JP2758552B2 - プッシュプル共振型スイッチング電源回路 - Google Patents
プッシュプル共振型スイッチング電源回路Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、プッシュプル構成の共
振型スイッチング電源回路に関する。
振型スイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】安定化電源回路として、図７に示すよう
なドロッパ型のものがある。この回路は高電圧を得るよ
うに構成したもので、発振回路３２０は直流の入力を交
流に変換し、トランス３３０はこれを昇圧した後に、整
流回路３４０で直流にして出力する。定電圧制御回路部
３５０は、出力電圧と基準電圧源３６０の電圧とを比較
し、その差に応じて直流制限素子３１０から発振回路３
２０への電流を制御する。これによって、基準電圧によ
ってきめられた出力電圧がえられる。
なドロッパ型のものがある。この回路は高電圧を得るよ
うに構成したもので、発振回路３２０は直流の入力を交
流に変換し、トランス３３０はこれを昇圧した後に、整
流回路３４０で直流にして出力する。定電圧制御回路部
３５０は、出力電圧と基準電圧源３６０の電圧とを比較
し、その差に応じて直流制限素子３１０から発振回路３
２０への電流を制御する。これによって、基準電圧によ
ってきめられた出力電圧がえられる。
【０００３】図８は、ＰＷＭ制御方式によるスイッチン
グ電源回路の構成例を示したものである。スイッチング
部４１０で入力電圧をオン−オフすることにより交流に
変換し、これを主トランスで昇圧した後に、整流回路３
４０で直流にして出力する。定電圧制御回路部３５０
は、出力電圧と基準電圧源３６０の電圧とを比較し、補
助電源４１０を電源として動作するＰＷＭ制御部４２０
は、その差に応じてスイッチング部４１０へのパルス幅
を変える。こうして、出力電圧が一定になるようにスイ
ッチング部４１０から主トランスへのパルス幅が制御さ
れ、基準電圧によってきめられた出力電圧がえられる。
グ電源回路の構成例を示したものである。スイッチング
部４１０で入力電圧をオン−オフすることにより交流に
変換し、これを主トランスで昇圧した後に、整流回路３
４０で直流にして出力する。定電圧制御回路部３５０
は、出力電圧と基準電圧源３６０の電圧とを比較し、補
助電源４１０を電源として動作するＰＷＭ制御部４２０
は、その差に応じてスイッチング部４１０へのパルス幅
を変える。こうして、出力電圧が一定になるようにスイ
ッチング部４１０から主トランスへのパルス幅が制御さ
れ、基準電圧によってきめられた出力電圧がえられる。
【０００４】図９は、具体的な回路構成を示したもので
あり、専用ＩＣを制御及びドライブ回路部４２０，３５
０，３６０に用い、スイッチング部４１０をハーフブリ
ッジで構成した例である。なお、入力側の電源はＡＣ１
００Ｖを整流平滑回路部４００で直流に変換して用いて
いる。この回路のほかの例として、文献１「特開昭６４
−５３５３」に記載されたものがあり、軽負荷時におけ
るサージ電流を抑制し、変換効率を上げようとするもの
である。
あり、専用ＩＣを制御及びドライブ回路部４２０，３５
０，３６０に用い、スイッチング部４１０をハーフブリ
ッジで構成した例である。なお、入力側の電源はＡＣ１
００Ｖを整流平滑回路部４００で直流に変換して用いて
いる。この回路のほかの例として、文献１「特開昭６４
−５３５３」に記載されたものがあり、軽負荷時におけ
るサージ電流を抑制し、変換効率を上げようとするもの
である。
【０００５】近年、不要輻射に対する規制が厳しくな
り、それに対応して共振型スイッチング電源回路が考え
られている。このタイプは大別して、文献２「トランジ
スタ技術SUPECIAL No.28」にあるように、電流共振型−
電圧共振型（直列共振式−並列共振式），自励式−他励
式，シングルタイプ−プッシュプルタイプといったよう
に分類できる。この回路については近年研究されるよう
になったものであるため、例が少ないのであるが、文献
２にあるような電流共振型他励式シングルタイプのもの
や、文献３「特開平５−３０７４２」に記載された電流
共振型他励式プッシュプルタイプのものや、文献４「特
開平１−１９４８６７」に記載されたブロッキングオシ
レータの変形（ＲＣＣ方式の変形）といったものがあ
る。
り、それに対応して共振型スイッチング電源回路が考え
られている。このタイプは大別して、文献２「トランジ
スタ技術SUPECIAL No.28」にあるように、電流共振型−
電圧共振型（直列共振式−並列共振式），自励式−他励
式，シングルタイプ−プッシュプルタイプといったよう
に分類できる。この回路については近年研究されるよう
になったものであるため、例が少ないのであるが、文献
２にあるような電流共振型他励式シングルタイプのもの
や、文献３「特開平５−３０７４２」に記載された電流
共振型他励式プッシュプルタイプのものや、文献４「特
開平１−１９４８６７」に記載されたブロッキングオシ
レータの変形（ＲＣＣ方式の変形）といったものがあ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図７のドロッパ型の回
路においては、直流制限素子３１０では、その両端電圧
と流れる電流との積で示される電力が消費されるため、
直流制限素子３１０の発熱が大きく、十分な放熱が必要
となる。十分な放熱を行い得るようにするために、装置
の小形化が困難なものになる。
路においては、直流制限素子３１０では、その両端電圧
と流れる電流との積で示される電力が消費されるため、
直流制限素子３１０の発熱が大きく、十分な放熱が必要
となる。十分な放熱を行い得るようにするために、装置
の小形化が困難なものになる。
【０００７】ＰＷＭ制御方式では、この欠点がカバーさ
れるのであるが、回路部品点数が大きくコスト増とな
り、また、高調波ノイズが大きいという欠点がある。
れるのであるが、回路部品点数が大きくコスト増とな
り、また、高調波ノイズが大きいという欠点がある。
【０００８】共振型スイッチング電源回路は、共振回路
によって高調波ノイズが大きいという欠点はカバーされ
