DE3044967A1

DE3044967A1 - Horizontalablenkgenerator- und treiberschaltung

Info

Publication number: DE3044967A1
Application number: DE19803044967
Authority: DE
Inventors: Peter Ronald Indianapolis Ind. Knight
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-11-30
Filing date: 1980-11-28
Publication date: 1981-09-17
Also published as: JPS5917576B2; US4298830A; CA1156373A; JPS5698080A; DE3044967C2

Description

RCA 74,541 Sch/Vu

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Horizontalablenkgenerator- und Treiberschaltung

Die Erfindung betrifft Horizontalablenkschaltungen für Fernsehempfänger.

Bei typischen Fernsehempfängerschaltungen wird üblicherweise ein Endanodenbeschleunigungspotential bzw. eine Hochspannung für eine Bildröhre durch Gleichrichtung einer Rücklaufimpulsspannung erzeugt, die in einer Hochspannungswicklung eines Horizontalausgangs- oder Rücklauftransformators entsteht. Die Rücklaufimpulsspannung wird durch einen Horizontalablenkgenerator erzeugt und dann der Primärwicklung des Rücklauftransformator zugeführt. Der Horizontalablenkgenerator weist eine Horizontalablenkwicklung, einen Rücklaufkondensator und einen Hinlaufschalter mit einer Dämpfungsdiode und einem Horizontalendtransistor auf. Der Kollektorstrom des Horizontalendtransistors hat eine Laststromkomponente, welche von der Primärwicklung des Rücklauftransformators fließt. Diese Komponente ist ein Abbild der Lastströme, die in den verschiedenen Lastschaltungen fließen, welche mit den Sekundärwicklungen des Rücklauftransformators gekoppelt sind, einschließlich der mit der Hochspannungswicklung gekoppelten Endanodenlastschaltung.

Bei Funkenüberschlägen in der Bildröhre wächst der Kollektorstrom des Endtransistors beträchtlich an. Sorgt man nicht für eine Kollektorstrombegrenzung bei solchen Funkenüberschlägen, dann kann

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der Endtransistor beschädigt werden. Um übermäßige Kollektorströme im Horizontalendtransistor zu begrenzen, kann man die Treiberstufe für den Endtransistor so entwerfen, daß sie eine Basisansteuerung liefert, welche zu klein ist, um einen übermäßigen Kollektorstrom des Endtransistors fließen zu lassen. Typischerweise sieht man in der Gleichstromversorgung für den Kollektorkreis der Treiberstufe eine RC-Entkoppelschaltung vor, um die Versorgungsgleichspannung bei erhöhter Belastung der Treiberstufe herabzusetzen. Solch eine RC-Entkoppelschaltung verbraucht relativ große Leistungsmengen, insbesondere, wenn für die Treiberstufe eine große Versorgungsgleichspannung nötig wird.

Bei einer Versorgungsspannungsregelschaltung, bei welcher das Tastverhältnis eines Schalttransistors verändert wird, wie bei einer Wessel-Ablenkschaltung, bei der der Horizontalendtransistor auch als Regelschalter arbeitet, führt die Verwendung einer transformatorgekoppelten Basistreiberschaltung zu Schwankungen der Treiberamplitude mit Änderungen des Tastverhältnisses. Änderungen des Tastverhältnisses neigen auch dazu, zu zusätzlichen Beanspruchungen des Schalter- oder Horizontalendtransistors zu führen. Man muß dann einen Kompromiß machen, wenn man die Betriebsbedingungen für Durchlaß- und Sperrsteuerung festlegt.

Bei einer Treiberschaltung mit einem Rücklaufkonverter leitet der Treibertransistor während der Sperrzeit des Schalttransistors. Der mittlere Kollektorstrom des Treibertransistors nimmt mit zunehmender Einschaltzeit des Schalttransistors ab. Bei einer stabilen Versorgungsspannung für die Treiberstufe würde dann der Durchlaßbasisstrom im Treibertransistor unerwünscht absinken.

Ein Merkmal der Erfindung besteht im Vorsehen einer Gleichspannungsquelle für die Treiberstufe des Horizontalendtransistors _t welche eine relativ hohe Quellenimpedanz hat. Damit würden Änderungen des von der Treiberstufe entnommenen mittleren Stromes zu einer kompensierenden Änderung der Treiberversorgungsspannung führen, so daß unerwünschte Änderungen des Basisstroms des Endtransistors verringert würden. Eine solche hochohmige Versor-

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gungsgleichspannungsquelle sollte für einen Betrieb mit niedriger Verlustleistung bemessen sein und eine relativ hohe Kollektorgleichspannung mit einer niedrigen Wechselspannungswelligkeit liefern.

