JPS5917576B2

JPS5917576B2 - 偏向波発生および駆動回路

Info

Publication number: JPS5917576B2
Application number: JP55169024A
Authority: JP
Inventors: ピ−タ−・ロナルド・ナイト
Original assignee: アールシーエーコーポレーシヨン
Priority date: 1979-11-30
Filing date: 1980-11-28
Publication date: 1984-04-21
Also published as: DE3044967A1; JPS5698080A; CA1156373A; DE3044967C2; US4298830A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、テレビジョン受像機用水平偏向回路に関す
るものである。

〒般のテレビジョン受像機の回路では、アルタ０加速
電圧、つまり映像管用の高電圧は、水平出力すなわちフ
ライバック変成器の高電圧巻線に発生するりトレース・
パルス電圧を整流することによつて取出されている。

りトレース・パルス電圧は水平偏向発生器によつて発生
され、次いでフライ’５バック変成器の１次巻線に供
給される。水平偏向発生器は、水平偏向巻線と、りトレ
ース・キャパシタと、ダンパ・ダイオードおよび水平出
力トランジスタからなるトレース・スイッチとからなつ
ている。水平出力トランジスタのコレクタ電流は、ｊ０
フライバック変成器の１次巻線から流れる負荷電流成分
を含んでいる。この成分は、高電圧巻線に結合されたア
ルタ負荷回路を含めて、フライバック変成器の２次巻線
に結合された各種の負荷回路中を流れる１次側に反映す
る負荷電流を表わして３５いる。映像管にアークによる
短絡（弧絡）がある間は、出力トランジスタのコレクタ
電流は著しく増大すコｑ−る。

弧絡期間中にコレクタ電流が制限されていないと、出力
トランジスタは損傷を受ける。水平出力トランジスタの
過大なコレクタ電流を制限するために、出力トランジス
タに対する駆動段は、過大な出力トランジスタのコレク
タ電流を維持するには不充分なベース駆動電流を供給す
るように設計されている。一般には、ＲＣ減結合回路が
駆動段のコレクタ回路に対する直流源中に設けられてお
り、駆動段の負荷が大きくなつたときに、直流電源電圧
を低下させている。このようなＲＣ減結合回路は比較的
大きな電力を消費し、特に駆動段に対して大きな直流電
源電圧を必要とする場合にその電力消費は大きくなる。
水平出力トランジスタがまた調整用スイツチとして動作
する、米国特許第３８９８５２３号明細書記載の偏向回
路（（ウエツセル（ＷｅｓｓｅＤ形偏向回路として知ら
れている））におけるような、スイツチング・トランジ
スタのデユーテイ・サイクルが変化させられる電力源調
整回路では、変成器結合されたベース駆動を使用すると
、デユーテイ・サイクルの変化に伴つて駆動振幅に変動
を来たす。

デユーテイ・サイクルが変動すると、スイツチング・ト
ランジスタすなわち水平出力トランジスタにさらに重圧
を与える傾向がある。そこで順および逆駆動動作状態の
選択時に妥協がなされなければならない。フライバツク
変換器形式の駆動回路では、駆動トランジスタはスイツ
チング・トランジスタの遮断期間中導通する。

この駆動トランジスタの平均コレクタ電流は、スイツチ
ング・トランジスタの導通時間が増加すると減少する。
従つて、適当な駆動段電源電圧を使用すると、スイツチ
ング・トランジスタ中の順ベース電流は、不所望に減少
する。この発明の特徴は、水平出力トランジスタの駆動
段に直流電源を与えることにあり、この電源は比較的高
い電源インピーダンスを持つている。