るのであるが、回路構成が複雑になるという欠点は依然
残されたままである。例えば、文献２にあるような電流
共振型他励式シングルタイプのものでは、スイッチング
素子を駆動・制御するためにたくさんの回路素子を必要
とするうえに、パワーが大きくなれば、十分大きなＱを
とるためにそれに応じた大きなインダクタンスＬを必要
とするというフォワードタイプのＰＷＭ制御方式と同じ
欠点を持つ。また、文献３はプッシュプルタイプである
が電流共振型他励式である点で同じであるので同様の欠
点を持つ。文献４のブロッキングオシレータの変形タイ
プでは、２次側に出力されるエネルギーは、ＲＣＣ方式
と同様にインダクタンスＬに蓄えられるエネルギーに等
しいため、やはりパワーが大きくなれば、大きなトラン
スを必要とし、大きなスペースを必要とする。また、ト
ランスを飽和させて発振しているので、トランスに応じ
た励磁電流を必要とし、効率の点や磁束の漏れによる誘
導ノイズの発生といった点の問題がある。
によって高調波ノイズが大きいという欠点はカバーされ
るのであるが、回路構成が複雑になるという欠点は依然
残されたままである。例えば、文献２にあるような電流
共振型他励式シングルタイプのものでは、スイッチング
素子を駆動・制御するためにたくさんの回路素子を必要
とするうえに、パワーが大きくなれば、十分大きなＱを
とるためにそれに応じた大きなインダクタンスＬを必要
とするというフォワードタイプのＰＷＭ制御方式と同じ
欠点を持つ。また、文献３はプッシュプルタイプである
が電流共振型他励式である点で同じであるので同様の欠
点を持つ。文献４のブロッキングオシレータの変形タイ
プでは、２次側に出力されるエネルギーは、ＲＣＣ方式
と同様にインダクタンスＬに蓄えられるエネルギーに等
しいため、やはりパワーが大きくなれば、大きなトラン
スを必要とし、大きなスペースを必要とする。また、ト
ランスを飽和させて発振しているので、トランスに応じ
た励磁電流を必要とし、効率の点や磁束の漏れによる誘
導ノイズの発生といった点の問題がある。
【０００９】そこで、本発明は簡単な構成でノイズの少
ない共振型スイッチング電源回路を提供することをその
目的とする。
ない共振型スイッチング電源回路を提供することをその
目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明のプッシュプル共振型スイッチング電源回路
は、２次側に整流回路が接続されたトランスと、このト
ランスと並列共振回路を構成するコンデンサと、上記並
列共振回路に電圧を供給する電圧源と、前記トランスの
１次側にプッシュプルに接続され、その夫々のベースが
前記トランスの帰還巻線に接続された２個のトランジス
タ（バイポーラトランジスタまたは電界効果型トランジ
スタ）と、上記電圧源から供給される電圧とは別に、可
変のバイアス電圧を上記２個のトランジスタの夫々のベ
ースに与えるバイアス回路とを備える。
に、本発明のプッシュプル共振型スイッチング電源回路
は、２次側に整流回路が接続されたトランスと、このト
ランスと並列共振回路を構成するコンデンサと、上記並
列共振回路に電圧を供給する電圧源と、前記トランスの
１次側にプッシュプルに接続され、その夫々のベースが
前記トランスの帰還巻線に接続された２個のトランジス
タ（バイポーラトランジスタまたは電界効果型トランジ
スタ）と、上記電圧源から供給される電圧とは別に、可
変のバイアス電圧を上記２個のトランジスタの夫々のベ
ースに与えるバイアス回路とを備える。
【００１１】バイアス回路は、基準電圧とトランスの２
次側の整流出力とを比較することによってバイアス電圧
を制御することを特徴としても良い。
次側の整流出力とを比較することによってバイアス電圧
を制御することを特徴としても良い。
【００１２】トランスの帰還巻線は単巻線であり、その
両端は２個のトランジスタの夫々のベースに接続され、
２個のトランジスタの一方のベースには、バイアス電圧
がバイアス回路から抵抗を介して与えられ、２個のトラ
ンジスタの他方のベースには、バイアス電圧が帰還巻線
を介して与えられていることを特徴としても良い。
両端は２個のトランジスタの夫々のベースに接続され、
２個のトランジスタの一方のベースには、バイアス電圧
がバイアス回路から抵抗を介して与えられ、２個のトラ
ンジスタの他方のベースには、バイアス電圧が帰還巻線
を介して与えられていることを特徴としても良い。
【００１３】
【作用】本発明のスイッチング電源回路では、トランジ
スタが、トランスの１次側にプッシュプル接続され、帰
還巻線からそのベースに信号が正帰還する回路が形成さ
れ、トランスとコンデンサとで構成された並列共振回路
できめられる周波数で発振する。すなわち自励式のプッ
シュプル型スイッチング電源回路を構成している。帰還
巻線からベースへの帰還信号は、バイアス電圧を変化さ
せることにより、その直流レベルが変化し、帰還信号の
波高値が変化するため、２次側巻線に誘起される電圧の
大きさが制御される。バイアス電圧に応じた２次側巻線
からの出力を得ることができる。
スタが、トランスの１次側にプッシュプル接続され、帰
還巻線からそのベースに信号が正帰還する回路が形成さ
れ、トランスとコンデンサとで構成された並列共振回路
できめられる周波数で発振する。すなわち自励式のプッ
シュプル型スイッチング電源回路を構成している。帰還
巻線からベースへの帰還信号は、バイアス電圧を変化さ
せることにより、その直流レベルが変化し、帰還信号の
波高値が変化するため、２次側巻線に誘起される電圧の
大きさが制御される。バイアス電圧に応じた２次側巻線
からの出力を得ることができる。
【００１４】ここで、トランジスタのベースには、基準
電圧とトランスの２次側の整流出力とを比較することに
よって制御されたバイアス電圧が与えられており、バイ
アス電圧に応じて帰還巻線からトランジスタのベースへ
の帰還電流が制御される。すなわち、基準電圧を目標
値、トランスの２次側の整流出力を制御量とするフィー
ドバック制御系が形成され、整流出力は基準電圧に応じ
たほぼ一定の値に制御される。
電圧とトランスの２次側の整流出力とを比較することに
よって制御されたバイアス電圧が与えられており、バイ