Bei einer Anordnung gemäß der Erfindung ist eine Kaskadengleichrichterschaltung an eine Rücklauftransformatorwicklung angekoppelt, um eine Versorgungsgleichspannung für die Kollektorlastschaltung der Treiberstufe zu liefern. Die Kaskadengleichrichterschaltung enthält einen ersten Kondensator in Reihe mit der Rücklauftransformatorwicklung und einen zweiten Kondensator parallel zur Kollektorlast für die Siebung der Versorgungsgleichspannung.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist eine Ablenkgenerator- und Treiberschaltung eine Ablenkwicklung und einen Hinlaufschalter auf, der unter Steuerung durch ein ablenkfrequentes Schaltsignal einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung fließen läßt. Die Treiberstufe wird gesteuert durch ein ablenkfrequentes Steuersignal und erzeugt ein ablenkfrequentes Schaltsignal. Mit der Treiberstufe ist eine Koppelschaltung verbunden, welche das ablenkfrequente Schaltsignal einem Hinlaufschalter zu dessen Steuerung zuführt.

Eine Quelle einer ablenkfrequenten Wechselspannung erzeugt während eines Rücklaufintervalls jedes Ablenkzyklus eine Impulsspannung einer ersten Polarität und während eines Hinlaufintervalls jedes Ablenkzyklus eine Hinlaufspannung entgegengesetzter Polarität. Eine mit der Quelle und der Treiberstufe gekoppelte Versorgungsschaltung liefert einen Laststrom an die Treiberstufe an einem Ausgangsanschluß der Gleichspannungsversorgungsschaltung.

In Reihe mit der Quelle liegt ein erster Kondensator, der zu seiner Aufladung durch die Hinlaufspannung während des Hinlaufintervalls mit einem ersten Gleichrichter gekoppelt ist. Ein zweiter Kondensator ist mit dem Ausgangsanschluß gekoppelt.

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Ein zweiter Gleichrichter ist mit der Quelle und dem zweiten Kondensator gekoppelt und liefert während des Rücklaufintervalls die am ersten Kondensator auftretende Hinlaufintervallspannung in Reihe mit der Impulsspannung zur Erzeugung einer Gleichspannung am zweiten Kondensator. Die Impulsspannung lädt den ersten Kondensator während des RücklaufIntervalls auf eine Spannung einer Polarität auf, die entgegengesetzt derjenigen ist, die am ersten Kondensator während des HinlaufintervalIs entsteht, und auf eine Spannungsgröße, die eine Versorgungsgleichspannung entstehen läßt, welche eine wesentlich niedrigere Amplitude als die Impulsspannung hat.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigt die einzige Figur eine Horizontalablenkgenerator- und Treiberschaltung gemäß der Erfindung .

Bei der in der Figur gezeigten Horizontalablenkgenerator- und Treiberschaltung 10 ist eine Wechselspannungsquelle 20, wie etwa die Netz leitung oder die Hauptversorgungsspannung, über einen EIN/AUS-Schalter 13 mit den Eingangsanschlüssen 21 und 22 eines Brückengleichrichters 25 gekoppelt. Zwischen einem Ausgangsanschluß 23 des Gleichrichters 25 und einen Masse- oder Stromrücklaufanschluß 24 ist ein Filterkondensator 26 gekoppelt. Am Anschluß 23 entsteht eine gefilterte, aber ungeregelte Eingangsgleichspannung V., beispielsweise von +150 Volt.

Eine Regelschaltung 27 für den Schalter liefert eine geregelte B -Betriebsspannung von beispielsweise+123 Volt an einem Anschluß 31, die aus der ungeregelten Eingangsspannung V₁ abgeleitet wird. Die Regelschaltung 27 enthält die Reihenschaltung einer Wicklung 28c eines Horizontalausgangs- oder Rücklauftransformators 28 mit einer Induktivität 29 und einem gesteuerten Siliziumgleichrichter SCR 30, und diese Reihenschaltung liegt zwischen dem Anschluß 23 und dem B -Betriebsspannungsanschluß 31. Zwischen dem Anschluß 31 und dem Masseanschluß 24 liegt ein Filterkondensator 32 für die Horizontalfrequenz.

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Eine übliche Impulsmodulatorschaltung 33 führt dem SCR 30 einen Tastimpuls zu einem steuerbaren Zeitpunkt innerhalb des Hinlaufintervalls jedes Horizontalablenkzyklus zu. Der SCR 30 leitet Strom vom Anschluß 23 zur Aufladung des Filterkondensators 32. Der SCR wird innerhalb des Horizontalrücklaufintervalls jedes Ablenkzyklus durch Zuführung einer negativen Rücklaufimpulsspannung 128c zur Induktivität 29 und zum SCR 30 in den Sperrzustand kommutiert.

