JPH04299071A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばオシロスコープ
等の計測器用電源や、高周波の高圧電源に使用される、
電圧共振形インバータを有する電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】電圧共振用コンデンサとトランスを用い
た電圧共振形インバータは、回路が簡単であり、かつ効
率が高い良く知られたインバータ回路であるが、この回
路自体で出力電圧をコントロールすることは困難である
。

【０００３】このため、電圧共振形インバータの出力電
圧を安定化または可変する方法として、電圧共振形イン
バータの入力電圧をコントロールする方法がある。

【０００４】この入力電圧をコントロールする方法とし
て、入力側にスイッチングレギュレータ，シリーズレギ
ュレータ等を使用する方法がある。入力側にスイッチン
グレギュレータを用いる場合には、入力電源電圧をスイ
ッチングレギュレータにより方形波に変換し、その方形
波をダイオード，チョークコイル，電解コンデンサ等で
整流平滑して直流に変換し、電圧共振形インバータの入
力としている。

【０００５】しかしながら、従来の電源回路で使用して
いる平滑用の電解コンデンサおよびチョークコイルより
なるフィルタは、半導体スイッチを含むチョッパのスイ
ッチング周波数の１／１０の応答速度しかなく、このよ
うなフィルタを含む従来の電源回路は、入力電源電圧お
よび負荷の急変に対して安定化するための応答速度が遅
くなるという欠点があった。

【０００６】また、電解コンデンサを用いるため、機器
の小型化が困難であった。さらに、電解コンデンサによ
り機器の寿命が低下するという欠点があった。

【０００７】また同様にしてシリーズレギュレータを用
いた場合には、シリーズレギュレータの電力損失により
効率が悪く発熱も多いため、小型化が困難であった。こ
の問題を解決した先行技術として特願昭６３−２８１５
５１号「電源回路」がある。

【０００８】上記出願は、この入力電圧をコントロール
する方法として、チョッパ形のスイッチング電源を介し
、平滑用チョークコイルを自励式電圧共振形インバータ
の定電流用インダクタンスであるチョークコイルと兼用
し、平滑用電解コンデンサを除去し、小型で応答速度を
速くすると共に、コストダウンを図ったものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来技術には、次のような問題点があった。

【００１０】１）チョッパ形のスイッチング部に独立し
た発振回路を含む制御回路を必要とし、回路が複雑にな
る。

【００１１】２）チョッパ形のスイッチング部と、自励
式電圧共振インバータとの周波数間でビートが発生して
動作が不安定になり易いと共に、チョークコイルにビー
トによる電流の山と谷が生じて最大電流が増加し、チョ
ークコイルを小形化できない。

【００１２】このため、両周波数間でビートが発生しな
いような改善策を施すか、あるいは、ビートが発生して
も問題とならないようにチョッパ形スイッチング部の周
波数を自励式電圧共振形インバータに比較し十分高く設
定する（この場合には、スイッチング損失が増大してし
まう）必要があった。

【００１３】よって、本発明の目的は、このような技術
背景に鑑みて、制御回路が簡単でなおかつビートの発生
がなく、安定した小形で応答速度が速く、さらにコスト
ダウンに適した電源回路を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明に係る電源回路は、入力側にチョークコイ
ルを有する自励式電圧共振形インバータと入力直流電源
とを半導体スイッチを介して接続し、該チョークコイル
を該半導体スイッチの平滑用インダクタンスおよび該自
励式電圧共振形インバータの定電流インダクタンスとし
て共用し、該半導体スイッチを開閉する比率を制御する
ことにより出力電圧を制御するスイッチング制御回路を
備え、前記スイッチング制御回路から供給されるスイッ
チング制御信号の周波数を前記自励式電圧共振形インバ
ータの周波数に一致させたものである。

【００１５】また、本発明の一実施例では、チョッパ形
スイッチング部の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦする信
号を作成するＰＷＭ（パルス幅変調）回路に必要なのこ
ぎり波を、自励式電圧共振形インバータの定電流チョー
クコイルとトランスとの接続点（すなわち該チョークコ
イルの出力から）取り出す。

【００１６】ここで、のこぎり波発生回路は、ＣＲの積
分回路とディスチャージ回路から成り、コンデンサＣに
抵抗Ｒを通じて積分電流を流し、チャージアップを行う
。次に、該接続点の信号でダイオードまたはトランジス
タを介しディスチャージを行う。抵抗Ｒを通じて積分電
流を供給する電源は、入力直流電源でも、該接続点の信
号でも、該接続点の信号を整流し平滑した直流電圧でも
良い。