アス電圧に応じて帰還巻線からトランジスタのベースへ
の帰還電流が制御される。すなわち、基準電圧を目標
値、トランスの２次側の整流出力を制御量とするフィー
ドバック制御系が形成され、整流出力は基準電圧に応じ
たほぼ一定の値に制御される。
【００１５】トランスの帰還巻線を単巻線とする構成と
した場合、トランス自体の構成は簡単なものになるとと
もに、トランジスタの他方のベースにバイアス電圧が帰
還巻線を介して与えられることから、起動の際、一方の
トランジスタがオンになるので、確実に起動を行うこと
ができる。
した場合、トランス自体の構成は簡単なものになるとと
もに、トランジスタの他方のベースにバイアス電圧が帰
還巻線を介して与えられることから、起動の際、一方の
トランジスタがオンになるので、確実に起動を行うこと
ができる。
【００１６】
【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
図１は、本発明のスイッチング電源回路の構成概念図を
示したもので、負荷変動がなかった場合の出力制御につ
いて原理的に示したものである。ここでは、スイッチ素
子としてバイポーラトタンジスタを用いた例を示すもの
とする。
図１は、本発明のスイッチング電源回路の構成概念図を
示したもので、負荷変動がなかった場合の出力制御につ
いて原理的に示したものである。ここでは、スイッチ素
子としてバイポーラトタンジスタを用いた例を示すもの
とする。
【００１７】トランス１０４の１次側巻線１０４ａ，１
０４ｂの両端にコンデンサ１０５を接続してＬＣ共振回
路が構成し、この共振周波数で発振するようにしてい
る。また、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂをプッシュ
プル接続し、１次側巻線１０４ａ，１０４ｂのセンタタ
ップには電源１０１からの電圧を与えている。一方、ト
ランスの帰還巻線１０４ｄは、単巻線とし、その両端を
トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベースに接続してい
る。これによって、トランス１０４の巻線の構成を簡単
にするとともに、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベ
ースへの信号が逆位相となるようにしている。こうし
て、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベースにドライ
ブ信号を電圧帰還して自励式共振型発振をさせている。
０４ｂの両端にコンデンサ１０５を接続してＬＣ共振回
路が構成し、この共振周波数で発振するようにしてい
る。また、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂをプッシュ
プル接続し、１次側巻線１０４ａ，１０４ｂのセンタタ
ップには電源１０１からの電圧を与えている。一方、ト
ランスの帰還巻線１０４ｄは、単巻線とし、その両端を
トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベースに接続してい
る。これによって、トランス１０４の巻線の構成を簡単
にするとともに、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベ
ースへの信号が逆位相となるようにしている。こうし
て、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベースにドライ
ブ信号を電圧帰還して自励式共振型発振をさせている。
【００１８】バイアス電源２０１からトランジスタ１０
６ａのベースには、電流制限用の抵抗１０７を介してバ
イアス電圧を与え、また、トランジスタ１０６ｂのベー
スには、帰還巻線１０４ｄを介してバイアス電圧を与え
る、という構成をとっている。これによって、装置の起
動時にバイアス電圧を与えた際に、まず、トランジスタ
１０６ａのベースにバイアス電流が流れ、トランジスタ
１０６ｂのベースへのバイアス電流は帰還巻線１０４ｄ
によって遅れたものになる。そのため、起動時には、ト
ランジスタ１０６ａがオンになって、自励発振の起動を
確実に行えるようになっている。
６ａのベースには、電流制限用の抵抗１０７を介してバ
イアス電圧を与え、また、トランジスタ１０６ｂのベー
スには、帰還巻線１０４ｄを介してバイアス電圧を与え
る、という構成をとっている。これによって、装置の起
動時にバイアス電圧を与えた際に、まず、トランジスタ
１０６ａのベースにバイアス電流が流れ、トランジスタ
１０６ｂのベースへのバイアス電流は帰還巻線１０４ｄ
によって遅れたものになる。そのため、起動時には、ト
ランジスタ１０６ａがオンになって、自励発振の起動を
確実に行えるようになっている。
【００１９】また、バイアス電源２０１からトランジス
タ１０６ａ，１０６ｂに与えるバイアス電圧は可変であ
り、このバイアス電圧を変化させることにより、帰還巻
線１０４ｄからベースへの帰還信号の直流レベルが変化
する。こうして、ベース電圧（電流）の波高値が変化す
るため、２次側巻線１０４ｃに誘起される電圧の大きさ
が制御される。トランスの２次側巻線１０４ｃからの交
流出力を、周知の整流回路（図では略している）で整流
し、直流に変換することにより、所望の大きさの直流電
圧が得られる。
タ１０６ａ，１０６ｂに与えるバイアス電圧は可変であ
り、このバイアス電圧を変化させることにより、帰還巻
線１０４ｄからベースへの帰還信号の直流レベルが変化
する。こうして、ベース電圧（電流）の波高値が変化す
るため、２次側巻線１０４ｃに誘起される電圧の大きさ
が制御される。トランスの２次側巻線１０４ｃからの交
流出力を、周知の整流回路（図では略している）で整流
し、直流に変換することにより、所望の大きさの直流電
圧が得られる。
【００２０】図２は、本発明のスイッチング電源回路の
具体的な回路構成例を示したもので、負荷変動があった
場合にも一定の整流出力が得られるようにしたものであ
る。この図において、図１と同等のものには同じ符号を
用いて示してある。
具体的な回路構成例を示したもので、負荷変動があった