Der Anschluß 31 für die B⁺-Betriebsspannung ist über eine Primärwicklung 28a des Rücklauftransformators 28 mit einer Horizontalablenkwicklung 35a eines Horizontalablenkgenerators 34 gekoppelt, der die Reihenschaltung der Horizontalablenkwicklung 35 mit einem Hinlaufkondensator 36 sowie einen Rücklaufkondensator 3.7 und einen Hinlaufschalter 38 mit einem Horizontalendtransistor 39 und einer Dämpfungsdiode 40 enthält. Die Rücklaufimpulsspannungen, die an der Horizontalablenkwicklung 35 entstehen, werden der Primärwicklung 28a des Rücklauftransformators 28 zugeführt, durch eine Hochspannungssekundärwicklung 28d angehoben und durch eine Diode 41 zu einer Beschleunigungsgleichspannung für die Endanode, also einer Hochspannung, an einem Anschluß U für eine Bildröhre des Fernsehempfängers gleichgerichtet. Andere Sekundärwicklungen des Rücklauftransformators 28, etwa eine Wicklung 28b, werden benutzt zur Erzeugung von Hilfsgleichspannungen für die Versorgung von Schaltungen wie etwa eines Bildröhrentreibers oder der Vertikalablenkschaltungen, der Video- und/oder Tonschaltungen. Am Anschluß 73 wird aus einer an der Rücklauftransformatorwicklung 28b entstehenden Impulsspannung 128b nach Gleichrichtung durch eine Diode 71 und Filterung durch einen Kondensator 72 eine Versorgungsgleichspannung von +180 Volt erzeugt.

Die Ströme, welche von den mit den verschiedenen Sekundärwicklungen des Rücklauftransformators 28 gekoppelten Lastschaltungen entnommen werden, erscheinen in der Primärwicklung 28a als Laststromkomponenten, die auch eine Gleichstromkomponente im Kollektorstrom des Horizontalendtransistors 39 bilden.

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Der Horizontalendtransistor 39 wird in jedem Ablenkzyklus durch ein ihm von einer Horizontaloszillator- und Treiberschaltung 12 zugeführtes Basistreibersignal in den Leitungszustand und aus dem Leitungszustand gesteuert. Die Horizontaloszillator- und Treiberschaltung 12 enthält einen üblichen Horizontaloszillator 42, einen Treibertransistor 43 und einen Treibertransformator 44. Die Primärwicklung 44a des Treibertransformators 44 ist an den Kollektor des Treibertransistors 43 angeschlossen und seine Sekundärwicklung 44b ist über einen Widerstand 61 an die Basis des Horizontalendtransistors 39 angeschlossen. Ein Dämpfungswiderstand 45 und ein Kondensator 46 liegen zwischen dem Kollektor des Treibertransistors 43 und Masse. An einem Ausgangsanschluß 57 entsteht eine Kollektorgleichspannung V für die Versorgung des Treibertransistors 43, und sie wird über einen Widerstand 53 der Primärwicklung 44a des Treibertransformators zugeführt. Ein überbrükkungskondensator 54 ist an einen Anschluß 58 angekoppelt, welcher den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 53 und der Wicklung 44a bildet.

Der Horizontaloszillator 42 erzeugt eine ablenkfrequente (1/T„) RechteckschaItspannung 142, die der Basis des Treibertransistors 43 zugeführt wird. Der Treibertransistor 43 kehrt diese Rechteckspannung 142 um und verstärkt sie. Der Treibertransformator 44 führt die invertierte und verstärkte Rechteckspannung der Basis des Horizontalendtransistors 39 zu. Die Wicklungen des Transformators sind so geschaltet, daß der Treibertransistor 43 und der Horizontalendtransistor 39 nicht gleichzeitig leiten. Eine solche Anordnung nennt man eine Rücklaufkonverterschaltung.

Der Treibertransistor 43 wird eingeschaltet durch die positiv gerichtete Flanke der Rechteckspannung 142, und dabei wird dem Basis-Emitter-Übergang des Endtransistors 39 eine negative Spannung zugeführt. Nach Ablauf des Speicherzeitverzögerungsintervalls, welches durch das Vorhandensein überschüssiger Ladungen in der Basiszone des Horizontalendtransistors 39 verursacht ist, wird der Kollektorstrom des Endtransistors gesperrt, und es beginnt ein neues RücklaufIntervall. Der Treibertransistor 43 lei-

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tet während des Intervalls des positiven Teils der ablenkfrequenten Rechteckschwingung 142, welche das gesamte Horizontalrücklauf Intervall und die Anfangsteile des HorizontalhinlaufintervalIs umfaßt.

