JP2002135615A - フィードバック制御型容量性変圧機能を備えた偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は実効帰線容量を減少させる偏向回路
の提供を目的とする。 【解決手段】 本発明のビデオ表示偏向装置は第１及び
第２の帰線容量を含む。偏向巻線は、第１及び第２の
（帰線）容量と結合され帰線中に共振回路を形成する。
第１の容量に結合された第１スイッチングトランジスタ
は、選択偏向周波数に関連した周波数の第１制御信号に
応答し、第１帰線パルス電圧を第１の容量に発生させ、
第２スイッチングトランジスタは、第２の容量に結合さ
れ、第１制御信号に対して可変位相を有する第２制御信
号に応答し、第２の容量に第２帰線パルス電圧を発生さ
せる。第１及び第２帰線パルス電圧は、偏向巻線に印加
され偏向電流を生じる。偏向電流振幅を表すフィードバ
ック信号に応答する可制御型移相器は、第１制御信号に
対し第２制御信号の位相を変化させる。帰線容量性変圧
率の変化は偏向電流振幅の変化に対向する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、陰極線管（ＣＲ
Ｔ）の偏向回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＣＲＴ用の典型的な水平偏向回路は、た
とえば、帰線キャパシタによって与えられる帰線容量と
並列に接続された偏向ヨークの水平偏向巻線を含む。水
平偏向周波数で動作するスイッチングトランジスタの水
平出力は、リトレースキャパシタに供給される。電源電
圧は、スイッチングトランジスタに供給され、電源イン
ダクタンスを介して帰線キャパシタに供給される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】所定の偏向巻線インダ
クタンス及び電源電圧の大きさに対し、同じ偏向電流振
幅を生成するため要求される実効帰線容量は、高い偏向
周波数が利用されるとき、低い偏向周波数が利用される
ときよりも小さくしなければならない。したがって、水
平出力トランジスタに発生するフライバック電圧は、高
い方の偏向周波数で高くする必要がある。所定のスイッ
チングトランジスタ破壊電圧特性に対し、水平出力トラ
ンジスタに発生させることが許容される最大フライバッ
クパルス電圧は、利用できる許容可能な最大水平周波数
を制限する。したがって、水平出力トランジスタに発生
するフライバックパルス電圧を実質的に増加させること
なく、実効帰線容量を減少させることが望ましい。

【０００４】

【課題を解決するための手段】新規機能を具現化する水
平偏向回路は、偏向巻線と直列に接続されたスイッチン
グ型の第１及び第２の帰線キャパシタを含む。第１及び
第２のスイッチングトランジスタは、それぞれ、第１及
び第２の帰線キャパシタの両端に接続される。電源電圧
は、電源インダクタンスを介して、帰線キャパシタの間
の接合端子に接続される。スイッチングトランジスタ
は、第１の帰線容量の両端に第１の帰線パルス電圧を生
成し、第２の帰線容量の両端に第２の帰線パルス電圧を
生成するため、帰線中にスイッチが切られる。偏向巻線
の両端の帰線パルス電圧は、第１の帰線パルス電圧と第
２の帰線パルス電圧の合計に一致し、どちらよりも大き
い。偏向巻線の両端の帰線パルス電圧は、第１の容量と
第２の容量の比に比例する。これにより、容量性変圧が
実現される。同様に、偏向巻線と直列接続されたＳ字キ
ャパシタの両端の電圧は、第１の容量と第２の容量の比
に比例する。

【０００５】有利的には、各スイッチングトランジスタ
の両端に発生したピーク電圧は、偏向巻線の両端に発生
した加算帰線パルス電圧よりも実質的に小さい。その結
果として、所定のスイッチングトランジスタ破壊電圧特
性に対し、利用可能な最大走査周波数は、偏向巻線の両
端の全帰線パルス電圧が単一のスイッチングトランジス
タに発生される偏向回路における最大走査周波数よりも
大きい点が有利である。

