になる。

待機動作中に生じるバーストモード動作期間は、例えば
、５０Ｈ，の信号に同期化される。このような期間の各
々において、電流のパルスかスイッチモード電源の変成
器とインダクタンスに生成される。これらの電流のパル
スは、５０１１□て繰返す群（クラスタ）として生しる
。これらの電流のパルスは、各バーストモード動作期間
中、チョッパトランジスタのスイッチング周波数に等し
い周波数て発生する。このような電流パルスは、電力オ
フ動作即ち待機動作中、不快なざを生しさせるｒｌ能性
かある。このような音は、パルス電流か、例えば、スイ
ッチモード電源のインダクタンスや変成器を流れる結果
として生じる寄生的な機械振動によって生じる。

この発明の他の態様によれば、各周期におけるＡＣ主電
源電圧の変化は、バーストモード動作期間中連続して生
じるスイッチングサイクルにおける導通期間の長さを次
第に長くさせる。各バーストモード動作期間に生しるこ
のような動作は、ソフトスタート動作と呼ばれる。この
ソフトスタート動作は、例えば、スイッチモード電源中
のキャパシタが徐々に充電されるようにする。その結果
、上記した寄生機械振動は大幅に減少する。また、各バ
ーストモード動作期間内のスイッチングサイクルの周波
数は可聴範囲より高く維持されて、待機動作中の可聴雑
音のレベルか更に減じられる。待機動作モード及びラン
モード動作の両方て出力供給電圧を生成するための、こ
の発明の一態様を実施したスイッチモード電源はＡＣ主
電源入力供給電圧の源を含んている。所定の周波数の制
御信号が生成される。入力供給電圧によって付勢され、
第１の制御信号に応答するスイッチング構成が、待機モ
ード動作中及びランモード動作中の両方において、スイ
ッチング電流を発生させる。出力供給電圧はスイッチン
グ電流から生成される。スイッチング構成に結合されて
おり、待機モード／ランモード制御信号とＡＣ主電源入
力供給電圧の周波数によって決まる周波数の信号とに応
答する構成が、待機モード動作中にスイッチング構成な
バーストモード的に制御する。バースト期間中には、複
数のスイッチングサイクルか実行され、バーストモード
期間と交番する静止期間には、スイッチングサイクルは
実行されない。これら２つの期間はＡＣ主電源入力供給
電圧の周波数によって決まる周波数で交番する。

（実施例の説明） 第１図はこの発明の一態様を実施したスイッチモード電
源（ＳＭＰＳ）２００を示す。スイッチモード電源２０
０は、例えば、テレビジョン受像機（図示せず）の偏向
回路２２２を付勢するために用いられる＋１４５ｖの出
力Ｂ子供給電圧を生成し、また、＋１８ｖの出力供給電
圧Ｖ＋を発生する。これらの電圧は両方とも調整されて
いる。主電源電圧ＶＡＣはブリッジ整流器１００て整流
されて、端子１００ａに未調整電圧ｖＵＲが生成される
。フライバック分離変成器Ｔ１の１次巻線Ｗｐが端子１
００ａとパワーチョッパＭＯ３電界効果トランジスタ（
ＦＥＴ）Ｑｌのドレン電極との間に結合されている。

第１図のＭＯＳトランジスタＱ１のソース電極は、ここ
でホット接地と呼ぶ共通導体に結合されている。トラン
ジスタＱ１のゲート電極は結合抵抗１０２を介して、パ
ルス幅変調された信号ｖ５が生成される端子１０４に結
合されている。信号ｖ５はトランジスタＱ１のスイッチ
ング動作を生じさせる。信号■５が両端間に現われる分
離変成器Ｔ２の２次巻線ｗ３が端子１０４とホット接地
導体との間に接続されている。一対の背中合せツェナー
タイオードＺ１８Ａと２１８ＢがトランジスタＱ１のゲ
ート保護を与える。巻線Ｗ３、巻線ＷＰ、トランジスタ
Ｑ１及び信号ｖ５はホット接地導体に基準を置いている
。

変成器ＴＩとＴ２は第４図に示すような構成とされてい
る。第１図と第４図で同し符号及び番号は同様の素子ま
たは機能を示す。

第３図ａ　−ｇは、一定した負荷状態における第１図の
スイッチモード電源の正常の定常動作モード即ちラン（
ｒｕｎ）モードを説明するための波形を示す。第１図と
第３図における同様の符号と番号は同様の素子または機
能を示す。

例えば、対応する所定のサイクル即ち周期の第３図すの
期間ｔ。〜ｔ１の間、パルス信号ｖ５の電圧はホット接
地導体に対して正となり、第１図のトランジスタＱ１を
第３図すの期間ｔ。〜ｔ１の間導通状態に維持する。従
って、第１図の巻線Ｗｐを流れる電流１１は期間ｔ。〜
ｔ１の間、第３図ｄに示すように上方に上昇（アップラ
ンプ）する。従って、第１図の変成器Ｔ１には誘導性の
エネルギか蓄積される。