場合にも一定の整流出力が得られるようにしたものであ
る。この図において、図１と同等のものには同じ符号を
用いて示してある。
【００２１】この回路でも、トランス１０４の１次側巻
線１０４ａ，１０４ｂの両端にはコンデンサ１０５を接
続してＬＣ共振回路を構成し、また、トランジスタ１０
６ａ，１０６ｂをプッシュプル接続するとともに、単巻
の帰還巻線１０４ｄの両端をトランジスタ１０６ａ，１
０６ｂのベースに接続して発振周波数固定の自励式電圧
共振型プッシュプル発振回路を構成している。
線１０４ａ，１０４ｂの両端にはコンデンサ１０５を接
続してＬＣ共振回路を構成し、また、トランジスタ１０
６ａ，１０６ｂをプッシュプル接続するとともに、単巻
の帰還巻線１０４ｄの両端をトランジスタ１０６ａ，１
０６ｂのベースに接続して発振周波数固定の自励式電圧
共振型プッシュプル発振回路を構成している。
【００２２】１次側巻線１０４ａ，１０４ｂのセンタタ
ップと電源１０１との間には、１次側巻線１０４ａ，１
０４ｂよりも大きなインダクタンス２１０を接続し、ト
ランス１０４の１次側の電流を平均化するようにして、
入力電源１０１にノイズが現れるのを防いでいる。
ップと電源１０１との間には、１次側巻線１０４ａ，１
０４ｂよりも大きなインダクタンス２１０を接続し、ト
ランス１０４の１次側の電流を平均化するようにして、
入力電源１０１にノイズが現れるのを防いでいる。
【００２３】２次側巻線１０４ｃには、１次側巻線との
巻数比に応じた電圧が誘起される。したがって、その巻
数は、所望の出力電圧になるように、入力電源１０１の
電圧に対する出力電圧の比と１次側巻線の巻数との積で
定められる。
巻数比に応じた電圧が誘起される。したがって、その巻
数は、所望の出力電圧になるように、入力電源１０１の
電圧に対する出力電圧の比と１次側巻線の巻数との積で
定められる。
【００２４】２次側巻線１０４ｃからの交流出力の整流
回路として、この実施例ではコッククロフト回路３４０
を用い、倍電圧の直流出力が得られるようにしている。
この回路３４０は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、コンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２で構成している。整流回路３４０の
出力側には、抵抗２２０及びコンデンサ２２１からなる
ＲＣフィルタを接続しリプル成分を減少させている。
回路として、この実施例ではコッククロフト回路３４０
を用い、倍電圧の直流出力が得られるようにしている。
この回路３４０は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、コンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２で構成している。整流回路３４０の
出力側には、抵抗２２０及びコンデンサ２２１からなる
ＲＣフィルタを接続しリプル成分を減少させている。
【００２５】バイアス回路部２０１は、整流回路３４０
を抵抗２０７，２０８で分圧し、この分圧した電圧と基
準電圧１０２との差からバイアス電圧を与えるためのも
のである。基準電圧１０２は、等価的定電圧源を用いる
ことができ、調節可能であることが望ましい。このよう
な基準電圧１０２は、周知の方法で構成できる。差動ア
ンプ２０３は、抵抗２０７，２０８で分圧した電圧を負
入力、基準電圧１０２を正入力とし、これらの差を増幅
する回路である。この差動アンプ２０３も２つのトラン
ジスタを用いた回路やＯＰアンプなどの周知の方法で構
成でき、そのゲインも容易に設定しうる。差動アンプ２
０３の出力には、トランジスタ２０４をエミッタフォロ
ワで接続し、出力インピーダンスを小さくしトランジス
タ１０６ａ，１０６ｂの十分なドライブを可能にしてい
る。
を抵抗２０７，２０８で分圧し、この分圧した電圧と基
準電圧１０２との差からバイアス電圧を与えるためのも
のである。基準電圧１０２は、等価的定電圧源を用いる
ことができ、調節可能であることが望ましい。このよう
な基準電圧１０２は、周知の方法で構成できる。差動ア
ンプ２０３は、抵抗２０７，２０８で分圧した電圧を負
入力、基準電圧１０２を正入力とし、これらの差を増幅
する回路である。この差動アンプ２０３も２つのトラン
ジスタを用いた回路やＯＰアンプなどの周知の方法で構
成でき、そのゲインも容易に設定しうる。差動アンプ２
０３の出力には、トランジスタ２０４をエミッタフォロ
ワで接続し、出力インピーダンスを小さくしトランジス
タ１０６ａ，１０６ｂの十分なドライブを可能にしてい
る。
【００２６】この回路でも、トランジスタ１０６ａ，１
０６ｂのベースにドライブ信号を電圧帰還して自励発振
を行うようになっており、起動時にトランジスタ１０６
ａがオンになり、確実な発振の起動が可能になってい
る。
０６ｂのベースにドライブ信号を電圧帰還して自励発振
を行うようになっており、起動時にトランジスタ１０６
ａがオンになり、確実な発振の起動が可能になってい
る。
【００２７】ＲＣフィルタを経た整流回路３４０の直流
電圧ＶOUT は分圧され、基準電圧１０２との差が差動ア
ンプ２０３で増幅されてバイアス電源としてトランジス
タ１０６ａ，１０６ｂに与えられる。バイアス回路２０
１では、分圧した電圧を負入力、基準電圧１０２を正入
力としていることから、２次側巻線１０４の出力電圧が
大きければ、バイアス電圧を小さく、２次側巻線１０４
の出力電圧が小さければ、バイアス電圧を大きくする、
という制御がなされる。このバイアス電圧を変化させる
ことにより、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベース
への帰還巻線１０４ｄの帰還信号の直流レベルが変化す
る。これによって、ベース電圧（電流）の波高値が変化
するため、２次側巻線１０４ｃに誘起される電圧の大き
さが制御される。
電圧ＶOUT は分圧され、基準電圧１０２との差が差動ア
ンプ２０３で増幅されてバイアス電源としてトランジス
タ１０６ａ，１０６ｂに与えられる。バイアス回路２０
１では、分圧した電圧を負入力、基準電圧１０２を正入