【０００６】新規の機能を具現化する広範囲の周波数か
ら選択された周波数で動作するビデオ表示モニタにおい
て、フィードバック制御回路は、平均電源電流を表すフ
ィードバック信号に応答する。フィードバック制御回路
は、帰線期間中に、フィードバックループ中の一方のス
イッチングトランジスタのスイッチングタイミングを、
もう一方のスイッチングトランジスタのスイッチングタ
イミングに対し調整するため使用される。スイッチング
タイミング調整は、たとえば、選択された各偏向周波数
で同じ電源電流を獲得するため行われる。平均電源電流
は平均偏向電流と比例関係があるので、スイッチングタ
イミング調整は、たとえば、選択された各偏向周波数で
同じ電源電圧を使用して、実質的に同じ偏向電流振幅を
実現する。これにより、偏向回路の粗い調整が選択され
た各偏向周波数で獲得される。

【０００７】

【発明の実施の形態】本発明の特徴を具現化するビデオ
表示偏向装置は、第１の帰線容量及び第２の帰線容量を
含む。偏向巻線は、帰線期間中に共振回路を形成するた
め、第１の帰線容量及び第２の帰線容量と結合される。
周波数レンジから選択された偏向周波数に関連した周波
数の第１の制御信号の信号源が設けられる。第１の制御
信号に応答し、第１の帰線容量に結合された第１のスイ
ッチングトランジスタは、第１の帰線パルス電圧を第１
の帰線容量に発生させるため使用される。第１の制御信
号に対して可変位相を有する第２の制御信号に応答する
第２のスイッチングトランジスタが設けられる。第２の
スイッチングトランジスタは第２の帰線容量に接続さ
れ、第２の帰線容量に第２の帰線パルス電圧を発生させ
る。第１の帰線パルス電圧及び第２の帰線パルス電圧
は、偏向巻線に偏向電流を生じさせるため偏向巻線に印
加される。偏向電流の振幅を表すフィードバック信号に
応答する可制御型移相器が設けられる。可制御型移相器
は、第１の制御信号の位相に対して第２の制御信号の位
相を変化させるため使用される。帰線容量性変圧率は、
偏向電流の振幅が変化する傾向に対向するように変化す
る。

【０００８】

【実施例】図１の偏向回路１００は、たとえば、３１ｋ
Ｈｚから８０ｋＨｚまでの広いレンジの水平偏向周波数
から選択された水平偏向周波数ｆＨで動作する。偏向回
路１００は、電源電流サンプリング抵抗器Ｒｂを介して
電源電圧源Ｂ＋に接続された電源インダクタＬｂを含
む。インダクタＬｂは、抵抗器Ｒｂと、スイッチング水
平出力電界効果トランジスタＱ１のドレイン電極との間
に接続される。トランジスタＱ１は、約５０％のデュー
ティサイクルを有する水平ドライブ信号５０によって制
御される。電源インダクタＬｂとトランジスタＱ１のド
レイン電極との間にある接合端子５１は、帰線キャパシ
タＣ１に接続される。偏向巻線Ｌｙは、端子５１と、第
２の帰線キャパシタＣ２の端子５２との間に接続され
る。スイッチング電界効果トランジスタＱ２は、キャパ
シタＣ２と並列接続される。キャパシタＣ２とトランジ
スタＱ２のドレイン電極との間の接合端子５３は、巻線
Ｌｙにおける偏向電流ｉｙをＳ字状にするＳ字キャパシ
タＣｓに接続される。キャパシタＣｓは、たとえば、図
示されないスイッチを通常の方法で使用して、選択され
た偏向周波数ｆＨに応じて、選択可能な値をとる。たと
えば、キャパシタＣｓの値は、ｆＨ＝３１ｋＨｚで４７
０ｎＦであり、ｆＨ＝８０ｋＨｚで１８０ｎＦである。
要求される戻りリカバリー電流は、図示されないダンパ
ーダイオードの対を流れる。ダンパーダイオードの対
は、それぞれ、トランジスタＱ１及びＱ２の一体的な部
分に含まれる。

【０００９】図２の（ａ）−（ｃ）には、図１の回路の
動作を説明するため、偏向周波数ｆＨが３１ｋＨｚであ
るときの偏向電流ｉｙの波形が示されている。同様に、
図３の（ａ）−（ｃ）には、図１の回路の動作を説明す
るため、偏向周波数ｆＨが８０ｋＨｚであるときの偏向
電流ｉｙの波形が示されている。図１、図２の（ａ）−
（ｃ）及び図３の（ａ）−（ｃ）における類似した記号
及び番号は、類似したもの又は機能を表す。