第３図ｄの時間ｔ１て、第１図のトランジスタＱ１は非
導通となる。

トランジスタＱ１が非導通となった後、巻線ＷＰに蓄積
されていた銹導エネルギはフライバック変成器作用によ
り、変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ、に転送される。巻線Ｗ、
の端子１０８と１０９に現われるフライバックパルスは
それぞれタイオード　１０６と１０７によって整流され
、キャパシタ　１２１と１２２によりそれぞれ濾波され
てＤＣ電圧Ｂ＋と■＋とが生成される。これらの電圧は
、ここて、コールド接地と呼ぶ第２の共通導体に基準が
おかれている。コールド接地は、電気ショックに関して
、変成器Ｔ１とＴ２によってホット接地導体から導電的
に分離されている。トランジスタＱ１．変成器Ｔ１及び
ダイオード１０６．１０７はスイッチモード電源の出力
段を形成する。

スイッチモード電源２００のパルス幅変調器は、この発
明の一態様を実施した、ブロッキング発振器１１０を含
み、このブロッキング発振器１１０はトランジスタＱ１
のスイッチング動作を制御するためのスイッチング信号
ｖ５を生成する。発振器１１０は同しく信号ｖ５によっ
て制御される、即ち、切換えられるベース電極を持った
スイッチングトランジスタＱ２を持っている。変成器Ｔ
２の巻線Ｗ３が信号ｖ５を発生することにより発振器１
１０に正帰還を与える。変成器Ｔ２は１次巻線Ｗ１を有
し、この巻線Ｗ１はホット接地導体に基準をおくように
、電圧ＶＩＩＨとトランジスタＱ２のコレクタとの間に
結合されている。コールド接地導体に基準をおいている
変成器Ｔ２の２次巻線Ｗ２は、この発明の別の態様を実
施した、同じくコールド接地導体に基準を置く制御回路
１２０のダイオードＤ３に導電的に結合されている。

ダイオードＤ３の陰極はキャパシタＣ４を介してコール
ド接地導体に結合されている。後述するように、キャパ
シタＣ４の両端間に現われるＤＣ制御電圧ｖ４は、各周
期におけるトランジスタＱ２の非導通時間、従って、デ
ユーティサイクルを変化させる。

キャパシタＣ２かトランジスタＱ２のベース電極と端子
１０４ａとの間に結合されている。端子１０４ａと信号
ｖ５か生成される端子１０４の間には抵抗Ｒ２か結合さ
れている。第３図すの期間ｔ。〜ｔ１の間、第３図Ｃの
電流ｉ５が第１図の端子１０４と１０４ａの間に結合さ
れた抵抗Ｒ２に生成される。第３図すの信号ｖ５によっ
て生成される第３図Ｃの電流ｉｓは、第３図ｄの期間ｔ
。〜ｔ１にトランジスタＱ２をターンオンするように、
第１図のキャパシタＣ２を充電する。

通常動作時、第１図のトランジスタＱ２が導通している
時、第１図の巻線Ｗ１を流れる第３図ｄの電流１２は、
エミッタ抵抗Ｒ４の両端間に現われるトランジスタＱ２
のエミッタ電圧かトランジスタＱ２の急速ターンオフ動
作を開始させるに充分な高さになるまで、直線的に増加
する。帰還抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２のエミッタとホ
ット接地導体との間に接続されている。抵抗Ｒ４は、第
１図のトランジスタＱ２が第３図Ｃの時間ｔ、において
導通を停止するまて、このトランジスタＱ２の導通時、
第３図Ｃの電流ｉ５を徐々に減少させる。第１図の抵抗
Ｒ４は、また、トランジスタＱ２のスイッチング条件を
最適にし、また、電流保護を与える。その結果、巻線り
の両端間の電圧が極性を反転する。信号ｖ５の発生に関
して巻゛線Ｗ３による正帰還のために、ターンオフ動作
は急速である。

前にも述べたように、巻線Ｗ３は、同じくトランジスタ
Ｑ１を制御するパルストライフ信号Ｖ、を供給する。ト
ランジスタＱ１とトランジスタＱ２の各サイクルにおけ
る導通期間は実質的に一定に保たれる、即ち、負荷によ
って影響されない。従って、トランジスタＱ１が非導通
となった時、変成器ＴＩに蓄積されているエネルギは、
所定のレベルの電圧Ｖｔ＋Ｒに対して実質的に一定とな
るという利点か生しる。しかし、電圧■ＵＲが変動する
と導通期間は変動する。