Während der Treibertransistor 43 leitet, nämlich in der Sperrperiode des Endtransistors 39, wird Energie im Treibertransformator 44 gespeichert, wenn Strom vom Anschluß 58 durch die Primärwicklung 44a des Treibertransformators fließt. Der Treibertransistor 43 wird gesperrt, wenn seiner Basis die negativ gerichtete Flanke der ablenkfrequenten Rechteckspannung 142 zugeführt wird. Dann hört der Strom in der Primärwicklung 44a auf zu fließen, und es entsteht eine positive Spannung an dem nicht mit einem Punkt versehenen Anschluß der Sekundärwicklung 44b. Die positive Spannung erzeugt einen in Durchlaßrichtung fließenden Basisstrom im Endtransistor 39, wodurch dieser etwas vor der Mitte des Horizontalhinlaufintervalls in die Sättigung gebracht wird. Im Treibertransformator 44 muß während des Leitens des Treibertransistors 43 eine genügende Energiemenge gespeichert werden, damit der Horizontalendtransistor 39 während des gesamten nachfolgenden Leitungsintervalls des Endtransistors in der Sättigung betrieben werden kann.

Der Horizontaloszillator 42 kann beispielsweise als integrierte Schaltung ausgebildet sein und die ablenkfrequente Rechteckspannung 142 unmittelbar der Basis des Treibertransistors 43 ohne zwischengeschaltete Pufferstufen zuführen. Integrierte Schaltungen sind typischerweise so ausgebildet, daß sie niedrige Ausgangsströme liefern. So kann ein als integrierte Schaltung hergestellter Horizontaloszillator 42 einen Durchlaßtreiber-Basisstrom relativ kleiner Amplitude an den Treibertransistor 43 liefern. Verwendet man für den Horizontaltreiber 43 einen Transistor niedriger Stromverstärkung Beta, dann muß am Anschluß 57 eine relativ hohe Kollektorbetriebsspannung V_ entstehen, damit der Treibertransformator 44 während des Leitens des Treibertransistors 43 eine genügende Energiemenge speichert, um den Horizontalendtransistor 39 richtig anzusteuern. Ein einschränkender Faktor

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bei der Wahl der Größe der Spannung V ist die Kollektor-Sperrdurchbruchsspannung des Treibertransistors 43. Bei den in der
Figur vermerkten typischen Werten entsteht am Anschluß 58 eine
Gleichspannung von +90 Volt und am Anschluß 57 eine Gleichspannung V von +150 Volt, wenn durch den Widerstand 53 ein mittlerer Laststrom I_Q von etwa 34 mA fließt.

Vernachlässigt man den im Widerstand 55 fließenden Strom, dann
stellt der Strom I₀ den in der Primärwicklung 44a und im Kollektor des Treibertransistors 43 fließenden mittleren Strom dar.
Dieser mittlere Laststrom I_Q hängt von den Basistreibererfordernissen für den Horizontalendtransistor 39 und von der Konstruktion des Treibertransformators 44 ab. Der Widerstand 55 liefert den Anfangsstrom in der Wicklung 44a während des AnlaufIntervalls, das unmittelbar nach Schließen des EIN/AUS-Schalters 13 folgt,
damit der Ablenkgenerator 34 zu arbeiten beginnen kann. Im
Dauerzustand, nachdem die Spannung V am Anschluß 57 erschienen ist, wird der größte Teil des Strombedarfs der Wicklung 44a
vom Anschluß 57 geliefert.

Die Kollektorbetriebsspannung V wird von einer Gleichspannungs-Versorgungsschaltung 48 geliefert, die zwischen den Anschluß 57 und die Sekundärwicklung 28b des Rücklauftransformators 28 geschaltet ist. Die Wicklung 28b ist so gepolt, daß die an der Wicklung vorhandene Impulsspannung 128b während des Horizontalrücklaufintervalls am Anschluß 59 eine positive Rücklaufimpulsspannung der Amplitude V und während des HorizontalhinlaufIntervalls eine negative Ablenkspannung der Amplitude V entstehen läßt.

Die Gleichspannungsversorgungsschaltung 48 enthält zwei Kondensatoren 49 und 50 zusammen mit zwei Gleichrichtern, nämlich den Dioden 51 und 52, die als Kaskadengleichrichter in einer
Cockroft-Walton-Schaltung angeordnet sind. Der Kondensator 49
der Schaltung 48 liegt damit in Reihe mit der Rücklauftransformatorwicklung 28b. Das vom Anschluß 59 abgewandte Ende des Kondensators 49 ist an einem Anschluß 56 an die Verbindung zwischen den Dioden 51 und 52 angeschlossen.