【００１０】トレース期間中に、図１の両方のスイッチ
ングトランジスタＱ１及びＱ２はオンになる（ターンオ
ン）。トランジスタＱ１は、トランジスタＱ２が帰線を
開始する前に信号５０を操作することによってオフにな
る（ターンオフ）。トランジスタＱ１がターンオフした
とき、トランジスタＱ１は、偏向巻線Ｌｙと帰線キャパ
シタＣ１とを含む帰線共振回路を形成する。図２の
（ｂ）又は図３の（ｂ）における共振帰線パルス電圧Ｖ
１は、図１の巻線Ｌｙの端子５１で発生する。端子５１
の帰線パルス電圧Ｖ１は、キャパシタＣ３を介して、ダ
イオードＤ３のカソードとダイオードＤ６のアノードの
接合点で接合端子７０へ結合される。これにより、電圧
Ｖ１はダイオードＤ３で整流され、ダイオードＤ６を介
してキャパシタＣ４で積分される。キャパシタＣ４は、
端子５２とダイオードＤ６のカソードとの間で端子７１
に接続される。ダイオードＤ３は、帰線前にキャパシタ
Ｃ３を放電させる。キャパシタＣ４の容量とキャパシタ
Ｃ３の容量との比は、キャパシタＣ４に生ずる電源電圧
ＶＣ４の大きさを決める。電圧ＶＣ４は、トランジスタ
Ｑ２をターンオンさせるためトランジスタＱ２のゲート
電極へ印加される。

【００１１】トランジスタＱ１を制御する信号５０は、
信号５０に対し遅延したパルス信号５５を生成するた
め、パルス幅変調器（ＰＷＭ）コントローラ５４によっ
て形成された可制御型移相器に供給される。パルス信号
５５は、トランジスタＱ８のコレクタに発生し、パルス
変圧器Ｔ１の巻線Ｔ１ａを介して、スイッチングトラン
ジスタＱ３のベースに結合される。トランジスタＱ３の
エミッタは端子５２へ接続される。トランジスタＱ３の
コレクタは、抵抗器Ｒ１を介して、トランジスタＱ２の
ゲート電極に接続され、トランジスタＱ２のターンオフ
の時点を制御する。

【００１２】信号５５がロー（ＬＯＷ）状態である限
り、トランジスタＷＱ３は導通せず、キャパシタＣ４に
おける電圧ＶＣ４から生成されたトランジスタＱ２のゲ
ート電圧は、トランジスタＱ２をターンオン状態に保
つ。帰線期間中の制御可能な時点で、信号５５のハイ
（ＨＩＧＨ）状態への遷移がトランジスタＱ３をターン
オンする。その結果として、トランジスタＱ２の図示さ
れないゲート・ソース間容量は、抵抗器Ｒ１及びトラン
ジスタＱ３を介して放電される。抵抗器Ｒ１は、トラン
ジスタＱ２のゲートと、トランジスタＱ３のコレクタと
の間に接続される。抵抗器Ｒ１の低抵抗と、トランジス
タＱ３の導通とによって、トランジスタＱ２は高速にオ
ンからオフへ変化する。トランジスタＱ２が高速にオン
からオフへ変化するので、有利的に、低電力消費又はス
イッチング損失が実現される。

【００１３】トランジスタＱ２は、トランジスタがター
ンオフする時点に対し、可変若しくは可制御性の遅延時
間後にターンオフする。可変遅延時間は、フィードバッ
ク信号５９によって制御される可制御型移相器として動
作するＰＷＭコントローラ５４の動作によって決定され
る。図２の（ｂ）又は（ｃ）における各帰線期間ＲＥＴ
において、トランジスタＱ１に一体化されたダンパーダ
イオード（図示せず）は、トランジスタＱ２のターンオ
フ時間とトランジスタＱ１のターンオフ時間の時間差に
よって決まる時間差で導通する。