トランジスタＱ２の導通が停止すると、第１図の変成器
Ｔ２の巻線Ｗ２には、第３図ｅに示す下方にランプ（ダ
ウンランプ）する電流ｉ、が発生する。電流ｉ４は、第
３図ｅの期間ｔ、〜ｔ４において、第１図のダイオード
Ｄ３を導通させて、キャパシタＣ４を充電する。第１図
の電圧ＶＬＩＩ＋の所定のレベルに対し、また、トラン
ジスタＱ２の所定のデユーティサイクルに対し、キャパ
シタＣ４に加えられる電荷は各サイクルて同じである。

期間ｔ、〜ｔ４ては、タイオードＤ３における順方向電
圧降下を除いて、第１図の制御電圧ｖ４か、実質的に巻
線Ｗ２の両端間に発生する。

電圧ｖ４は第１図の変成器Ｔ２に蓄積された磁気エネル
ギを取除くに必要とされる第３図ｅの期間ｔ１〜ｔ４の
長さを決める。第３図ｅの時間ｔ４において、電流ｉ４
が０になると、第３図すの信号ｖ５の極性は、変成器Ｔ
２の巻線における共振発振の結果として変化する。従っ
て、第３図この正の電流ｉｓが生成される。前に述べた
ように、電流ｉ５が正の時、電流ｉ５はトランジスタＱ
ｌとＱ２を導通状態とする。

第１図のトランジスタＱ１と０２が非導通である第３図
すの期間ｔ１〜ｔ、ては、信号■５は第３図すの時間１
．〜ｔ４に示されるように負である。その結果、第３図
Ｃ゛に示すように、反対の極性の電流が、第３図Ｃの期
間ｔ１〜ｔ４に第１図のキャパシタＣ２を、また、第３
図Ｃ期間ｔ２〜ｔ４に第１図のダイオードＤ１を流れる
。その結果生じる第１図のキャパシタＣ２の電荷がキャ
パシタＣ２に電圧を生じさせる。この電圧は、第３図す
の時間ｔ４において、信号ｖ５の極性が反転した時に、
トランジスタＱ２を急速にターンオンするような極性を
持つものである。

コールド接地導体に基準をおく第１図の制御回路１２０
は、キャパシタＣ４の両端間の制御電圧ｖ４を変化させ
ることにより、発振器１１０のデユーティサイクルを制
御する。回路１２０のトランジスタＱ４は共通ベース増
幅器構成に結合されている。トランジスタＱ４のベース
電圧は、温度補償された順バイアスダイオードＤ５を介
して、＋１２ｖ電圧調整器ＶＲＩから与えられる。調整
器ＶＲＩは電圧Ｖ＋によって付勢される。

固定抵抗Ｒ５１がトランジスタＱ４のエミッタと電圧Ｂ
＋の間に結合されている。共通ベース動作の結果、抵抗
Ｒ５１の電流１８は電圧Ｂ＋に比例する。

電圧Ｂ＋のレベルの調整のために用いられる可調整抵抗
Ｒ５かコールド接地導体と、トランジスタＱ４のエミッ
タと抵抗Ｒ５１の接続点との間に結合されている。抵抗
Ｒ５１はトランジスタＱ４の電流のレベルを決定するた
めに用いられる。従って、電流１８の可調整な部分か抵
抗Ｒ５を通してコールド接地導体に流れ、電流１８のエ
ラー成分かトランジスタＱ４のエミッタを流れる。

トランジスタＱ４のコレクタ電流はトランジスタＱ３の
ベースに結合されて、トランジスタＱ３のコレクタ電流
を制御する。高出力インピーダンスを形成するトランジ
スタＱ３のコレクタは、キャパシタＣ４とタイオードＤ
３との接続点に結合されている。

前述したように、トランジスタＱ２が非導通になると、
変成器Ｔ２中の蓄積エネルギが電流ｉ４をタイオードＤ
３を介してキャパシタＣ４へ流れるようにする。電源の
調整は制御電圧ｖ４を制御することにより達成される。

電圧■４は変成器Ｔ２の巻線Ｗ２の両端間の負荷をトラ
ンジスタＱ３によって制御することにより制御される。

高出力インピータンスを有する電流源を形成するトラン
ジスタＱ３のコレクタ電流は、フライホイールとして動
作するキャパシタＣ４に結合される。

定常状態では、第３図ｅの期間ｔ□〜ｔ４においてキャ
パシタＣ４に付加される電荷の量は、所定の期間ｔｏ〜
ｔ４にキャパシタＣ４からトランジスタＱ３によつて取
出される電荷の量と等しい。

第２図ａ〜ｄは、異なる負荷条件下における第１図のス
イッチモード電源の調整動作を説明するための波形図で
ある。第１図、第２図及び第３図における同様の符号及
び番号は同様の素子または機能を示す。