力としていることから、２次側巻線１０４の出力電圧が
大きければ、バイアス電圧を小さく、２次側巻線１０４
の出力電圧が小さければ、バイアス電圧を大きくする、
という制御がなされる。このバイアス電圧を変化させる
ことにより、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベース
への帰還巻線１０４ｄの帰還信号の直流レベルが変化す
る。これによって、ベース電圧（電流）の波高値が変化
するため、２次側巻線１０４ｃに誘起される電圧の大き
さが制御される。
【００２８】この様に、基準電圧を目標値、トランスの
２次側の整流出力を制御量とするフィードバック制御系
が形成され、整流出力が基準電圧に応じたほぼ一定の値
になるように制御が行われる。
２次側の整流出力を制御量とするフィードバック制御系
が形成され、整流出力が基準電圧に応じたほぼ一定の値
になるように制御が行われる。
【００２９】図３〜６は、図２の回路において基準電圧
１０２を変えた場合に、トランジスタ１０６ａのコレク
タ電圧（上段，縦軸１５Ｖ／ｄｉｖ）、コレクタ電流
（下段，縦軸５０ｍＡ／ｄｉｖ）の実測波形の一例を示
したものである（発振周波数１５３ＫＨｚ，横軸２μｓ
／ｄｉｖ）。図３は直流出力電圧ＶOUT が１５００Ｖ、
図４は直流出力電圧ＶOUT が１２００Ｖ、図４は直流出
力電圧ＶOUT が１０００Ｖ、図５は直流出力電圧ＶOUT
が５００Ｖ、となるように基準電圧１０２を調整した波
形である（順にバイアス電圧を小さくしていった）。
１０２を変えた場合に、トランジスタ１０６ａのコレク
タ電圧（上段，縦軸１５Ｖ／ｄｉｖ）、コレクタ電流
（下段，縦軸５０ｍＡ／ｄｉｖ）の実測波形の一例を示
したものである（発振周波数１５３ＫＨｚ，横軸２μｓ
／ｄｉｖ）。図３は直流出力電圧ＶOUT が１５００Ｖ、
図４は直流出力電圧ＶOUT が１２００Ｖ、図４は直流出
力電圧ＶOUT が１０００Ｖ、図５は直流出力電圧ＶOUT
が５００Ｖ、となるように基準電圧１０２を調整した波
形である（順にバイアス電圧を小さくしていった）。
【００３０】プッシュプル方式の共振型電源回路の特徴
が現れ、トランスは不飽和状態で動作しており、この不
飽和エネルギーが加わることから１次側のスイッチ素子
にはその両端に最大で電源電圧の２．８２８倍（２の平
方根の２倍）程度になる。図３から図６にかけて、コレ
クタ電流の減少とともにコレクタ電圧の最大値も減少
し、図６では共振状態から外れるようになっている。
が現れ、トランスは不飽和状態で動作しており、この不
飽和エネルギーが加わることから１次側のスイッチ素子
にはその両端に最大で電源電圧の２．８２８倍（２の平
方根の２倍）程度になる。図３から図６にかけて、コレ
クタ電流の減少とともにコレクタ電圧の最大値も減少
し、図６では共振状態から外れるようになっている。
【００３１】この結果から明らかなように、バイアス電
圧を小さくすることで、ベース電流の波高値が小さくな
り、２次側巻線１０４ｃに誘起される電圧が小さくな
る。基準電圧とトランスの２次側の整流出力の分圧との
差を用いることで、整流出力を基準電圧に応じたほぼ一
定の値になるようにすることができる。基準電圧を増減
することで、トランスの不飽和エネルギーが変化し、上
記最大値から上記の共振が外れる電圧値までの広い範囲
で整流出力を調節することが可能である。また、正常な
動作が行われているときには（図３〜５のとき）、スイ
ッチングローカス（文献２．ｐ１４４参照）は縦軸・横
軸近傍を通過し、非常にロスの少ないものになってい
る。
圧を小さくすることで、ベース電流の波高値が小さくな
り、２次側巻線１０４ｃに誘起される電圧が小さくな
る。基準電圧とトランスの２次側の整流出力の分圧との
差を用いることで、整流出力を基準電圧に応じたほぼ一
定の値になるようにすることができる。基準電圧を増減
することで、トランスの不飽和エネルギーが変化し、上
記最大値から上記の共振が外れる電圧値までの広い範囲
で整流出力を調節することが可能である。また、正常な
動作が行われているときには（図３〜５のとき）、スイ
ッチングローカス（文献２．ｐ１４４参照）は縦軸・横
軸近傍を通過し、非常にロスの少ないものになってい
る。
【００３２】この様に、高調波ノイズが少ないという共
振型電源回路の特徴に加えて、本発明の共振型電源回路
では、スイッチング素子の損失が小さく回路構成がシン
プルであり、小型で安価に構成することができる。ま
た、不飽和領域で発振させているので上記文献４のよう
な欠点は生じない。同等の性能の場合において図７に示
したドロッパ型の安定化電源回路と比較すると、体積が
１／５、消費電流が４４％減になった。図２の回路で
は、主として、共振・整流・平滑用にしかコンデンサＣ
を用いない簡単な回路構成となっており、次に示す観点
から、ＩＣ化しやすいものになっている。
振型電源回路の特徴に加えて、本発明の共振型電源回路
では、スイッチング素子の損失が小さく回路構成がシン
プルであり、小型で安価に構成することができる。ま
た、不飽和領域で発振させているので上記文献４のよう
な欠点は生じない。同等の性能の場合において図７に示
したドロッパ型の安定化電源回路と比較すると、体積が
１／５、消費電流が４４％減になった。図２の回路で
は、主として、共振・整流・平滑用にしかコンデンサＣ
を用いない簡単な回路構成となっており、次に示す観点
から、ＩＣ化しやすいものになっている。
【００３３】自励発振するためには、発振器のループゲ
インが１以上あることを要し、また、発振出力を制御す
るためには、整流出力の微小変化に対する発振出力の変
化が大きいのが望ましい。本発明の共振型電源回路で
は、バイアス回路に差動アンプを用いていることから、
整流出力の微小変化に対するバイアス電圧の変化を十分
大きくし得るうえに、周知の設計方法を用いて差動アン
プのゲインの設定及び定数の設定は簡単にできる。した
がって、自励発振条件を保ちつつ広い範囲で整流出力を
調節するような回路を構成することが可能となる。
インが１以上あることを要し、また、発振出力を制御す
るためには、整流出力の微小変化に対する発振出力の変
化が大きいのが望ましい。本発明の共振型電源回路で