【００１４】トランジスタＱ２がターンオフしたとき、
帰線電圧Ｖ２はキャパシタＣ２で発生する。偏向巻線Ｌ
ｙの両端間の帰線パルス電圧は、帰線キャパシタＣ１に
発生した帰線パルス電圧Ｖ１と帰線キャパシタＣ２に発
生した帰線パルス電圧Ｖ２の合計である、図２の（ｃ）
又は図３の（ｃ）における加算信号Ｖ１＋Ｖ２と一致す
る。これにより、スイッチングトランジスタＱ１に発生
するパルス電圧Ｖ１のピークは、図２の（ｃ）又は図３
の（ｃ）の加算信号Ｖ１＋Ｖ２のピークよりも実質的に
小さくなるという利点が得られる。有利的に、トランジ
スタＱ２とキャパシタＣ２の回路が存在しない場合は超
える可能性があるスイッチングトランジスタＱ１の破壊
電圧特性を超えることなく、図１の偏向電流ｉｙの一定
の振幅を生成するため、より高い走査周波数を利用でき
るようになる。図２の（ｃ）又は図３の（ｃ）の加算信
号Ｖ１＋Ｖ２は、キャパシタＣｓの電圧ＶＣｓの平均値
を決定する。電圧ＶＣｓは、偏向電流ｉｙの振幅を決定
する。

【００１５】簡単のため、インダクタＬｂのインダクタ
ンスは大きいか、又は、無限大であると仮定する。この
場合、キャパシタＣｓにおける電圧ＶＣｓの平均値は、
トランジスタＱ１とＱ２が同時にターンオフしたときに
最大値をとり、電圧ＶＣｓの平均値は、

【００１６】

【数１】 によって表される。ここで、次の項

【００１７】

【数２】 は、容量性変圧率の最大値を表す。容量性変圧率の最小
値は、トランジスタＱ２が図２の（ｂ）又は図２の
（ｃ）の帰線期間ＲＥＴを通じてターンオンに保たれた
場合に得られる。その場合、図１のキャパシタＣ２は、
無限大のキャパシタであると考えられ、容量性変圧率の
最小値は値１と一致し、電圧ＶＣｓの平均値は電圧Ｂ＋
と一致する。このように、容量性変圧が行われる。容量
性変圧は、有利的には、フィードバック信号５９の操作
によって変更可能若しくは制御可能である。

【００１８】図示されない水平トレースの中心の前に、
信号５０は、通常通り、ロー状態からハイ状態へ変化す
る。これにより、トランジスタＱ１及びＱ６がターンオ
ンする。したがって、トランジスタＱ８及びＱ３はター
ンオフする。キャパシタＣ４における電圧によって抵抗
器Ｒ１及びＲ２に生じる電流は、トランジスタＱ３がオ
ンからオフへ遷移した後、抵抗器Ｒ２とトランジスタＱ
２の図示しないゲート・ソース間容量の時定数によって
決まるレートで、トランジスタＱ２のゲート・ソース間
容量（図示しない）を充電する。したがって、トランジ
スタＱ２のランプ上昇ゲート電圧は、トレースの中心よ
りも前に、トランジスタＱ２をターンオンする。ダイオ
ードＤ５は、キャパシタＣ４に発生する電源電圧を制限
し、トランジスタＱ２のゲートでの電圧オーバーシュー
トを取り除く。

【００１９】抵抗器Ｒｂを流れる電源電流の変化は、ト
ランジスタＱ４のコレクタ電流ｉＱ４の振幅を制御す
る。トランジスタＱ４は、電圧Ｂ＋に結合されたエミッ
タ抵抗器Ｒ５と、抵抗器ＲｂとインダクタＬｂの間に接
続されたベース電極とを有する。電流ｉＱ４は、インダ
クタＬｂの電源電流Ｉｓの瞬時値に比例するフィードバ
ック信号を与える。

【００２０】トランジスタＱ５におけるコレクタ電流ｉ
Ｑ５は、端子６０における入力制御信号によって制御さ
れる。入力制御信号は、直流分圧器を形成する抵抗器Ｒ
７と抵抗器Ｒ９の間で発生される。可制御信号ＨＯＲ．
ＡＭＰＬは、入力制御信号を発生するため、抵抗器Ｒ８
を介してトランジスタＱ５のベースに設けられた端子６
０へ供給される。入力制御信号は、たとえば、図示され
ないマイクロプロセッサによっても与えられる。入力制
御信号は、選択された各水平偏向周波数を精細に調整す
ることができる。