例えば、第２図ａ〜ｄの時間ｔＡの後、第１図のキャパ
シタ１２１の両端間にかかる電源電流負荷は減少し、電
圧Ｂ＋は増加しようとする。電圧Ｂ＋の増加の結果、ト
ランジスタＱ３がより高いレベルのコレクタ電流を導通
させる。従って、第１図のキャパシタＣ４の両端間の第
２図Ｃに示す電圧■、は小さくなる。従って、トランジ
スタＱ２か非導通となった後に、ブロッキング発振器１
１０の変成器Ｔ２から、蓄積されている誘導性エネルギ
を取除くためには、各周期においてより長い時間が必要
となる。その結果、所定のサイクルにおいて、第１図の
発振器１１０のトランジスタＱ２か非導通となる第２図
ａの期間ＴＡ〜ＴＢの長さは、負荷か減った状態ては増
大する。その結果、トランジスタＱ１のオフ時間に対す
るオン時間の比であるデユーティサイクルか、適正な調
整動作に必要とされるように、減少する。

定常状態においては、電圧ｖ４はキャパシタＣ４の充電
電流と放電電流の間に平衡状態を生じさせるレベルで安
定化される。キャパシタＣ４におけるトランジスタＱ３
のコレクタ電流の増幅と電流積分の結果、電圧Ｂ＋の増
加はそれに比例したより大きな変化を電圧ｖ４に生じさ
せるという利点かある。

過渡状態ては、例えば、電圧Ｂ＋が＋１４５ｖより大き
い間は、電圧ｖ４は減少する。

その結果、第１図の電圧ｖ４は前述した負荷が小さい時
の電圧Ｂ＋の増大傾向を無効にするような変化をしよう
とする。このようにして、調整が負帰還的に行われる。

極端な場合ては、巻線ｖ２の両端か短絡されると、後述
するように、発振器１１０の発振か禁止され、固有の事
故防止機能となる。

一方、電圧Ｂ＋か減少しようとすると、トランジスタＱ
１とＱ２のデユーティサイクルか調整機能を行うように
増大する。従って、トランジスタＱ１の非導通期間は、
電圧Ｂ＋か現われる端子９９における電流負荷と共に変
化する。

制御電圧ｖ４を生成するための電圧Ｂ＋の処理は直流結
合された信号路て行われて、エラー検出動作か改善され
る。また、電圧Ｂ＋の変化はそれに比例したより大きな
変化を電圧Ｖ、に生しさせることかてき、従って、エラ
ー感度の改善を可能とする。電圧Ｂ十のエラーが増幅さ
れて後にはしめて、直流結合された電圧ｖ４に含まれて
いる増幅されたエラーは、パルス幅変調を行うために、
変成器結合、即ち、交流結合される。このような特徴の
組合わせにより、電圧Ｂ＋の調整か改善される。

制御回路１２０と同様の構成を調整用に用いる別の方法
が米国特許出願節４２４，３５３号に開示されている。

上記出願ては、第１図の電圧ｖ４と同様なやり方で生成
される電圧が鋸歯状波発生器に変成器結合される。その
変成器結合された電圧はパルス幅変調された制御信号を
生成するために用いられる鋸歯状信号を変化させる。

トランジスタＱ３のベース電極とコレクタ電極との間に
ツェナーダイオードＤ４が抵抗ＲＤ４と直列に接続され
ている。ツェナーダイオードＤ４は電圧ｖ４を約３９Ｖ
に制限する。ツェナーダイオードＤ４は発振器１】０の
周波数、すなわち、トランジスタＱ２と０１の最短カッ
トオフ時間を制限する。このようにして、負荷に転送さ
れる最大電力が制限されて、過電流保護が行われる。

安全な動作のためには、巻線Ｗｓを流れる２次電流ｉ３
が、トランジスタＱ１が再びターンオンされる前に０ま
て減衰していることが望ましい。このことは、電流ｉ３
の減衰時間が好ましくは、ブロッキング発振器１１０の
電流ｉ、の減衰時間より短かくなければならないという
ことである。この条件は、変成器Ｔ２の１次インダクタ
ンスとツェナーダイオードＤ４の値とを適切に選ぶこと
により満足することができる。