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Während eines Intervalls einer ersten Polarität der Impulswechselspannung 128b, also während des HorizontalhinlaufIntervalls, leitet die Diode 51 und lädt den Kondensator 4 9 auf eine Spannung der Größe V mit einer ersten Polarität auf, so daß der Anschluß 59 negativ gegenüber dem Anschluß 56 ist. Während des entgegengesetzten Polaritätsintervalls der Impulswechselspannung 128b, also während des HorizontalrücklaufIntervalls, ist die Diode 51 in Sperrichtung vorgespannt und die Diode 52 wird leitend. Der Kondensator 49 wird durch die Rücklaufimpulsspannung entladen, und je nach dem Wert des Kondensators 49 kann er sogar auf eine Spannung der entgegengesetzten Polarität aufgeladen werden, so daß der Anschluß 59 nun positiv gegenüber dem Anschluß 56 wird.

Jeglicher Polaritätsumkehr am Kondensator 4 9 während des Horizontalrücklaufintervalls ist die Summe der Spannungen an den Kondensatoren 49 und 50 gleich der RücklaufimpulsSpannungsamplitude V Wählt man den Kondensator 50 genügend groß,, dann entsteht am Anschluß 57 eine gut gesiebte Gleichspannung V , wenn ein gegebener Laststrom I_Q im Treibertransistor 43 und im Treibertransformator 44 fließt.

Im Gleichgewichts- oder Dauerzustand wird die in jedem Ablenkzyklus vom Kondensator 50 durch den Laststrom I₀ entnommene Ladung während jedes HorizontalrücklaufIntervalls erneuert, wenn die Diode 52 leitet und die Diode 51 in Sperrichtung vorgespannt ist. Die Erneuerungsladung für den Kondensator 50 erhält man aus der Entladung des Kondensators 49 durch die Rücklaufimpulsspannung der Amplitude V , welche an der in Reihe mit dem Kondensator 49 liegenden Wicklung 28b auftritt. Wählt man für den Kondensator 49 einen relativ kleinen Wert, dann entlädt sich der Kondensator zur Lieferung der Erneuerungsladung weit genug, um die Polarität umzukehren und sogar eine Spannung entgegengesetzter Polarität hervorzubringen, deren Größe ein wesentlicher Bruchteil der Rücklaufimpulsamplitude V_r ist.

Es sei ein Beispiel mit den in der Zeichnung angegebenen Werten für die Komponenten betrachtet, wobei die Impulsspannung 128b

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eine von Spitze zu Spitze gemessene Amplitude von 200 Volt hat, die Ablenkspannung V 20 Volt betrage, die Rücklaufspannung V

O -L.

180 Volt und der mittlere Laststrom I₀ 34 rtiA betrage. Die Welligkeitswechselspannung an dem Kondensator 50, dessen Wert 4,7 iiF beträgt, ist kleiner als ein Volt. Während des Horizontalhinlaufintervalls leitet die Diode 51 und lädt den Kondensator 49 auf eine negative Spannung von -20 Volt auf, welche die gleiche Amplitude wie die Äbtastspannung V hat. Bei einer relativ kleinen. Größe des Kondensators 49, welche gemäß der Figur 0,022 \iF beträgt, muß der Kondensator 49 während des RücklaufintervalIs auf eine positive Spannung von etwa +75 Volt aufgeladen werden, um die Erneuerungsladung für den Kondensator 50 zu liefern, welche der Laststrom I_Q von 34 mA während eines vollständigen Ablenkzyklus entnommen hatte. Im Gleichgewichtszustand ist daher die am Kondensator 50 entstehende Versorgungsspannung V etwa gleich der Differenz zwischen der Rücklaufspannungsamplitude V_r von +180 Volt und der während des Rücklaufs am Kondensator 49 entstehenden Spannung von +75 Volt, und damit erhält man eine Versorgungsspannung von +105 Volt.

Da der in Reihe geschaltete Kondensator 49 im Vergleich zum Kondensator 50 einenrelativ kleinen Wert hat, nämlich im vorliegenden Beispiel etwa 200 mal kleiner, und weil der Kondensator 49 einen relativ kleinen Wert hinsichtlich der Größe des Laststromes hat, welcher vom Äusgangsanschluß 57 wegfließt, bewirkt die Kaskadengleichrichterschaltung 48,obwohl sie eine relativ gut gesiebte Versorgungsspannung V_ liefert, nur eine relativ schwache Regelung bei Laststromänderungen, wie es aus noch zu erläuternden Gründen erwünscht ist. Sollte der mittlere Laststrom Iq beispielsweise anwachsen, dann muß der Kondensator 49 in jedem Ablenkzyklus eine größere Erneuerungsladung am Anschluß 57 liefern. Hat der Kondensator 49 einen relativ kleinen Wert, dann kann diese Erneuerungsladung nur geliefert werden, wenn die am Kondensator während des Rücklaufs entstehende positive Spannung wesentlich vergrößert wird, weil die negative Spannung am Kondensator während des Hinlaufs im wesentlichen auf dem Wert der Ablenkspannung V gehalten wird. Solch ein Anwachsen der positiven Spannung