従つて、駆動段によつて引出される平均電流に変化が生
じると、駆動段電源電圧に補償用変化を与え、出力トラ
ンジスタのベース電流の好ましくない変化を減少させる
。このような高インピーダンス直流電源は、低電力消費
動作をするように設計すべきであり、低い直流リプル成
分をもつて比較的高い直流コレクタ電源電圧を供給すべ
きである。この発明による構成では、縦続形整流器回路
がフライバツク変成器の巻線に結合されており、駆動段
のコレクタ負荷回路に対する直流電源を与えている。縦
続形整流器回路は、フライバツク変成器の巻線と直列に
接続された第１のキヤパシタと、直流電源を濾波するた
めにコレクタ負荷と並列に接続された第２のキヤパシタ
とを含んでいる。この発明の好ましい実施例による偏向
発生および駆動回路は、偏向巻線と、偏向周波数（率）
のスイツチング信号に応答するトレース・スイツチング
手段とからなり、偏向巻線中に走査電流を発生させる。
偏向周波数（率）制御信号に応答する駆動段は、偏向周
波数スィツチング信号を発生する。駆動段に結合された
手段がトレース・スイツチング手段に偏向周波数スイツ
チング信号を供給し、該トレース・スイツチング手段の
導通を制御する。偏向周波数（率）交流電圧源は、各偏
向サイクルのりトレース期間中、第１の極性のパルス電
圧を発生し、各偏向サイクルのトレース期間中、逆極性
のトレース電圧を発生する。

電源および駆動段に結合された直流電源手段は、直流電
源手段の出力端子において駆動段に負荷電流を供給する
。第１のキャパシタは電源と直列に結合されている。第
１の整流器が第１のキヤパシタと結合されており、トレ
ース期間中、第１のキャパシタをトレース電圧から充電
する。第２のキヤパシタが出力端子に結合されている。
電源および第２のキヤパシタに結合された第２の整流器
は、りトレース期間中、第１のキヤパシタの両端間に発
生するトレース期間電圧を、パルス電圧と直列に供給し
、第２のキヤパシタの両端間に直流電源電圧を発生させ
る。

パルス電圧は、りトレース期間中、第１のキヤパシタを
、トレース期間中に第１のキャパシタの両端間に発生す
る電圧と反対極性の電圧に充電し、またパルス電圧の大
きさよりもかなり低い大きさの直流電源電圧を発生させ
る電圧に充電する。以下、図を参照しつｋこの発明を説
明する。

図示の水平偏向発生器および駆動回路１０において、Ａ
Ｃ電源線路あるいは主電源のような交流電圧源２０がオ
ン−オフ・スイツチ１３を経てブリツジ形整流器２５の
入力端子２１および２２に結合されている。整流器２５
の出力端子２３とアースすなわち電流帰路端子２４との
間に濾波用キヤパシタ２６が結合されている。濾波され
てはいるが、未調整の直流入力電圧、実施例では＋１５
０ボルト、が端子２３に発生する。スイツチング調整回
路２７は、未調整入力電圧Ｖｉから取出された電圧によ
つて、端子３１に図では＋１２３ボルトと示された調整
されたＢ＋動作電圧を発生する。

スイツチング調整器２７は、水平出力すなわちフライバ
ツク変成器２８の巻線２８ｃと、インダクタ２９と、シ
リコン制御整流器ＳＣＲ３Ｏとの直列回路を含んでおり
、これらの直流回路は端子２３とＢ＋動作電圧端子３１
との間に直列に結合されている。端子３１とアース端子
２４との間には水平率濾波用キヤパシタ３２が結合され
ている。通常のパルス変調回路３３は、各水平偏向サイ
クルのトレース期間中の制御時にＳＣＲ３Ｏにゲート・
パルスを供給する。

ＳＣＲ３Ｏは端子２３から充電濾波キヤパシタ３２へ電
流を流通させる。ＳＣＲ３Ｏは、各偏向サイクルの水平
りトレース期間内に、インダクタ２９およびＳＣＲ３Ｏ
へ負りトレース・パルス電圧を供給することによつて転
流されてオフ状態となる。Ｂ＋動作電圧端子３１は、フ
ライバツク変成器２８の１次巻線２８ａを通して水平偏
向発生器３４の水平偏向巻線３５に結合されている。