スイッチモード電源２００を低電力動作モードて動作さ
せることにより、待機動作が開始される。

この低電力動作モードは、スイッチモード電源からの電
力要求か２０〜３０Ｗより低下した時に生しる。例えば
、遠隔制御ユニット３３３によって制御される、水平偏
向回路２２２内の、水平発振器（図示せず）は待機動作
中は、動作を停止する。従って、電圧Ｂ＋により付勢さ
れる水平偏向回路２２２内の水平偏向出力段も動作を停
止する。従って、電圧Ｂ＋か生成される端子９９におけ
る負荷が減少する。その結果、電圧Ｂ＋とトランジスタ
０４を流れるエラー電流は減少しようとする。従って、
トランジスタＱ３が飽和し、変成器Ｔ２の巻線Ｗ２の両
端間を短絡した状態に近い状態を生じさせ、電圧ｖ４を
待機動作モード中はぼ０にする。その結果、通常の定常
動作モードと異なり、信号ｖ５の正のパルスは変成器Ｔ
２における共振発振により生成されない。その結果とし
て、再生帰還ループがトランジスタＱ２のターンオンを
起こさせることが防止される。その結果、連続発振を維
持することか出来なくなる。

この発明の一態様によれば、トランジスタＱ２は、信号
Ｖ、の半波整流電圧のアップランプ部分によってバース
トモード動作で、スイッチングするように周期的にトリ
ガされる。信号Ｖ、は主電源周波数、例えば、５０Ｈｚ
で生じる。信号ｖ７はブリッジ整流器１００から取出さ
れ、抵抗Ｒ１とキャパシタＣ１の直列構成を介してトラ
ンジスタＱ２のベースに供給される。この直列構成は電
流１７を生じさせる微分器として動作する。

第５図ａ〜ｄは待機動作中の波形を示し、発振器１１０
のバーストモードのスイッチング動作が、ブロッキング
発振器に信号■５のトリガパルスが存在しない静止（デ
ッド）期間ｔｌ’２〜し、３が後続する、期間ｔ、。〜
ｔ１２に生じることを示している。

第１図と第５図ａ〜ｄにおいて、同様の符号と番号は同
様の素子あるいは機能を示す。

第１図のキャパシタＣ３と抵抗Ｒ３の並列接続構成かダ
イオードＤ２と直列に接続され、この直列構成は、ホッ
ト接地導体と、キャパシタＣ２と抵抗Ｒ２の相互接続端
子１０４ａとの間に接続された構成を形成している。キ
ャパシタＣ２と並列にダイオードＤ１が結合されている
。

通常のランモード動作中、キャパシタＣ３は、トランジ
スタＱ２が導通する度に巻線Ｗ：ｌに生成される信号ｖ
５の正の電圧パルスによって一定な電圧ｖ６に充電され
て維持される。従って、キャパシタＣ３は正帰還信号路
から切離されて、回路動作には何の影響も与えない。待
機動作時には、キャパシタＣ３は第５図すの時間ｔ１□
〜ｔ、３の間の電圧ｖ６に示されるような長い非動作期
間、即ち、静止時間中に放電する。

所定の期間ｔｌｏ〜ｔＩ３の第５図ａの時間ｔ、。の直
後、キャパシタＣ１における電圧微分により生成される
第１図の電流１７が０から正の最大値まで増加する。そ
の結果、トランジスタＱ２に生成されるベース電流がト
ランジスタＱ２を導通状態にする。

トランジスタＱ２が導通すると、信号ｖ５の正のパルス
が巻線Ｗ、に生成され、トランジスタＱ１と０２を導通
状態に維持する。

前に説明した通常ランモード動作と同様に、トランジス
タＱ２は、コレクタ電流１２かアップランプする時、ト
ランジスタＱ２のベース電流の大きさかトランジスタＱ
２を飽和状態に維持するには不充分な大きさとなるまで
、導通状態を維持する。すると、コレクタ電圧ｖ２は増
加し、信号ｖ５は減少する。その結果、トランジスタＱ
２は正帰還によってターンオフされる。

キャパシタＣ２の両端間の電圧は、ダイオードＤ７を介
してキャパシタＣ２を放電させ、かつ、トランジスタＱ
２をカットオフに維持する負の電流ｉ−，を生成する。

負の電流ｉ５の大きさが正の電流１７の大きさより大き
い間は、トランジスタＱ２のベース電流はＯてあり、ト
ランジスタＱ２は非導通に維持される。第１図の負の電
流ｉ５の大きさが電流１７より小さくなると、トランジ
スタＱ２が再びターンオンされ、正の電流ｉ５が生成さ
れる。

トランジスタＱ２のある与えられた導通期間の相当部分
において、電流ｉ５か全てキャパシタＣ２を通って流れ
て、トランジスタＱ２のベース電流となる。コレクタ電
流１２がアップランプしているのて、トランジスタＱ２
のエミッタ電圧はアップランプ態様て増加し、タイオー
ドＤ２の陽極の電圧を上昇させる。ダイオードＤ２の陽
極の電圧が充分に正になると、ダイオードＤ２は導通を
開始する。従って、電流ｉ５のかなりの部分かキャパシ
タｃ３によってトランジスタＱ２のベースから分流され
る。その結果、トランジスタＱ２のベース電流はコレク
タ電流を維持するには不充分になる。従って、正帰還信
号路がトランジスタＱ２をターンオフする。従って、電
流１２のピーク振幅はキャパシタｃ３の両端間電圧ｖ６
のレベルによって決まる。