【００２１】トランジスタＱ４におけるコレクタ電流ｉ
Ｑ４と、コレクタ電流ｉＱ５の差は、電流積分キャパシ
タＣ６の両端間に発生される制御電圧ＶＣ６の大きさを
決める。キャパシタＣ６は、低周波数で高利得を生じ、
全域に亘って安定に動作する。キャパシタＣ７を介して
結合される左右の補正信号６１は、抵抗器Ｒ１１及び抵
抗器Ｒ６によって形成された回路網を介して、電圧ＶＣ
６と加算され、フィードバック信号５９を形成する。左
右の補正信号６１は、左右ラスタ歪み補正を行う。

【００２２】ＰＷＭコントローラ５４は、鋸波発生トラ
ンジスタＱ６を含む。矩形波信号５０は、信号５０がロ
ーからハイへ遷移した後に、トランジスタＱ６をターン
オンするため、キャパシタＣ８及び順方向バイアス型ダ
イオードＤ８を介して、トランジスタＱ６のベースへ容
量結合される。トランジスタＱ６がターンオンしている
とき、トランジスタＱ６のコレクタへ接続されたランプ
生成キャパシタＣ９は放電する。信号５０がハイからロ
ーへ遷移した後、トランジスタＱ６はターンオフし、キ
ャパシタＣ９は、ランプ信号若しくは鋸波信号５７を生
ずるため理想的な電流源として動作するトランジスタＱ
７を介して充電される。トランジスタＱ７のコレクタ電
流は、トランジスタＱ７のエミッタ抵抗器Ｒ１５と、直
列接続された抵抗器Ｒ１５及び抵抗器Ｒ１６によって形
成された分圧器とによって決まる。抵抗器Ｒ１５と抵抗
器Ｒ１６の間の接合端子５６はトランジスタＱ７のベー
スに結合される。

【００２３】フィードバック制御信号５９は、比較器５
８の非反転入力へ与えられる。キャパシタＣ９で発生し
た鋸波信号５７は、比較器５８の反転入力へ供給され
る。比較器５８のパルス幅変調出力信号６２は、抵抗器
Ｒ１７及びダイオードＤ９を介して、スイッチングトラ
ンジスタＱ８のベースへ結合され、信号５０に対し可制
御型遅延又は位相を有するパルス信号５５を生成するト
ランジスタＱ８をターンオンする。

【００２４】プルアップ抵抗器Ｒ１８は、電源電圧Ｖｃ
ｃと接合端子６３の間、並びに、抵抗器Ｒ１７とダイオ
ードＤ９のカソードの間に接続される。トランジスタＱ
８のエミッタは、電圧Ｖｃｃへ結合される。ダイオード
Ｄ１０は、接合端子６３に接続されたカソードと、信号
５０に結合されたアノードとを有する。ダイオードＤ１
０は、ドライブ信号５０の電位が正である限り、接合端
子６３の電位を正に保つことにより、トランジスタＱ１
よりも前にトランジスタＱ２がターンオフすることを防
止する。信号６２のロー状態は、信号５０がハイ状態で
ある限り、トランジスタＱ８をターンオンさせない。抵
抗器Ｒ１７は、ダイオードＤ１０に対する負荷抵抗器を
形成し、信号５０がダイオードＤ１０によってクランプ
去れることを阻止する。ダイオードＤ９は、ドライブ信
号５０のレベル変動に対する保護を与えるため、トラン
ジスタＱ８の閾値レベルを増加させる。

【００２５】たとえば、偏向巻線Ｌｙにおける偏向電流
ｉｙの振幅の増大は、抵抗器Ｒｂを流れる電源電流Ｉｓ
の平均値を増大させる。これにより電流ｉＱ４が増加
し、電圧ＶＣ６が増加する。電圧ＶＣ６が増加すること
により、帰線期間中に、トランジスタＱ２のターンオフ
時間が、トランジスタＱ１のターンオフ時間よりも遅延
する。かくして、偏向回路１００における容量性変圧率
は減少し、偏向電流ｉｙと電源電流Ｉｓを共に減少させ
る。したがって、補償が行われる。これに対し、偏向電
流ｉｙが減少すると、帰線期間中に、トランジスタＱ２
のターンオフ時間がトランジスタＱ１のターンオフ時間
よりも遅延する量は減少する。その結果として、偏向回
路１００の容量性変圧率は、偏向電流ｉｙと電源電流Ｉ
ｓを共に増加させるような形で増大する。