は、バイアス回路に差動アンプを用いていることから、
整流出力の微小変化に対するバイアス電圧の変化を十分
大きくし得るうえに、周知の設計方法を用いて差動アン
プのゲインの設定及び定数の設定は簡単にできる。した
がって、自励発振条件を保ちつつ広い範囲で整流出力を
調節するような回路を構成することが可能となる。
【００３４】本発明は前述の実施例に限らず様々な変形
が可能である。
が可能である。
【００３５】トランジスタ１０６ａ，１０６ｂのベース
には逆バイアスがかかり、定格をオーバーするような場
合、これらのトランジスタのベースまたはエミッタにダ
イオードを挿入して破壊から防止するようにしても良
い。
には逆バイアスがかかり、定格をオーバーするような場
合、これらのトランジスタのベースまたはエミッタにダ
イオードを挿入して破壊から防止するようにしても良
い。
【００３６】また、トランジスタ１０６ａ，１０６ｂに
電界効果トランジスタを用いることもできる。しかし、
バイポーラトランジスタと比較してｇｍが小さいため、
定数の設定に注意する必要があり、整流出力を調節でき
る範囲が小さくなる。
電界効果トランジスタを用いることもできる。しかし、
バイポーラトランジスタと比較してｇｍが小さいため、
定数の設定に注意する必要があり、整流出力を調節でき
る範囲が小さくなる。
【００３７】さらに、共振用コンデンサを１次側巻線の
両端に接続したが、共振回路を構成すれば良いので、２
次側、あるいはＱを大きくするために共振回路用の巻線
を設けるようにしても良い。
両端に接続したが、共振回路を構成すれば良いので、２
次側、あるいはＱを大きくするために共振回路用の巻線
を設けるようにしても良い。
【００３８】
【発明の効果】以上の通り本発明によれば、帰還巻線か
らベースへの帰還信号は、バイアス電圧を変化させるこ
とにより、２次側巻線に誘起される電圧の大きさが制御
されるので、バイアス電圧に応じた２次側巻線からの出
力を得ることができ、所望の整流出力を得ることができ
る。
らベースへの帰還信号は、バイアス電圧を変化させるこ
とにより、２次側巻線に誘起される電圧の大きさが制御
されるので、バイアス電圧に応じた２次側巻線からの出
力を得ることができ、所望の整流出力を得ることができ
る。
【００３９】また、基準電圧とトランスの２次側の整流
出力との差を増幅したバイアス電圧をトランジスタのベ
ースへ与えることにより、基準電圧を目標値、トランス
の２次側の整流出力を制御量とするフィードバック制御
系が形成されるので、負荷変動があっても基準電圧に応
じたほぼ一定電圧の電源を簡単な構成で得ることができ
る。
出力との差を増幅したバイアス電圧をトランジスタのベ
ースへ与えることにより、基準電圧を目標値、トランス
の２次側の整流出力を制御量とするフィードバック制御
系が形成されるので、負荷変動があっても基準電圧に応
じたほぼ一定電圧の電源を簡単な構成で得ることができ
る。
【００４０】また、トランスの帰還巻線を単巻線とする
構成をとることにより、より構成を簡単にするととも
に、起動をより確実に行い得る。
構成をとることにより、より構成を簡単にするととも
に、起動をより確実に行い得る。
【図１】本発明のスイッチング電源回路の構成概念図。
【図２】本発明のスイッチング電源回路の具体的な回路
構成例を示した図。
構成例を示した図。
【図３】直流出力電圧ＶOUT が１５００Ｖになるように
基準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１
０６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）
の実測波形の一例を示した図。
基準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１
０６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）
の実測波形の一例を示した図。
【図４】直流出力電圧ＶOUT が１２００Ｖになるように
基準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１
０６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）
の実測波形の一例を示した図。
基準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１
０６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）
の実測波形の一例を示した図。
【図５】直流出力電圧ＶOUT が１０００Ｖになるように
基準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１
０６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）
の実測波形の一例を示した図。
基準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１
０６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）
の実測波形の一例を示した図。
【図６】直流出力電圧ＶOUT が５００Ｖになるように基
準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１０
６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）の
実測波形の一例を示した図。
準電圧１０２を変えた場合について、トランジスタ１０
６ａのコレクタ電圧（上段）、コレクタ電流（下段）の
実測波形の一例を示した図。
【図７】ドロッパ型の安定化電源回路の例を示す図。
【図８】ＰＷＭ制御方式によるスイッチング電源回路の
構成例を示した図。
構成例を示した図。
【図９】ＰＷＭ制御方式によるスイッチング電源回路の
具体的な構成例を示した図。
具体的な構成例を示した図。
１０２…基準電圧、１０４…トランス、１０４ａ，１０
４ｂ…１次側巻線、１０４ｃ…２次側巻線、１０４ｄ…