水平偏向発生器３４は、水平偏向巻線３５と、トレース
・キヤパシタ３６と、りトレース・キヤパシタ３７と、
水平出力トランジスタ３９およびダンパ・ダイオード４
０からなるトレース・スイツチ３８との直列回路からな
つている。水平偏向巻線３５の両端間に発生するりトレ
ース・パルス電圧は、フライバツク変成器２８の１次巻
線２８ａに供給され、高電圧２次巻線２８ｄによつて昇
圧され、ダイオード４１によつて整流され、端子Ｕにテ
レビジヨン受像機映像管用の直流アルタ加速電圧すなわ
ち高電圧を発生する。巻線２８ｂのようなフライバツク
変成器の他の２次巻線は、映像管の駆動段、垂直回路、
ビデオおよび（または）音声回路のような回路に補助直
流電源電圧を供給するために使用される。フライバツク
変成器の巻線２８ｂの両端間に発生するパルス電圧１２
８ｂをダイオード７１で整流した後キャパシタ７２によ
つて濾波して、端子７３に＋１８０ボルトの直流電源電
圧を発生させる。フライバツク変成器２８の各種の２次
巻線に結合された負荷回路によつて取出される電流は１
次巻線２８ａの負荷電流成分として団夾される。

１次側に反映した負荷電流は、水平出力トランジスタ３
９のコレクタ電流の直流成分を形成する。

水平出力トランジスタ３９は、水平発振および駆動回路
１２から出力トランジスタに供給されるベース駆動信号
によつて各偏向サイクル中に導通状態へおよび非導通状
態へと切換えられる。水平発振および駆動回路１２は通
常の水平発振器４２、駆動トランジスタ４３、および駆
動変成器４４からなつている。駆動変成器４４の１次巻
線４４ａは、駆動トランジスタ４３のコレクタに結合さ
れ、駆動変成器４４の２次巻線４４ｂは抵抗器６１を経
て水平出力トランジスタ３９のベースに結合されている
。駆動トランジスタ４３のコレクタとアースとの間には
ダンピング抵抗器４５とキヤパシタ４６とが結合されて
いる。駆動トランジスタ４３に対する直流コレクタ電源
電圧Ｖｃは出力端子５７に発生し、抵抗器５３を経て駆
動変成器の１次巻線４４ａに詰合される。側路キヤパシ
タ５４は、抵抗器５３と巻線４４ａとの接続点である端
子５８に結合されている。水平発振器４２は偏向周波数
１／ＴＨの矩形波スイツチング電圧１４２を発生し、こ
れは駆動トランジスタ４３のベースに供給される。

駆動トランジスタ４３は矩形波電圧１４２を反転し、増
幅する。駆動変成器４４は反転され、増幅された矩形波
電圧を水平出力トランジスタ３９のベースに供給する。
変成器の巻線は、駆動トランジスタ４３および水平出力
トランジスタ３９を非同時的に導通させるように構成さ
れている。これはフライバツク変換器構成として知られ
ている。トランジスタ４３は、矩形波電圧１４２の正方
向端縁部で導通状態となり、それによつて出力トランジ
スタ３９のベースーエミツタ接合の両端間に負電圧を供
給する。

水平出力トランジスタ３９のベース領域における過剰電
荷の存在によつて生じる蓄積時間遅延期間の終了後に、
出力トランジスタのコレクタ電流は遮断し、水平りトレ
ース期間を開始させる。駆動トランジスタ４３は偏向周
波数矩形波電圧１４２の正部分の期間中、導通し、これ
は全水平りトレース期間と水平トレース期間の初期部分
とを包含している。出力トランジスタ３９の遮断期間中
に駆動トランジスタ４３が導通している間、電流は端子
５８より駆動変成器の１次巻線４４ａを通つて流れ、エ
ネルギは駆動変成器４４中に蓄積される。

駆動トランジスタ４３のベースに偏向周波数矩形波電圧
１４２Ｑ負方向端が供給されると、該トランジスタ４３
は遮断する。１次巻線４４ａを流れる電流が停止すると
、２次巻線４４ｂの点印のない側の端子に正電圧が発生
する。

この正電圧は出力トランジスタ３９に順方向ベース電流
を流通させ、該出力トランジスタ３９を水平トレース期
間の中央のやＸ前で飽和導通状態となるように導通させ
る。駆動トランジスタ４３の導通期間中、駆動変成器４
４には充分の量のエネルギが蓄積されている筈であるか
ら、水平出力トランジスタ３９をその後続する全導通期
間中、飽和状態となるように動作させることができる。
例えば、水平発振器４２は集積回路として構成すること
もできるし、また偏向周波数矩形波電圧１４２を何らの
中間バツフア段をも介在させることなく駆動トランジス
タ４３のベースに直接供給することもできる。