【００１７】

【作用】本発明によれば、自励式電圧共振形インバータ
にスイッチング制御回路を持つ半導体スイッチを付加す
ることによって、出力電圧を安定化または可変すること
を容易に行うことができる。

【００１８】また、本発明の一実施例では、チョッパ形
のスイッチング部の半導体スイッチをＯＮ／ＯＦＦする
信号を作るＰＷＭ回路に必要なのこぎり波の作成に、自
励式電圧共振形インバータの信号を使用するため、両回
路は完全に同期する。

【００１９】また、定電流チョークコイルは、該自励式
電圧共振形インバータの発振周波数の倍の周期で電流が
増減する。該半導体スイッチのＯＮ／ＯＦＦ周期もこの
チョークコイルの出力信号を利用するため、完全に一致
し、ビートを発生しない。従って、チョークコイルを流
れる電流にビートによる最大電流の増加が発生しない。

【００２０】のこぎり波発生回路の積分電流の供給源を
入力直流電源にした時は、該入力直流電源電圧の変動に
対しその変動を補正する方向にのこぎり波を作るため、
入力直流電源の変動が吸収される（変化を受けない）。

【００２１】また、該供給源に上記チョークコイルの出
力を整流平滑した直流電圧を使用すると、入力直流電源
および付加の変動に対しその変動を補正する方向にのこ
ぎり波を作り、これらの変動を吸収する。

【００２２】従って、高利得の誤差増幅の必要がないた
め、簡単な制御回路で、安定で高速応答かつ小形で高効
率な電源装置を得ることができる。

【００２３】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。

【００２４】図１は本発明の第１の実施例の構成を示す
回路図であり、図２はその各部の動作を示す波形図であ
る。

【００２５】図１において端子１，２は入力直流電源端
子である。Ｑ１は半導体スイッチであり、破線５で囲ま
れた部分（降圧タイプのチョッパ形スイッチング回路）
のスイッチングトランジスタである。

【００２６】チョッパ形スイッチング回路５において、
Ｒ１はトランジスタＱ１のスイッチング速度を速めるた
めのブリーダ抵抗である。また、Ｒ２，ＲＶ１，Ｒ３は
出力電圧を調整する制御回路であり、入力直流電源電圧
を分圧してＰＷＭ回路の一部を構成するトランジスタＱ
２のベースへ加える。

【００２７】トランジスタＱ２，Ｑ３はトランジスタＱ
１をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのＰＷＭ（ＰＵＬＳＥ　
　ＷＩＤＥ　　ＭＯＤＵＲＡＴＩＯＮ）回路を形成し、
差動増幅器の構成となっている。Ｒ４は、この差動増幅
器にバイアス電流を流すための電流源抵抗である。

【００２８】ＣＲ１は、チョークコイルＬ１の出力信号
を使用してコンデンサＣ１と抵抗Ｒ５からなる積分回路
をディスチャージし、のこぎり波を発生させるためのデ
ィスチャージダイオードである。

【００２９】ダイオードＣＲ２およびコンデンサＣ２は
、チョークコイルＬ１の出力を整流平滑し、上記積分回
路の一部を構成する抵抗Ｒ５に直流電圧を供給すると共
に、トランジスタＱ３のコレクタにも直流電圧を供給す
る。トランジスタＱ３のコレクタは入力直流電源に接続
しても良いが、消費電力を少しでも削減させるため、電
圧の低いチョークコイルＬ１の出力側に接続させてある
。

【００３０】チョークコイルＬ１は、トランジスタＱ１
で方形波にチョッピングされた電流を平滑すると共に、
次段の自励式電圧共振形インバータ６の定電流用インダ
クタンスとして動作する。

【００３１】またＣＲ３は、トランジスタＱ１がＯＦＦ
した時にチョークコイルＬ１にフライバック（逆起電力
）による電流を流すための転流用ダイオードである。

【００３２】破線枠６で囲んだＬ１，Ｑ１１，Ｑ１２，
Ｃ１１，Ｔ１１，Ｒ１１，Ｒ１２は従来から知られてい
る自励式電圧共振形インバータを構成するものであるた
め、説明は省略する。

【００３３】自励式電圧共振形インバータ６における定
電流チョークコイルＬ１の出力（図２のＤ）により、Ｃ
Ｒ積分回路（Ｃ１，Ｒ５）をディスチャージし、のこぎ
り波（図２のＣ）を作る。この様子を、図３に示す。