【００２６】選択された水平偏向周波数ｆＨが３１ｋＨ
ｚであるとき、図１のトランジスタＱ１は、図２の
（ｂ）の時点ｔ１付近でターンオフし、図１のトランジ
スタＱ２は、図２の（ａ）の時点ｔ２付近でターンオフ
する。同様に、選択された水平偏向周波数ｆＨが８０ｋ
Ｈｚであるとき、図１のトランジスタＱ１は、図３の
（ｂ）の時点ｔ１’付近でターンオフし、図１のトラン
ジスタＱ２は、図３の（ａ）の時点ｔ２’付近でターン
オフする。遅延時間、たとえば、図２の（ｂ）の時点ｔ
１から図２の（ａ）の時点ｔ２までの時間は、３１ｋＨ
ｚの選択されたす胃閉偏向周波数で、要求された図２の
（ｃ）の加算信号Ｖ１＋Ｖ２の振幅を生成するため、図
１のフィードバック信号によって自動調整される。容量
性変圧率を変更するため、図２の（ｂ）及び図２の
（ａ）における遅延時間ｔ１−ｔ２は、図２の（ｂ）及
び図２の（ａ）における遅延時間ｔ１’−ｔ２’よりも
長い。選択された各水平周波数で偏向電流ｉｙの大きさ
が同じである場合、図２の（ｂ）又は図３の（ｂ）の帰
線期間ＲＥＴの時間と、偏向周期の残りの部分との比
は、略一定である。１５％の左右変調に対する帰線時間
変動は、３１ｋＨｚで約２００ｎｓ、８０ｋＨｚで約８
０ｎｓである。

【００２７】本発明の特徴を実施する場合、電源電流Ｉ
ｓは偏向電流ｉｙの振幅と比例的な関係があるので、ス
イッチングタイミングを調整することによって、選択さ
れた各偏向周波数で同じ電源電圧Ｂ＋を使用して、偏向
電流ｉｙの振幅を実質的に同じにすることができる。こ
れにより、偏向電流ｉｙの粗い調整が選択された各偏向
周波数で行われる。微調整は、種々の偏向周波数におい
て主として偏向巻線Ｌｙの抵抗性損失の差を補償する上
記の入力制御信号６０を操作することにより達成され
る。したがって、安定性及び正確性が得られる点で有利
である。

【００２８】水平偏向周波数の急激な変化は、回路１０
０に望ましくない推移条件、又は、過剰な振動を生じさ
せる。したがって、スイッチングトランジスタＱ１及び
Ｑ２は、信号５９を生成する負フィードバックループが
安定状態の動作モードを再確立するまで、降伏領域で動
作しなければならない。この結果として、スイッチング
トランジスタＱ１及びＱ２は、一時的に大量にエネルギ
ーを散逸する。この散逸量の増加は、安全動作領域（Ｓ
ＯＡ）を超えない限り許容される。この余分な散逸量
は、ループのロックが外れる条件は数十ミリ秒に過ぎな
いので、最小限に抑えられる。ループのロックが外れる
時間は、キャパシタＣ６の値によって決まる。

【００２９】図１には、代替的な電流検知回路１０２が
示されている。この回路１０２は、インダクタＬｂが、
図示されない高電圧を発生するフライバック変圧器に包
含されたときに、有利な代替案である。電源電流Ｉｓを
検知するのではなく、回路１０２は、電流変圧器Ｔ２を
用いてトランジスタＱ１のコレクタ電流を検知する。変
圧器Ｔ２の１次巻線Ｔ２ａは、回路１００の端子５１と
端子５１ａの間に挟まれる。帰線キャパシタＣ１は取り
除かれ、その代わりに、同じ帰線キャパシタＣ１’が巻
線Ｔ２ａの端子５１ａに接続される。抵抗器Ｒｂは、電
圧Ｂ＋をインダクタＬｂへ供給するため、破線で示され
た導体によってバイパスされる。