集積回路は一般には低出力電流を供給するように設計さ
れている。従つて、集積回路として構成された水平発振
器４２は、駆動トランジスタ４３に比較的小さな振幅の
順方向駆動ベース電流を供給することができる。低いβ
（電流増幅蹴）のトランジスタが水平駆動トランジスタ
４３用として使用されると、駆動トランジスタ４３の導
通期間中、駆動用変成器４４が、水平出力トランジスタ
３９を適正に駆動するのに充分な量のエネルギを蓄積す
ることができるように、端子５７に比較的高いコレクタ
供給電圧Ｖｃを発生させなければならない。電圧Ｖｃの
高さを選択するときの制限要因は、駆動トランジスタ４
３の逆方向コレクタ降服電圧である。図に示されている
代表的な値について言えば、抵抗器５３を通じて約３４
ミリアンペアの平均負荷電流１０流通させるために、端
子５８には＋９０ボルトの直流電圧が発生し、端子５７
には＋１０５ボルトの直流電圧Ｖｃが発生する。抵抗器
５５から流れる電流を無視すると、電流１０は１次巻線
４４ａおよび駆動トランジスタ４３のコレクタを流れる
平均電流を表わす。

平均負荷電流１０は、水平出力トランジスタ３９が必要
とするベース駆動および駆動変成器４４の構成の関数と
なる。抵抗器５５は、オン−オフ・スイツチ１３が閉成
した直後の開始期間中に巻線４４ａが初期電流を供給し
、偏向発生器３４を動作開始可能状態する。端子５７に
電圧Ｖｃが発生した後の定常動作期間では、巻線４４ａ
が必要とする電流の殆んどが端子５７から供給される。
コレクタ電源電圧Ｖｃは、端子５７とフライバツク変成
器２８の２次巻線２８ｂとの間に接続された直流電源回
路４８によつて発生される。巻線２８ｂは、その巻線の
両端間のパルス電圧１２８ｂが、水平りトレース期間中
、振幅Ｖｒの正りトレース・パルス電圧を発生し、水平
トレース期間中、振幅Ｖｓの負走査電圧を発生するよう
に極性が定められている。直流電源回路４８は、２個の
キヤパシタ４９，５０と２個の整流器、すなわちダイオ
ード５１，５２からなる縦続整流器の形に構成されてい
る。

従つて、電源４８のキヤパシタ４９は、フライバツク変
成器の巻線２８ｂと直列に結合されている。キヤパシタ
４９の端子５９から離れた側の電極はダイオード５１と
５２との接続点である端子５６に結合されている。交流
パルス電圧１２８ｂの第１の極性の部分、すなわち水平
トレース期間では、ダイオード５１が導通し、端子５９
が端子５６に対して負となるようにキヤパシタ４９を大
きさＶｓの第１の極性に充電する。

交流パルス電圧１２８ｂの反対極性期間、すなわち水平
りトレース期間では、ダイオード５１は逆バイアスされ
、ダイオード５２が導通状態となる。キヤパシタ４９は
りトレース・パルス電圧によつて放電され、キヤパシタ
４９の値如何によつては今度は端子５９が端子５６に対
して正となるように反対極性の電圧に充電されるように
さえなる。水平りトレース期間中におけるキヤパシタ４
９中の充電極性の反転には関係なく、キヤパシタ４９と
キヤパシタ５０の両端間の電圧の合計値は、りトレース
・パルス電圧の振幅Ｖｒに等しくなる。

もしキヤパシタ５０の値が充分に大きく選定されておれ
ば、駆動トランジスタ４３と駆動変成器４４によつて引
出される所定の負荷電流１０に対して、充分に濾波され
た直流電圧Ｖｃが端子５７に発生する。平衡状態、すな
わち定常状態では、各偏向サイクル毎に負荷電流１０に
よつてキヤパシタ５０から取除かれる電荷１１ζダイオ
ード５２が導通し、ダイオード５１が逆バイアスされる
各水平りトレース期間に再補充される。