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am Kondensator 49 erfolgt nur, wenn die Betriebsspannung V im Gleichgewichtszustand infolge anwachsender Belastung nennenswert herabgesetzt wird.

Indem man für den Reihenkondensator 49 einen relativ kleinen Wert wählt, arbeitet die Kaskadengleichrichterschaltung 48 als Spannungsquelle mit relativ hoher Serienimpedanz für den vom Ausgangsanschluß 57 entnommenen Laststrom, wie sich durch die Abnahme der Ausgangsbetriebsspannung V„ bei Anwachsen des Laststromes I_n zeigt. Durch Verwendung der hochohmigen Kaskadengleichrichterschaltung gemäß der Figur als Gleichspannungsversorgungsschaltung 48, kann am Anschluß 57 eine Kollektorbetriebsspannung V entstehen, welehe eine wesentlich kleinere Amplitude als die Spitzenspannung V hat, die durch die Impulsspannung 128b erzeugt wird. Würde man eine übliche Spannungsquelle zur Lieferung der Spannung V benutzen, wie etwa eine Spannungsquelle, welche den Rücklaufspannungsteil der Impulsspannung 128b gleichrichtet, dann würden Spannungsunterschiede zwischen der Rücklaufimpulsamplitude V und der Betriebsgleichspannung V über einem Reihenwiderstand abfallen und somit zu einer unerwünschten Verlustleistung führen.

Eine schwache Regelung der Kollektorbetriebsspannung V für den Treibertransistor 43 ist aus verschiedenen Gründen erwünscht. Bei Funkenüberschlägen in der Bildröhre sind der Anodenanschluß U und die Hochspannungswicklung 28d relativ stark belastet, und daher fließen hohe Lastströme in der Primärwicklung 28a und im Kollektor des Horizontalendtransistors 39. Um den Kollektorstrom des Horizontalendtransistors 39 bei Bildröhrenüberschlägen zu begrenzen und auf diese Weise die Beanspruchung und mögliche Schäden des Transistors einzuschränken, ist es zweckmäßig, das Basisansteuersignal des Transistors zu begrenzen. Für viele oberwellenabgestimmte Rücklauftransformatoren, insbesondere bei Abstimmung auf die dritte Oberwelle, wachsen die Rücklaufimpulsspannungen in vielen der Wicklungen des Rücklauftransformators bei Funkenüberschlägen an, obwohl die Hochspannungswicklung stark belastet ist. Daher steigt die Amplitude V der Rücklaufimpulsspannung, welche an der Wicklung 28b des Rücklauftransformators

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entsteht, bei Bildröhrenüberschlägen, und damit neigt die Betriebsspannung V zum Anwachsen. Weil jedoch die Betriebsspannungsversorgungsschaltung 48 eine hochohmige Schaltung ist, wirkt der anwachsende Laststrom I₀, welcher vom Anschluß 57 wegfließt, der Tendenz des Anwachsens der Rücklaufimpulsamplitude mit entsprechender Vergrößerung der Betriebsspannung V entgegen. Damit ■begrenzt die Kaskadengleichrichterschaltung 48 den Wert des Laststroms I₀, der vom Treibertransistor 43 und vom Treibertransformator 44 entnommen werden kann, und damit wird das Basistreibersignal des Horizontalendtransistors 39 bei Bildröhrenüberschlägen begrenzt.

Bei vielen Farbfernsehempfängern wird für eine Sperrung der Horizontalablenkgenerator- und Treiberschaltung gesorgt, wenn die Anodenhochspannung am Anschluß U über zulässige Werte hinaus anwachsen sollte. Wie die Figur zeigt, entsteht an der Wicklung 28e des Rücklauftransformators eine Rücklaufimpulsspannung 128e, die an einem Anschluß A einer Verriegelungssperrschaltung 47 zugeführt wird. Wenn die Amplitude der Rücklaufimpulsspannung 128e zulässige Grenzen überschreitet, dann wird die Verriegelungssperrschaltung in Betrieb genommen und liefert einen Durchlaßbasisstrom an den Treibertransistor 43, um diesen ständig leitend zu halten, solange die Verriegelungsschaltung aktiviert ist. Weil der Treibertransistor 43 ständig leitet, kann der Horizontalendtransistpr 39 seine Schaltfunktion nicht ausüben, sondern er bleibt ständig gesperrt und verhindert damit, daß am Anodenanschluß ü weiterhin Spannung entsteht. Die hochohmige Kaskadengleichrichterschaltung 48 begrenzt damit die Beanspruchung für den Treibertransistor 43, wenn die Verriegelungssperrschaltung 47 aktiviert ist, indem der maximale Laststrom I_Q begrenzt wird, der bei ständig leitendem Treibertransistor 43 fließen kann.