【００３０】回路１０２において、変圧器Ｔ２の巻線Ｔ
２ｂの端子８１に接続された整流ダイオードＤ９１と、
巻線Ｔ２ｂの端子７２に接続された整流ダイオードＤ１
００は、偏向電流ｉｙが第１の極性にあるとき、巻線Ｔ
２ｂと一体となって整流された電流ｉＱ４’の一部を生
成する。同様に、変圧器Ｔ２の巻線Ｔ２ｂの端子７２に
接続された整流ダイオードＤ１０１と、巻線Ｔ２ｂの端
子８１に接続された整流ダイオードＤ９０は、偏向電流
ｉｙが反対極性にあるとき、整流された電流ｉＱ４’を
生成する。回路１０２の電流ｉＱ４’は、端子８２を介
してトランジスタＱ５のコレクタへ結合される。かくし
て、電流ｉＱ４’は偏向電流ｉｙに比例する。

【００３１】別の実施例として、図示されないが、左右
補正信号６１は、抵抗器Ｒ１１及びキャパシタＣ７を介
して、トランジスタＱ５のベース電極へ結合してもよ
い。更に別の実施例として、変圧器Ｔ１の代わりに、図
示されない光カプラーによるアイソレーションを行って
もよい。その場合、このような光カプラーによる遅延時
間はできる限り短くすべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を具現化する偏向回路の回路図である。

【図２】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、図１の回路の３
１ｋＨｚにおける動作を説明するための波形である。

【図３】（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は、図１の回路の８
０ｋＨｚにおける動作を説明するための波形である。

【符号の説明】

５０ 水平ドライブ信号 ５１，５３，５６，６３ 接合端子 ５２，６０，７１ 端子 ５４ パルス幅変調器コントローラ ５５ パルス信号 ５７ ランプ又は鋸波信号 ５８ 比較器 ５９ フィードバック信号 ６１ 左右補正信号 ６２ パルス幅変調出力信号 １００ 偏向回路 １０２ 電流検知回路 B＋ 電源電圧源 Ｃ１，Ｃ２ 帰線キャパシタ Ｃ３，Ｃ４，Ｃ７，Ｃ８ キャパシタ Ｃ６ 電流積分キャパシタ Ｃ９ ランプ生成キャパシタ Ｃｓ Ｓ字キャパシタ Ｄ３，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ９，Ｄ１０ ダイオード Ｄ８ 順方向バイアス型ダイオード Ｉｓ 電源電流 ｉＱ４，ｉＱ５ コレクタ電流 ｉｙ 偏向電流 Ｌｂ 電源インダクタ Ｌｙ 偏向巻線 Ｑ１，Ｑ２ 電界効果トランジスタ Ｑ３ スイッチングトランジスタ Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８ トランジスタ Ｒ５，Ｒ１４ エミッタ抵抗器 Ｒｂ，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１１，
Ｒ１５，Ｒ１６、Ｒ１７ 抵抗器 Ｒ１８ プルアップ抵抗器 Ｔ１ パルス変圧器 Ｔ１ａ 巻線 Ｖ１ 帰線電圧パルス ＶＣ４ 電圧 ＶＣ６ 制御電圧 Ｖｃｃ 電源電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 300000708 46，Ｑｕａｉ Ａ， Ｌｅ Ｇａｌｌｏ Ｆ−92648 Ｂｏｕｌｏｇｎｅ Ｃｅｄｅ ｘ Ｆｒａｎｃｅ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の帰線容量と、 第２の帰線容量と、 該第１の帰線容量及び該第２の帰線容量に結合され、帰
   線期間中に共振回路を形成する偏向巻線と、 周波数レンジから選択された偏向周波数に関連した周波
   数の第１の制御信号の信号源と、 該第１の帰線容量と結合され、該第１の制御信号に応答
   し、該第１の帰線容量に第１の帰線パルス電圧を生じさ
   せる第１のスイッチングトランジスタと、 該第２の帰線容量と結合され、該第１の制御信号に対し
   可変位相を有する第２の制御信号に応答し、該第２の帰
   線容量に第２の帰線パルス電圧を生じさせる第２のスイ
   ッチングトランジスタと、を有し、 該第１の帰線パルス電圧及び該第２の帰線パルス電圧は
   該偏向巻線に偏向電流を生じさせ、 該偏向電流の振幅を表すフィードバック信号に応答し、
   該偏向電流の振幅が変化しようとする傾向に対抗して帰
   線容量性変圧率を変化させるため、該第２の制御信号の
   位相を該第１の制御信号の位相に対し変化させる可制御
   型移相器を更に有する、ビデオ表示偏向装置。