キヤパシタ５０に対する補充電荷は、キヤパシタ４９と
直列に結合された巻線２８ｂに発生する振幅Ｖｒのりト
レース・パルス電圧によつてキヤパシタ４９の放電から
得られる。もしキヤパシタ４９が比較的小さな値に選択
されていると、補充電荷を供給するためにそのキヤパシ
タ４９は、逆極性になるのに充分な程に放電し、りトレ
ース・パルスの振幅Ｖｒの僅かな部分である大きさの逆
極性電圧を発生させさえする。図に示すような値の回路
素子をもつた例について考えると、ピーク−ピーク振幅
が２００ボルトのパルス電圧１２８ｂに対して、走査電
圧Ｖｓは２０ボルト、りトレース電圧Ｖｒは１８０ボル
ト、平均負荷電流１０は３４ミリアンペアである。

４．７マイクロフラットのキヤパシタ５０の両端間の交
流リプル電圧は１ボルト以下である。

水平トレース期間中は、ダイオード５１は導通し、キヤ
パシタ４９を走査電圧Ｖｓに等しい大きさの２０ボルト
の負電圧に充電する。キヤパシタ４９の値が比較的小さ
く、図の０．０２２マイクロフアラツドに等しいと、り
トレース期間中キヤパシタ４９は、約７５ボルトの正電
圧に充電されねばならず、それによつて完全な偏向サイ
クル中に３４ミリアンペアの負荷電流１０が取除いたキ
ヤパシタ５０への補充電荷を供給する。従つて、平衡動
作状態のもとでは、キヤパシタ５０の両端間に発生する
電源電圧Ｖｃは、＋１８０ボルトのりトレース・パルス
振幅Ｖｒとりトレース期間中にキヤパシタ４９の両端間
に発生する＋７５ボルトとの差にほ父等しくなり、その
結果電源電圧Ｖｃは＋１０５ボルトになる。直列に結合
されたキヤパシタ４９はキヤパシタ５０に比して比較的
小さく、例では約１／２００となつており、またキヤパ
シタ４９は、出力端子５７から取出される負荷電流１。

の大きさを考えると比較的小さいので、縦続整流器回路
４８は、比較的充分に濾波された電源電圧Ｖｃであるが
、負荷電流の変化に対して＆討戴的弱い調整作用を与え
る。これは後程説明する理由によつて望ましいものであ
る。例えば、平均負荷電流１０が増加すると、キヤパシ
タ４９は各偏向サイクル毎に端子５７に大きな補充電荷
を供給しなければならない。もしキヤパシタ４９の値が
比較的小さいと、トレース期間中にそのキヤパシタ４９
の両端間の負電圧は走査電圧Ｖｓに実質的に固定されて
いるので、りトレース期間中に上記キヤパシタ４９の両
端間に発生する正電圧が実質的に増加する場合にのみ、
この補充電荷が供給される。キヤパシタ４９の両端間の
このような増加は、平衡動作時における電源電圧Ｖｃが
負荷の増加によつてかなり低下したときにのみ与えられ
る。直列結合されたキヤパシタ４９として比較的小さな
値のキヤパシタを使用することにより、縦続接続整流電
源回路４８は、負荷電流。

の増加に伴つて出力電源電圧Ｖｃが低下することによつ
て示されるように、出力端子５７から引出される負荷電
流に対して比較的高い直列インピーダンスを持つた電圧
源として動作する。さらに、直流電源回路４８として図
の高インピーダンス縦続整流構成を使用すると、パルス
電圧１２８ｂによつて発生されるピーク−ピーク電圧Ｖ
ｐｐよりもかなり小さなコレクタ電源電圧Ｖｃが端子５
７に発生される。パルス電圧１２８ｂのりトレース電圧
部分を整流する電源のように、電圧Ｖｃを供給するため
に通常の電源が使用されると、りトレース・パルス振幅
Ｖｒと直流電源電圧Ｖｃとの間の差は直列抵抗器で降下
し、その結果、好ましくない電力消費が生ずる。幾つか
の理由で駆動トランジスタ４３用のコレクタ電源電圧Ｖ
ｃの調整が不充分なことが好ましい。