Nach Invertierung durch den Treibertransistor 43 wird die ablenkfrequente Rechteckschaltspannung 142 über eine Wechselstromkopplung durch den Treibertransformator 44 auf die Basis des Horizontalendtransistors 39 gekoppelt. Bei Änderungen des Tastverhält-

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riisses der ablenkfrequenten Rechteckspannung 142 treten Spitzenwertschwankungen der rechteckigen Basistreiberspannung auf, die an der Sekundärwicklung 44b des Treibertransformators entsteht. Damit schwankt unerwtinschterweise das Basisansteuersignal für den Horizontalendtransistor 39.

Für eine Horizontaloszillatorschaltung 42, die mit festem Tastverhältnis arbeitet, wird eine enge Toleranz des Tastverhältnisses der Rechteckspannung 142 typischerweise durch Verwendung von Präzisionskomponenten an kritischenStellen der Horizontaloszillatorschaltung eingehalten. Benutzt man dagegen die Gleichrichterschaltung gemäß der Darstellung, dann ist keine relativ enge Toleranz für das Tastverhältnis der Rechteckspannung 142 mehr erforderlich, und damit wird die Notwendigkeit kostspieliger eng tolerierter Komponenten im Horizontaloszillator 42 minimal gehalten. Sollte beispielsweise die Einschaltzeit des Horizontaltreibertransistors 43 abnehmen, dann steigt die Einschaltzeit des Horizontalendtransistors 39 an. Bei einer Wechselspannungskopplung der Basistreiberspannung zum Endtransistor führt ein Anwachsen der Einschaltzeit des Endtransistors zur Abnahme der positiven Basisspannung an der Wicklung 44b. Weil jedoch die Einschaltzeit des Treibertransistors 43 abgenommen hat, neigt auch der Laststrom I_Q zum Abnehmen. Die Versorgungsgleichspannung V_c neigt damit zu einem kompensierenden Anwachsen. Aus ähnlichen Gründen läßt sich eine hochohmige Kaskadengleichrichterschaltung mit Vorteil benutzen, wenn das Tastverhältnis des Horizontaloszillatorausgangssignals zum Zwecke der Regelung der Betriebsspannung B+ moduliert wird, wie es bei Wessel-Regel-, und Ablenkschaltungen der Fall ist.

Horizontaloszillatorschaltungen, die als integrierte Schaltung ausgebildet sind, erfordern typischerweise eine relativ große Kollektor-Betriebs-Gleichspannung für den Treibertransistor von 60 Volt oder mehr. Dieses Erfordernis führt zusammen mit dem Erfordernis relativ schwacher Lastregelung oder hochohmiger Quellenimpedanz zu Einschränkungen für die Benutzung einer relativ großen Rücklaufimpulsspannung, wie +180 Volt, für den Rücklauf-

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impuls, der an der Wicklung 28b des Rücklauftransformators gemäß der beiliegenden Figur entsteht. Die dargestellte Kaskadengleichrichterschaltung verträgt sich in wirtschaftlicher Hinsicht bei relativ geringer Verlustleistung mit diesen Einschränkungen für die Kollektorbetriebsspannung des Treibertransistors..

Bei einem anderen Beispiel können der dargestellte Widerstand und der Kondensator 54 entfallen, so daß der Anschluß 57 unmittelbar mit dem Anschluß 58 verbunden ist. Um eine Kollektor-Betriebs-Gleichspannung V von 60 Volt am Anschluß 57 zu erhalten, wenn ein Laststrom I₀ von 29mA vom Anschluß 57 zur Treibertransformatorwicklung 44a fließt, wird der Reihenkondensator 49 mit 0,01 μΡ bemessen. Im Sinne einer wenigstens minimal notwendigen Siebung der Spannung V_ wird der Wert des Kondensators 50 mit 0,1 iiF gewählt. Der Wert des Reihenkondensators 49 ist genügend klein bei dem gegebenen Laststrompegel von 29 mA, um eine nennenswert herabgesetzte Spannung V von 60 Volt zu liefern, selbst wenn die Rücklaufimpulsspannung wesentlich größer ist, nämlich bei 180 Volt. Der Reihenkondensator 49 hat im Gegensatz zu üblichen Spannungsverdopplerschaltungen einen genügend kleinen Wert, so daß er nach seiner Aufladung durch die Hinlaufspannung auf eine Spannung V einer ersten Polarität durch die Rücklaufspannung V entladen und auf eine Spannung V - V entgegengesetzter Polarität umgeladen wird.