【００３４】図３において、αの傾斜部は上記積分回路
Ｃ１，Ｒ５のチャージアップによるもので、その傾斜は
チョッパ形スイッチング回路の出力により影響を受ける
。また、βの部分については、ディスチャージダイオー
ドＣＲ１の順方向ドロップ電圧があるため、０ボルトま
でディスチャージされることはない。

【００３５】図３に示したのこぎり波と、出力電圧調整
用ボリュームＲＶ１の出力をＰＷＭ回路である差動増幅
器Ｑ２，Ｑ３に入力し、スイッチングトランジスタＱ１
のＯＮ／ＯＦＦパルス信号（図２のＢ）を得る。このト
ランジスタＱ１のコレクタには、図２のＡに示した方形
波状の電圧が出力される。

【００３６】このＯＮ／ＯＦＦパルス信号（図２のＢ）
のデューティ比を可変抵抗ＲＶ１で制御し、スイッチン
グトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦする比を変え、自励
式電圧共振形インバータ６に加える電圧を制御し、出力
電圧を可変する。

【００３７】ここで、図２のＤはチョークコイルＬ１の
出力波形、ＩＬ１はチョークコイルＬ１に流れる両回路
の合成電流、ＥはトランジスタＱ１１のコレクタ電圧波
形、Ｆは出力端子３，４に出力される出力電圧波形であ
る。

【００３８】また、図２のうち（Ｉ）はＯＮ時の期間が
長い場合の波形である。自励式電圧共振形インバータ６
に加わる電圧が高いためチョークコイルＬ１の出力の波
高値が高くなり、その結果として、のこぎり波の振幅も
大きくなっている。

【００３９】他方、図２の（ＩＩ）は、ＯＮ時の期間が
半分位の場合の波形である。自励式電圧共振形インバー
タ６に加わる電圧が低いため、チョークコイルＬ１の出
力の波高値が低くなり、その結果として、のこぎり波の
振幅も小さくなっている。

【００４０】このことは、可変抵抗ＲＶ１の出力を高い
電圧に調整して出力電圧を高めようとすると、のこぎり
波の振幅が増加し、スイッチングトランジスタＱ１をＯ
Ｎする期間が短くなる方向に帰還が加わり、他方、可変
抵抗ＲＶ１の出力を低い電圧に調整したときにはのこぎ
り波の振幅が減少し、スイッチングトランジスタＱ１を
ＯＮする期間が長くなる方向に帰還が加わり、制御を安
定かつ容易にしている。

【００４１】従って、可変抵抗ＲＶ１の出力電圧を例え
ばツェナーダイオード等で安定化するだけで、入力直流
電源の電圧変動を受けたとしても、チョークコイルＬ１
の出力電圧が一定に保たれることになることから、出力
電圧は変動せずに、安定した電圧となる。

【００４２】また、チョークコイルＬ１の出力電圧は発
振トランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ電圧に比例す
る。さらに、このコレクタ電圧はトランスＴ１１により
出力端子３，４の出力電圧と比例するため、負荷電流が
変動した場合にもチョークコイルＬ１の出力電圧が一定
に保たれることとなり、安定した出力電圧が得られる。

【００４３】図４は、本発明の第２の実施例を示す回路
図である。本実施例においては、自励式電圧共振形イン
バータの出力を両波整流・平滑し、直流電圧を出力する
ＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。

【００４４】図１に示した第１の実施例に比べて異なる
点は、ＲＶ１，Ｒ２がフォトカプラ５のフォトトランジ
スタ５−１になっており、さらに、のこぎり波のＤＣ分
をシフトするためのダイオードＣＲ４が追加されている
ことにある。

【００４５】すなわち、本実施例では自励式電圧共振形
インバータの出力を整流ダイオードＣＲ１２，ＣＲ１３
で整流し、平滑用チョークコイルＬ１２と平滑コンデン
サＣ１２で平滑し、出力端子３，４から直流電圧を出力
するものである。

【００４６】このようにして得られた出力電圧を抵抗Ｒ
１４，Ｒ１５で分圧し、誤差増幅器であるシャントレギ
ュレータＩＣ　　Ｕ１１に入力し、その出力をフォトカ
プラ５のフォトダイオード５−２に流し、フォトランジ
スタ５−１に流れる電流を制御することにより、直流出
力電圧を安定化している。