映像管に弧絡が生ずると、アルタ端子Ｕおよび高電圧巻
線２８ｄはかなり重い負荷を受け、その結果、大きな負
荷電流が１次巻線２８ａおよび水平出力トランジスタ３
９のコレクタを通つて流れる。映像管のアーク短絡期間
中に水平出力トランジスタ３９のコレクタ電流を制限し
、従つてトランジスタに与えられるストレスおよび損傷
の可能性を押えるために、トランジスタのベース駆動を
制限することが望ましい。多くの高調波に同調したフラ
イバツク変成器、特に第３高調波に同調したフライバツ
ク変成器では、フライバツク変成器の多くの巻線中のり
トレース・パルス電圧は、高電圧巻線が重く負荷されて
いる場合でさえも、弧絡中に上昇する。従つて、フライ
バツク変成器の巻線２８ｂの両端間に発生するりトレー
ス・パルス電圧の振幅Ｖｒは、映像管が弧絡する間も上
昇し、電源電圧Ｖｃを上昇させる傾向がある。しかしな
がら、直流電源回路４８は高インピーダンス構成からな
るので、端子５７から流れる増加した負荷電流１０をζ
電源電圧Ｖｃを上昇させる原因となるりトレース・パル
ス振幅が大きくなる傾向に反対するようになる。そのた
め、縦続整流器電源回路４８は、駆動トランジスタ４３
および変成器４４によつて引出される負荷電流１。の大
きさを制限し、それによつて映像管の弧絡のもとでの水
平出力トランジスタ３９のベース駆動を制限することが
できる。大抵のカラー・テレビジヨン受像機は、アルタ
端子Ｕに発生する高電圧が許容値を越えて上昇すると、
水平偏向発生器および駆動回路の動作を停止させること
ができる。

図に示すように、フライバツク変成器の巻線２８ｅの両
端間に発生するりトレース・パルス電圧１２８ｅは端子
Ａより停止ラツチ回路４７に供給される。もしりトレー
ス・パルス電圧１２８ｅの振幅が許容限界値を越えると
、停止ラツチ回路４７が付勢され、駆動トランジスタ４
３に順方向ベース電流を供給し、ラツチ回路４７が付勢
されている間、そのトランジスタ４３を連続して導通状
態に維持する。駆動トランジスタ４３は連続的に導通し
ているので、水平出力トランジスタ３９はそのスイツチ
ング機能を果すことができないが、オフ状態に維持され
ている。これによつてアルタ端子Ｕに電圧が発生するの
を防止することができる。駆動トランジスタ４３が導通
している間に流れることのできる最大負荷電流１０を制
限することによつて停止ラツチ回路４７が付勢されたと
き、高インピーダンス縦続整流器電源回路４８は駆動ト
ランジスタ４３に与えられるストレスを制限する。偏向
周波数矩形波スイツチング電圧１４２は、駆動トランジ
スタ４３によつて反転された後、駆動変成器４４を経て
水平出力トランジスタ３９のベースに交流的に結合され
る。