帰還巻線、１０５…共振用コンデンサ、１０６ａ，１０
６ｂ…トランジスタ、１０７…抵抗、２０１…バイアス
回路（バイアス電源）、３４０…整流回路
４ｂ…１次側巻線、１０４ｃ…２次側巻線、１０４ｄ…
帰還巻線、１０５…共振用コンデンサ、１０６ａ，１０
６ｂ…トランジスタ、１０７…抵抗、２０１…バイアス
回路（バイアス電源）、３４０…整流回路
Claims (3)
- 【請求項１】 ２次側に整流回路が接続されたトランス
と、 このトランスと並列共振回路を構成するコンデンサと、 前記並列共振回路に電圧を供給する電圧源と、 前記トランスの１次側にプッシュプルに接続され、その
夫々のベースが前記トランスの帰還巻線に接続された２
個のトランジスタと、 前記電圧源から供給される電圧とは別に、可変のバイア
ス電圧を前記２個のトランジスタの夫々のベースに与え
るバイアス回路と、 を備えたプッシュプル共振型スイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記バイアス回路は、基準電圧と前記ト
ランスの２次側の整流出力とを比較することによって前
記バイアス電圧を制御することを特徴とする請求項１記
載のプッシュプル共振型スイッチング電源回路。 - 【請求項３】 前記トランスの帰還巻線は単巻線であ
り、その両端は前記２個のトランジスタの夫々のベース
に接続され、 前記２個のトランジスタの一方のベースには、前記バイ
アス電圧が前記バイアス回路から抵抗を介して与えら
れ、前記２個のトランジスタの他方のベースには、前記
バイアス電圧が前記帰還巻線を介して与えられているこ
とを特徴とする請求項１記載のプッシュプル共振型スイ
ッチング電源回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5213069A JP2758552B2 (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 |
| EP94306309A EP0641066B1 (en) | 1993-08-27 | 1994-08-26 | Push-pull, resonant type switching power supply circuit |
| DE69414330T DE69414330T2 (de) | 1993-08-27 | 1994-08-26 | Stromversorgungsschaltung mit einem resonanten Gegentaktwandler |
| US08/297,044 US5548502A (en) | 1993-08-27 | 1994-08-29 | Push-pull, resonant type switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5213069A JP2758552B2 (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767334A JPH0767334A (ja) | 1995-03-10 |
| JP2758552B2 true JP2758552B2 (ja) | 1998-05-28 |
Family
ID=16633029
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5213069A Expired - Lifetime JP2758552B2 (ja) | 1993-08-27 | 1993-08-27 | プッシュプル共振型スイッチング電源回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5548502A (ja) |
| EP (1) | EP0641066B1 (ja) |
| JP (1) | JP2758552B2 (ja) |
| DE (1) | DE69414330T2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4556331B2 (ja) | 2001-01-22 | 2010-10-06 | 株式会社豊田自動織機 | スイッチング電源回路 |
| JP4421479B2 (ja) * | 2002-09-05 | 2010-02-24 | バイキング テクノロジィーズ エル．シー． | コンデンサをあらかじめ定めた設定ポイントまで充電および放電するための装置および方法 |
| US6979933B2 (en) | 2002-09-05 | 2005-12-27 | Viking Technologies, L.C. | Apparatus and method for charging and discharging a capacitor |
| US7190102B2 (en) | 2002-09-05 | 2007-03-13 | Viking Technologies, L.C. | Apparatus and method for charging and discharging a capacitor to a predetermined setpoint |
| US6903914B1 (en) * | 2003-12-02 | 2005-06-07 | Intersil Americas, Inc. | DC-DC converter having active transient response compensation circuit employing flyback inductor |
| US8437149B2 (en) * | 2009-12-23 | 2013-05-07 | University Of New Hampshire | Fully resonant power supply |
| JP5471665B2 (ja) * | 2010-03-19 | 2014-04-16 | 株式会社Ｊｖｃケンウッド | 増幅器及び無線機器 |