第５図ａ〜ｄの期間ｔ＋ｏ〜ｔ１２の間、第１図のキャ
パシタＣ３はダイオードＤ２を介して正帰還信号路に結
合され、正の電流４ｇによって充電される。

従って、第５図すの電圧ｖ６は、次第に大きくなる。

この発明の更に別の態様によれば、次第に大きくなって
行く電圧ｖ６は、第５図ａ〜ｄの期間ｔｌ。

〜ｔ２ｏにおいて生しる各サイクル中の導通期間を次第
に長くする。その結果、第１図の電流ｉ、と１２のピー
ク振幅とパルス幅か次第に大きくなる。

第５図ａ　％　ｄの期間ｔ、。〜ｔ１２内て生じる各す
イクルの対応する非導通部分において、第１図のキャパ
シタＣ２はダイオードＤ７と抵抗Ｒ２を通して放電する
。各サイクルにおけるトランジスタＱ２の非導通期間の
長さは、負の電流ｉ５の大きさを正の電流１７の大きさ
より小さくなるようにするレベルまでキャパシタＣ２を
放電させるに必要な時間によって決まる。

この発明の１つの特徴によれば、この非導通期間は、キ
ャパシタＣ２か次第に高い電圧に充電されるために、ま
た、電流ｉ、の大きさが次第に小さくなるために、次第
に長くなる。従って、正のベース電流か、次第に長くな
る非導通期間の後に、トランジスタＱ２のベースに流れ
始める。その結果、バーストモード期間中のスイッチン
グ周波数は次第に変化あるいは減少する。

第５図ａの時間ｔ１２において、電流１７は０となる。

従って、期間ｔ　１，０〜ｔ１□で生していたバースト
モード動作はそれ以上継続できず、スイッチング動作か
行われない長い静止期間ｔ１２〜ｔ１３か生しる。時間
ｔ１３において、正の電流１７が再び生成され、トラン
ジスタＱｌと０２において、バーストモード動作か起き
る。

第５図ｄのバーストモード期間ｔｌＯ〜ｔ＋２において
、各サイクル中の導通期間の長さは、前述したように、
次第に長くなる。このような動作は、ソフトスタート動
作と呼ばれることかある。ソフトスタート動作により、
例えば、スイッチモード電源２００のキャパシタは徐々
に充電あるいは放電される。

この発明の別の特徴によれば、ランモード動作時よりも
低いためにキャパシタＣ３の電圧ｖ６は、第１図のトラ
ンジスタ０１と０２のスイッチング周波数を、第５図ａ
の期間ｔｌｏ〜ｔ１□全体を通して、第１図のスイッチ
モード電源２００の可聴範囲より高く維持する。待機動
作中のソフトスタート動作及び高スイッチング周波数と
により、第１図のスイッチモード電源２００のインタフ
タ及び変成器中の寄生的な機械振動により生しる雑音は
大きく減しられる。

第５図Ｃの期間ｔ□。〜ｔ１□におけるバーストモード
動作により、待機動作中に第１図の遠隔制御ユニット３
３３の動作を可能とするに充分なレベルで第１図の電圧
■＋が生成される。バーストモード動作であることから
、スイッチモード電源２００て消費されるエネルギは、
通常のランモード動作よりも相当低く、約６Ｗに維持さ
れる。

遠隔制御ユニット３３３を動作させるために必要なレベ
ルの電圧Ｖ＋を生成するためには、トランジスタＱ１と
０２の対応する平均デユーティサイクルはランモードに
おける場合よりも相当低くなければならない。例えば、
トランジスタＱ１における導通期間の長さはトランジス
タＱ１の蓄積時間よりも長くなければならない。従って
、バーストモードて動作させることにより、各サイクル
中のトランジスタＱ１の導通期間は長く保たれて、待機
状態で連続したスイッチング動作を行わせた場合のデユ
ーティサイクルよりも低い所要の平均デユーティサイク
ルか得られる。トランジスタＱ１と０２における連続し
たスイッチング動作は、第５図ｄの期間ｔ１２〜ｔ１３
のような静止（デッド）期間かない通常のランモード動
作時に生しる。

第６図ａ〜ｄを参照して以下に説明するように、このス
イッチモード電源はソフトスタートアップという特徴を
もつ。第１図、第５図及び第６図において、同様の符号
と番号は同じ素子または機能を示す。スタートアップモ
ードは待機動作と同様である。電源か最初にターンオン
されると、キャパシタＣ３とＣ４か放電され、トランジ
スタＱ２のベースには順バイアスかなくなる。整流され
たＡＣ供給信号ｖ７の小さな部分をトランジスタＱ２の
ベースに供給することにより、発振か開始される。