偏向周波数矩形波電圧１４２のデユーテイ・サイクルの
変化によつて、駆動変成器の２次巻線４４ｂの両端間に
発生する矩形波ベース駆動電圧のピーク−ピーク値に変
動が生じる。これによつて水平出力トランジスタ３９の
ベース駆動状態は変化し、好ましくない。水平発振回路
４２を一定のデユーテイ・サイクル・モードで動作させ
るには、その水平発振回路中の精密な位置に正確な素子
を使用することによつて矩形波電圧１４２のデユーテイ
・サイクルを一般に狭い公差に維持することができる。
図示の整流電源を使用すると、矩形波電圧１４２のデユ
ーテイ・サイクルをそれ程狭い公差に維持する必要はな
く、水平発振回路４２中の素子として比較的値段が高く
精密な素子を使用する必要性を最底限に押えることがで
きる。例えば、水平駆動トランジスタ４３の導通時間が
短かくなると、水平出力トランジスタ３９の導通時間は
長くなる。出力トランジスタのベース駆動電圧が交流結
合されていることにより、出力トランジスタ３９の導通
時間が長くなると、巻線４４ｂの両端間の正ベース電圧
は低下する。しかしながら、駆動トランジスタ４３の導
通時間が短かくなるので、負荷電流１０もまた減少する
傾向がある。従つて、直流電源電圧Ｖｃは補償する形で
増加する傾向がある。同じ理由により、水平発振器の出
力のデユーテイ・サイクルが、先のウエツセル形調整器
および偏向回路におけるのと同様に、Ｂ士動作電圧の調
整を与えるために変調されるときに、高インピーダンス
縦続整流電源を使用するのが有利である。集積回路とし
て構成された水平発振回路は、直流６０ボルトあるいは
それ以上の比較的大きな駆動トランジスタ用コレクタ電
源電圧を必要とする。比較的弱い負荷調整能力あるいは
高電源インピーダンスを必要とすること匁相俟つて上記
の必要条件によつて、図のフライバツク変成器の巻線２
８ｂの両端間に発生するりトレース・パルスとして＋１
８０ボルトと（・つたような比較的高いりトレース・パ
ルス電圧を使用するという制限が加わる。図の縦続整流
回路は、経済的で比較的電力消費が少なくなるべきであ
るというコレクタ用電源に課せられる制約を満たすこと
ができる。他の例として、図の抵抗器５３およびキャパ
シタ５４を省略し、端子５７を直接端子５８に結合して
もよＸ．Σ端子５７から駆動変成器の巻線４４ａへ流れ
る負荷電流１０を２９ミリアンペアとして、端子５７に
直流６０ボルトのコレクタ電源電圧Ｖｃを得るためには
、直列キヤパシタ４９の値を０５０１マイクロフアラツ
ドに選択されている。電圧Ｖｃに対して少なくとも必要
最少限の濾波作用を与えるには、キヤパシタ５０の値を
０．１マイクロフアラツドに選定する。直列キヤパシタ
４９の値は２９ミリアンペアの所定の負荷電流レベルに
おいて、りトレース・パルス電圧が約１８０ボルトのか
なり大きな値であつても、６０ボルトの大幅に低下され
た電圧Ｖｃを生成するのに充分小さくされている。通常
の倍電圧回路の場合とは違つて、直列キヤパシタ４９は
充分に小さく、それがトレース電圧によつて第１の極性
の電圧Ｖｓに充電された後、りトレース電圧Ｖｒによつ
て放電され、そして再び反対極性の電圧ｒ一Ｖｃに充電
される。

【図面の簡単な説明】

図はこの発明を実施した偏向波発生器および駆動回路を
示す図である。１０・・・・・偏向波発生および駆動回路、２８ｂ・・
・・・・２次巻線（交流電圧源）、３５・・・・・・偏
向巻線、３８・・・・・・スイツチング手段、４３・・
・・・・駆動段（駆動トランジスタ）、４４・・・・・
・駆動変成器、４８・・・・・・電源手段、４９・・・
・・・第１のキャパシタ、５０・・・・・・第２のキヤ
パシタ、５１・・・・・・第１の整流器、５２・・・・
・・第２の整流器、５７・・・・・・出力端子。

Claims

【特許請求の範囲】

１偏向巻線と；偏向周波数のスイッチング信号に応答
して上記偏向線中に走査電流を発生させるためのトレー
ス・スイッチング手段と；偏向周波数制御信号に応答し
て上記偏向周波数スイッチング信号を発生させるための
駆動段と；該駆動段に結合され、上記偏向周波数スイッ
チング信号を上記トレース・スイッチング手段に供給し
てその導通を制御するための手段と；各偏向サイクルの
リトレース期間中、第１の極性のパルス電圧を発生し、
各偏向サイクルのトレース期間中、反対極性のトレース
電圧を発生させるための偏向周波数交流電圧源と；該交
流電圧源および上記駆動段に結合され、出力端子に上記
駆動段に供給される負荷電流を発生する直流電源手段と
からなり：上記直流電源手段は、上記交流電圧源に直列
に結合された第１のキャパシタと；該第１のキャパシタ
に結合され、トレース期間中、上記トレース電圧で上記
第１のキャパシタを充電するための第１の整流器と；上
記出力端子に結合された第２のキャパシタと；上記交流
電圧源および第２のキャパシタに結合され、上記リトレ
ース期間中、上記第１のキャパシタの両端間に発生する
上記トレース電圧を上記パルス電圧と直列に上記第２の
キャパシタに供給して、その両端間に直流電圧を発生さ
せるための第２の整流器とからなり；上記パルス電圧は
、上記リトレース期間中、上記第１のキャパシタを、上
記トレース期間中その両端間に発生される電圧と反対極
性の電圧であつて、上記パルス電圧の大きさよりもかな
り低い直流電源電圧を発生させる電圧値に充電するよう
に定められている；偏向波発生および駆動回路。