| US8971833B2 (en) | 2010-09-28 | 2015-03-03 | Apple Inc. | Electronic device with dynamic drive strength adjustment to mitigate impact of system noise on wireless performance |
| CN102082526B (zh) * | 2010-12-24 | 2013-02-27 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种自激推挽式变换器 |
| CN102437767B (zh) * | 2011-12-22 | 2014-01-29 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种自激推挽式变换器 |
| CN104645642A (zh) * | 2014-06-13 | 2015-05-27 | 阮树成 | 声光红外控制单相交流感应微电机舞台拉幕机 |
| CN104645643A (zh) * | 2014-06-13 | 2015-05-27 | 阮树成 | 太阳能无线遥控声光传感三相电机舞台拉幕机 |
| CN113508519B (zh) * | 2019-02-27 | 2024-06-25 | 爱德万测试公司 | 多输出隔离电源、电源布置、自动化测试设备以及为自动化测试设备中的使用提供多个隔离输出电压的方法 |
| CN111092556A (zh) * | 2019-12-24 | 2020-05-01 | 洛阳隆盛科技有限责任公司 | 一种高压电源 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS49126515U (ja) * | 1973-02-28 | 1974-10-30 | ||
| DE3008887C2 (de) * | 1980-03-07 | 1982-06-24 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Gegentaktumrichter mit einem sättigbaren Übertrager |
| JPS5718107A (en) * | 1980-07-09 | 1982-01-29 | Nippon Gakki Seizo Kk | Amplifying circuit |
| US4560918A (en) * | 1984-04-02 | 1985-12-24 | Rca Corporation | High-efficiency, low-voltage-drop series regulator using as its pass element an enhancement-mode FET with boosted gate voltage |
| EP0189680B1 (en) * | 1984-12-28 | 1993-02-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Stabilizing power source apparatus |
| EP0191482B1 (en) * | 1985-02-12 | 1990-07-25 | Hitachi Metals, Ltd. | Dc-dc converter |
| US4734828A (en) * | 1987-04-27 | 1988-03-29 | Vargo Frank J | High frequency-high voltage power converter circuit |
| DE4023139A1 (de) * | 1990-07-20 | 1992-01-23 | Siemens Nixdorf Inf Syst | Schaltungsanordnung zur entlastung eines fuer hohe leistung ausgelegten halbbruecken-gegentaktwandlers |
| JP2976603B2 (ja) * | 1991-07-23 | 1999-11-10 | 日本電気株式会社 | 直列共振コンバータ制御回路 |
| JPH05336752A (ja) * | 1992-05-27 | 1993-12-17 | Hitachi Ltd | スイッチングレギュレータ |
| US5327337A (en) * | 1992-09-01 | 1994-07-05 | Broadcast Electronics, Inc. | Resonant push-pull switching power amplifier |
| JP3097387U (ja) * | 2003-04-23 | 2004-01-22 | 新越金網株式会社 | 盛付網 |
-
1993
- 1993-08-27 JP JP5213069A patent/JP2758552B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-08-26 DE DE69414330T patent/DE69414330T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-26 EP EP94306309A patent/EP0641066B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-29 US US08/297,044 patent/US5548502A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5548502A (en) | 1996-08-20 |
| EP0641066A1 (en) | 1995-03-01 |
| DE69414330D1 (de) | 1998-12-10 |
| DE69414330T2 (de) | 1999-04-01 |
| JPH0767334A (ja) | 1995-03-10 |
| EP0641066B1 (en) | 1998-11-04 |
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