第６図ｄに示されているように、変成器Ｔ２の巻線Ｗ２
が、放電したキャパシタＣ４によって大きく負荷を与え
られているために、発振器のデユーティサイクルは最初
非常に短い。即ち、各サイクルにおいて、トランジスタ
Ｑ２か非導通の期間は長い。キャパシタＣ３と０４の電
荷、及び電圧Ｂ＋は、第６図Ｃに示すように、約１５ｎ
＋秒の期間を通して徐々に上昇する。このゆっくりした
上昇に続いて通常動作が始まる。

例えば、第１図の端子９９て短絡か生した場合、スイッ
チモード電源２００は、待機動作モードと同様にして、
間歇モードの動作に入る。例えば、第１図のキャパシタ
Ｃ１２１が短絡されると、変成器ＴＩの２次巻線Ｗｓを
流れる電流ｉ３が増加して、トランジスタＱ３のエミッ
タに結合された抵抗Ｒ６の両端間により高い負のバイア
スか現われる。すると、タイオードＤ５５を通してトラ
ンジスタＱ３にベース電流か流れ込み、トランジスタＱ
３を飽和させて、そのコレクタ電圧ｖ４を接地電位にク
ランプする。

それによる変成器Ｔ２への負荷により、スイッチモード
電源２００は、待機モード動作について説明したように
、間歇バーストモードて動作する。

電圧Ｖ＋を生成するスイッチモード電源２００の低電圧
電源部分は、例えば、高オーディオ出力を必要とする場
合などには、順方向変換器（ｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｖｅ
ｒｔｅｒ）として動作するようにしてもよい。

第７図は順方向変換器動作を行わせるための、第１図の
回路の変更を示す。第７図の抵抗Ｒ８とタイオートＤＹ
は、後述するように、過負荷保護用てある。第１図と第
７図て同し符号及び番号は回し素子または機能を示す。

高電力オーディオ電源を形成するために第７図に示す構
成を使用した場合に、過負荷状態か生しると、抵抗Ｒ，
が過大電流を検出し、トランジスタＱ３のエミッタに負
のバイアスを与える。

次の表１は、テレビジョン受像機のアルタ電極（図示せ
ず）を流れるビーム電流の変動によって生じる電圧Ｂ＋
の変動を示す。電圧Ｂ＋は偏向回路出力段（図示せず）
を付勢して、アルタ電圧及びビーム電流を発生させる。

また、表２は、主電源電圧ｖＡｃの変動によって生しる
電圧Ｂ＋の変動を示す。

比較のために、各表において、１には、集積回路ＴＤＡ
４６０１制御回路と電力変成器Ｏｒｅｇａ　ＮＯ。

Ｖ４９３７７００とを用いた従来のスイッチモード電源
（ＳＭＰＳ）を用いて得られたデータを示す。また、２
には、第１図に示した変更を加えないスイッチモード電
源を用いて得られたデータを示す。