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Claims

PATENTANWÄLTE '

DR. DIETER V. BEZOLD

DIPL. ING. PETER SCHÜTZ 3044967

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MAR1A-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86 02 60

D-eOOO MUENCHEN 86

ZUGELASSEN BEIM EUROPAISCHEN PATENTAMT

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TELEFON 089/4 70 60 06 TELEX 522 638 TELEGRAMM SOMBEZ

RCA 74,541 Sch/Vu
U.S. Ser. No. 098,923
vom 30. November 1979

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

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[I) Ablenkgenerator- und Treiberschaltung mit einer Ablenkwicklung, einem durch ein ablenkfrequentes Schaltsignal gesteuerten Hinlaufschalter zur Erzeugung eines Ablenkstromes in der Ablenkwicklung, mit einer durch ein ablenkfrequentes Steuersignal angesteuerten Treiberstufe, welche das ablenkfrequente Schaltsignal erzeugt, mit einer das ablenkfrequente Treibersignal von der Trei berstufe zum Hinlaufschalter führenden Koppelschaltung zur Steuerung des Leitungszustandes des Hinlaufschalters, mit einer Quelle einer ablenkfrequenten Wechselspannung, die während eines Rücklaufintervalls jedes Ablenkzyklus eine Impulsspannung einer ersten Polarität erzeugt und während eines HinlaufintervalIs jedes Ablenkzyklus eine Hinlaufspannung der entgegengesetzten Polarität erzeugt, mit einer Versorgungsgleichspannungsschaltung,

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die mit der Quelle und der Treiberstufe gekoppelt ist und einen Laststrom für die Treiberschaltung an einem Ausgangsanschluß der Versorgungsspannungsschaltung liefert, dadurch gekennzeichnet , daß die Versorgungsspannungsschaltung enthält einen ersten Kondensator (49), der in Reihe mit der Quelle (28b) geschaltet ist, einen an den ersten Kondensator (49) angeschlossenen ersten Gleichrichter(51)zur Aufladung des ersten Kondensators aus der Hinlaufspannung während des Hinlaufintervalls, einen mit dem Ausgangsanschluß (57) gekoppelten zweiten Kondensator (50) und einen zweiten Gleichrichter (52), der mit der Quelle (28b) und dem zweiten Kondensator gekoppelt ist und während des RücklaufIntervalls die am ersten Kondensator (49) entstehende Hinlaufintervallspannung in Reihe mit der Impulsspannung schaltet, um am zweiten Kondensator (50) eine Versorgungsgleichspannung entstehen zu lassen, wobei die Impulsspannung den ersten Kondensator (49) während des RücklaufintervalIs auf eine Spannung entgegengesetzter Polarität wie die am ersten Kondensator während des HinlaufintervalIs entstehende Spannung mit einer Amplitude auflädt, die zu einer Versorgungsgleichspannung wesentlich geringerer Amplitude als die Impulsspannung führt.
2) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des ersten Kondensators (49) kleiner als der Wert des zweiten Kondensators ist.
3) Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hinlaufschalter einen Endtransistor (39) enthält, der mit einer ersten Wicklung (28a) eines Rücklauftransformators

(28) gekoppelt ist, daß ferner eine Hochspannungswicklung (28d) des Rücklauftransformators mit einer Endanodenlastschaltung gekoppelt ist und daß eine Sekundärwicklung (28b) des Rücklauftransformators die Quelle der ablenkfrequenten Wechselspannung bildet.
4) Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die das ablenkfrequente Schaltsignal erzeugende Schaltung einen Treibertransformator (44) mit einer ersten, an den Kollektorkreis

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der Treiberstufe (43) angeschlossenen Wicklung (44a) und mit einer zweiten, an den Basiskreis des Endtransistors (49) angeschlossenen Wicklung (44b) umfaßt.
5) Schaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen Oszillator (42), welcher das ablenkfrequente Steuersignal (142) mit einer Impulsbreitenmodulation erzeugt.
6) Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Treiberstufe (43) eine Sperrschaltung (47) gekoppelt ist, welche die Treiberstufe für einen Zeitraum im Leitungszustand hält, in welchem der normale Betrieb der Ablenkgenerator- und Treiberschaltung unterbunden ist.

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