【００４７】なお、両抵抗Ｒ１４，Ｒ１５の分圧比を変
えることにより、出力電圧を可変できることは言うまで
もない。

【００４８】また抵抗Ｒ１３は、フォトダイオード５−
１およびシャントレギュレータＩＣＵ１１に流れる電流
を制限すると同時に、回路を安定化するダンピング抵抗
である。

【００４９】他の回路素子は、図１と同じ回路番号が付
せられており、同様の動作を行うため説明は省略する。

【００５０】図４に示した第２の実施例では、回路が簡
単で高効率な自励式電圧共振形インバータの欠点である
出力電圧のコントロール性および安定化の難点を、簡単
な追加回路で解決し、従来回路に比べて制御回路の応答
速度を速め、さらに高い安定度が得られるという特長が
ある。

【００５１】図５は、本発明の第３の実施例を示す回路
図である。本実施例においては、スイッチングトランジ
スタ（半導体スイッチ）Ｑ１としてスイッチング特性の
優れたＰチャンネルＭＯＳ　　ＦＥＴを使用するため、
チョークコイルＬ１を入力直流電源の負側に接続した、
すなわち定電流チョークコイルＬ１を自励式電圧共振形
インバータを構成するトンラジスタＱ１１，Ｑ１２のエ
ミッタ側に接続したものである。

【００５２】従って、図４に示した実施例に比べ、トラ
ンジスタＱ２，Ｑ３はＰＮＰタイプに、ダイオードＣＲ
１，ＣＲ２，ＣＲ３，ＣＲ４は反対側に接続されている
。また、他の回路素子は、全て図４と同じ回路番号が付
せられ、同様の動作を行う。そこで、本回路の動作説明
は省略する。

【００５３】図５に示した実施例の特長として、図４に
比べて半導体スイッチＱ１のスイッチングロスが減少す
るため、さらに高効率のＤＣ−ＤＣコンバータ回路が実
現できる。

【００５４】なお、図４および図５に示した実施例では
、出力電圧の安定化もしくは可変について説明してきた
が、出力電流の安定化もしくは可変についても同様に達
成することができる。

【００５５】

【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、自励
式電圧共振形インバータに対して、スイッチング制御回
路を備えた半導体スイッチを付加する構成としてあるの
で、簡単な回路構成にもかかわらず、応答速度を失うこ
となく、安定で小形，軽量な電源回路を得ることができ
る。

【００５６】また、半導体スイッチとして、スイッチン
グ特性の優れたＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを使うことに
より、さらに高効率な電源回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。

【図２】図１の動作を示す波形図である。

【図３】図１の動作を示す波形図である。

【図４】本発明の第２の実施例を示す回路図である。

【図５】本発明の第３の実施例を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｑ１　　スイッチングトランジスタ Ｌ１　　チョークコイル １，２　　入力端子 ３，４　　出力端子 ５　　チョッパ形スイッチング回路 ６　　自励式電圧共振形インバータ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　入力側にチョークコイルを有する自励
   式電圧共振形インバータと入力直流電源とを半導体スイ
   ッチを介して接続し、該チョークコイルを該半導体スイ
   ッチの平滑用インダクタンスおよび該自励式電圧共振形
   インバータの定電流インダクタンスとして共用し、該半
   導体スイッチを開閉する比率を制御することにより出力
   電圧を制御するスイッチング制御回路を備え、前記スイ
   ッチング制御回路から供給されるスイッチング制御信号
   の周波数を前記自励式電圧共振形インバータの周波数の
   整数倍に一致させたことを特徴とする電源回路。
2. 【請求項２】　　前記スイッチング制御信号の周波数を
   決定する発振器として、前記自励式電圧共振形インバー
   タを兼用することを特徴とする請求項１に記載の電源回
   路。
3. 【請求項３】　　前記自励式電圧共振形インバータから
   前記スイッチング制御回路へ供給する発振出力は、該自
   励式電圧共振形インバータの発振周波数の倍の周波数が
   得られる前記チョークコイルの出力側から取り出したこ
   とを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
4. 【請求項４】　　前記スイッチング制御回路は、積分回
   路および放電回路を備えたのこぎり波発生回路を有し、
   前記チョークコイルの出力を整流平滑した電圧を該積分
   回路により積分することを特徴とする請求項２に記載の
   電源回路。
5. 【請求項５】　　前記チョークコイルを前記自励式電圧
   共振形インバータのエミッタ側に接続すると共に、前記
   半導体スイッチにＦＥＴを使用したことを特徴とする請
   求項１に記載の電源回路。