これかられかるように、第１図のスイッチモード電源２
００の性能は勝れている。

表　　１ 表　　２

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一態様を実施した電源を示す図、 第２図は、負荷か変動する時の第１図の回路のランモー
ド動作を説明するための波形図、第３図は、負荷が一定
している状態における第１図の回路のランモード動作を
説明するために用いる波形図、 第４図は、第１図の回路で使用される分離トランジスタ
の構造を示す図、 第５図は、第１図の電源の待機動作を説明するだめの波
形図、 第６図は、スタートアップ時の第１図の回路の動作を説
明するために用いられる過渡状態の波形図、 第７図は、出力電力を大きくするために施した第１図の
回路の変更を示す図である。 請求の範囲１において １００・・・・入力供給電圧を発生する手段、１１０・
・・・第１の手段、Ｑｌ・・・・第２の手段、Ｔ１・・
・・第３の手段、３３３・・・・待機モード／ランモー
ド制御信号源、Ｑ４、Ｑ３、Ｑ２・・・・　第４の手段
。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）待機モード動作とランモード動作の両方において
   出力供給電圧を生成するための、テレビジョン装置のス
   イッチモード電源であって、 ＡＣ主電源電圧の電源から入力供給電圧を発生する手段
   と、 同期性の第１の制御信号を発生する第１の手段と、 上記入力供給電圧により付勢され、上記第１の制御信号
   に応答して、上記待機モード動作とランモード動作の両
   方において、スイッチング電流を発生するスイッチング
   動作をする第２の手段と、上記スイッチング電流に応答
   して、この電流から上記出力供給電圧を発生する第３の
   手段と、待機モード／ランモード第１制御信号の信号源
   と、 上記スイッチング第２手段に結合されており、上記待機
   モード／ランモード第１制御信号と上記ＡＣ主電源電圧
   の周波数によって決まる周波数の第２の制御信号とに応
   答して、上記待機モード動作中、バーストモード的に上
   記スイッチング第２手段を、バースト期間中には複数の
   スイッチングサイクルが実行され、このバースト期間と
   上記ＡＣ主電源電圧の周波数によって決まる周波数で交
   番する静止期間にはスイッチングサイクルが実行されな
   いように制御する第４の手段と、 を含むスイッチモード電源。
2. （２）第１の周波数のＡＣ主電源電圧の電圧源から入力
   供給電圧を発生する手段と、 上記入力供給電圧に結合された第１の巻線を持つ変成器
   と、 上記第１の巻線に結合されており、この巻線にスイッチ
   ング電流を発生させるものであって、上記変成器と共に
   、ランモード動作中に継続的に発振する発振器を形成す
   る再生正帰還信号路を形成する第１のスイッチング手段
   と、 上記入力供給電圧に結合されており、上記発振器の出力
   信号に応答して、上記発振器の上記出力信号に従って制
   御されるスイッチング動作によって上記入力供給電圧か
   ら出力供給電圧を発生する手段と、 上記出力供給電圧に応答し、上記発振器に結合されてい
   て、上記ランモード動作中、上記発振器の出力信号を負
   帰還的に変調して、これにより上記出力供給電圧を調整
   する手段と、 待機モード／ランモード制御信号に応答し、上記発振器
   に結合されていて、待機モード動作中、上記発振器にお
   ける継続発振を停止させる手段と、 上記第１の周波数によって決まる周波数の信号に応答し
   て、継続発振が停止された時に、上記第１の周波数によ
   って決まる周波数で繰返すバーストモードスイッチング
   動作を上記第１のスイッチング手段中で開始させる手段
   と、 を含むスイッチモード電源。
3. （３）待機モード動作とランモード動作の両方において
   出力供給電圧を発生するスイッチモード電源であって、 ＡＣ主電源電圧から入力供給電圧を発生する手段と、 所定の周波数の第１の制御信号を発生する手段と、 上記入力供給電圧により付勢され、上記第１の制御信号
   に応答して、上記待機モード動作とランモード動作の両
   方において、スイッチング電流を発生するスイッチング
   手段と、 上記スイッチング電流に応答して、この電流から上記出
   力供給電圧を発生する手段と、 待機モード／ランモード制御信号の信号源と、上記待機
   モード／ランモード制御信号に応答して、上記待機モー
   ド動作中、バーストモード的に上記スイッチング手段を
   、バースト期間中には複数のスイッチングサイクルが実
   行され、このバースト期間と交番する静止期間中にはス
   イッチングサイクルが実行されないように制御する手段
   と、上記スイッチング手段に結合されていて、上記待機
   モード動作中、上記スイッチング手段におけるスイッチ
   ング周波数を、この周波数が上記バースト期間内で変化
   するように制御する手段と、を含むスイッチモード電源
   。
4. （４）入力供給電圧の電圧源と、 上記入力供給電圧に結合された第１の巻線を有する変成
   器と、 上記第１の巻線に結合されていて、上記第１のスイッチ
   ング手段に正帰還的に帰還されて、ランモード動作中に
   継続的に発振する発振器を形成するスイッチング信号を
   上記変成器に発生する第１のスイッチング手段と、 上記入力供給電圧に結合されており、上記発振器の出力
   信号に応答して、この発振器出力信号に応じて制御され
   るスイッチング動作によって上記入力供給電圧から出力
   供給電圧を発生する手段と、 上記出力供給電圧に応答し、上記発振器に結合されてい
   て、ランモード動作中、上記発振器出力信号を負帰還的
   に変調して、上記出力供給電圧を調整する手段と、 待機モード／ランモード制御信号に応答し、上記発振器
   に結合されていて、待機モード動作中、上記発振器にお
   ける継続発振を停止させる手段と、 第１の周波数の信号に応答して、上記継続発振が停止さ
   れた時に上記第１の周波数によって決まる周波数で繰返
   すバーストモードスイッチング動作を上記第１のスイッ
   チング手段で開始させる手段と、 キャパシタと、 上記待機モード／ランモード制御信号に応答して、上記
   バーストモード動作中は上記キャパシタを上記正帰還信
   号路に結合して、上記第１のスイッチング手段のスイッ
   チング周波数を可聴範囲より高く維持し、また、上記ラ
   ンモード動作中は上記キャパシタを上記正帰還信号路か
   ら切離して、上記キャパシタが上記発振器の発振周波数
   に影響を及ぼすことがないようにする第２のスイッチン
   グ手段と、 を含むスイッチモード電源。