CN102082526B

CN102082526B - 一种自激推挽式变换器

Info

Publication number: CN102082526B
Application number: CN 201010604284
Authority: CN
Inventors: 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2010-12-24
Filing date: 2010-12-24
Publication date: 2013-02-27
Anticipated expiration: 2030-12-24
Also published as: CN102082526A

Abstract

本发明公开了一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入软启动电路、双极性推挽式电路、耦合变压器、输出滤波电路，所述的双极性推挽式电路包括推挽连接关系的两只三极管，两三极管的发射极共地，两三极管的基极分别连接耦合变压器的反馈绕组两端，两三极管的集电极分别连接耦合变压器的原边绕组两端，还包括用于消除所述推挽三极管在上电时因特征频率过高而产生正弦振荡的高频自激抑制电路，所述的高频自激抑制电路连接于所述的双极推挽式电路中。本发明能够有效控制高频振荡。

Description

一种自激推挽式变换器

技术领域

本发明涉及一种用于工业控制与照明行业中实现DC-DC或DC-AC变换的自激推挽式变换器。

背景技术

现有的自激推挽式变换器应用一，如ZL专利号为03273278.3，公开日期：2004年8月25日，名称为《自激推挽式变换器》文中所述，包括输入滤波电路1、软启动电路2、双极性推挽式电路3、耦合变压器4、输出滤波电路5，其原理框图见图1，原理图如图2所示。

其电路结构为：输入滤波电容C连接于电压输入端与地之间，对输入电压进行滤波；滤波后的输入电压接入软启动电路，软启动电路由电阻R2和电容C1组成，电阻R2与电容C1串接后接地；电阻R2的两端分别与电压输入端以及为两个推挽晶体管TR1、TR2基极提供正反馈的耦合变压器B原边线圈N_B1和N_B2的中心抽头连接；两个推挽晶体管TR1、TR2的发射极共地，两个集电极分别连接耦合变压器原边线圈N_P1和N_P2的两个端头，基极连接耦合变压器原边线圈N_B1和N_B2的两个端头，原边线圈N_P1和N_P2中的中心抽头连接电压输入端；耦合变压器B的副边线圈N_S连接输出滤波电路至电压输出端。

其工作原理简述为：参见图2，采用公知的Royer(自激推挽式)电路，利用磁心饱和特性进行推挽振荡，接通电源后，R2对C1充电，C1上的电压为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压，由于两个管子特性不可能完全一样，因此，其中一只管子会先导通，假设TR2先导通，产生集电极电流I_C2，其对应的N_P2绕组的电压为上正下负，根据同名端关系，其基极N_B2绕组也出现上正下负的感应电压，这个电压增大了TR2的基极电流，这是一个正反馈的过程，因而很快使TR2饱和导通，TR1却完全截止。

三极管TR2对应的N_P2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间线性增加，但磁感应强度增加到耦合变压器B磁心的饱和点Bm时，线圈的电感量迅速减小，从而使TR2开关管的集电极电流急剧增加，增加的速率远大于基极电流的增加，TR2开关管脱离饱和，TR2开关管的U_CE增大，相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值，结果使TR2开关管基极电压也降低，造成TR2开关管向截止方向变化，此时，变压器线圈上的电压将反向，使另一只管子TR1导通，此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。在输出滤波电路输出端的波形如图3所示。

其特点为：利用磁心饱和特性进行推挽振荡，耦合变压器输出波形为近似方波，电路的变换效率较高。

现有的自激推挽式变换器应用二，属另一种应用形式，如图4所示，与图2不同之处在于增加了电容C4和电感L1；电容C4并接于推挽晶体管TR1、TR2的集电极；电感位于电阻R2与电压输入端节点和原边线圈N_P1和N_P2中心抽头之间。电路的振荡原理和上述的相似，但不是利用磁心饱和特性进行推挽振荡的，而是利用C4和耦合变压器B的N_P1和N_P2的总电感来进行LC回路振荡的，电路的输出波形为正弦波，不再是方波，其中的L1的作用：1、为变压器提供一个较大的交流输入阻抗，2、确保输出完美的正弦波，见图5，这种形式的振荡对器件的选值要求很严。

这是一个较为典型的串联谐振回路，根据公知的理论，设N_S的等效负载阻抗为R_L，设耦合变压器B的N_P1则为L_NP1，则耦合变压器B的N_P1和N_P2的总电感L＝4L_NP1，电容C＝C4，耦合变压器B的原边N_P1的匝数为N_NP1，副边N_S的匝数为N_NS，那么，电路原边的谐振回路的谐振阻抗满足：

\sqrt{\frac{L}{C}} < {(\frac{N_{NP 1}}{N_{NS}})}^{2} \times R_{L}

电路就可以良好起振。

其特点为：利用LC回路振荡，频率相对稳定，输出为正弦波或近似正弦波，效率较低，因此也需要在供电回路中串入电感L1提高效率。一般不用于DC-DC变换中。

以上现有技术的缺点：

随着原材料、元器件生产技术的提高，目前的三极管特征频率f_T越来越高，常在100MHz以上，磁心的工作带宽也向高频段延伸，磁心的传输效率也越来越高，上述电路的缺点也日益突出，上述应用一电路，在启动时，不能成功进入利用磁心饱和特性的推挽振荡，而是进入利用电路分布电容和变压器B在高频下的“电感”及其自身的分布电容进行的特殊的、不稳定的正弦振荡，在耦合变压器中加绕独立的两匝作为检测端口，记录的波形见图6。

在实际应用中，采用主流晶体管和主流磁心构建的现有技术的自激推挽式变换器，使用先进的录波式示波器检测，发现在上电时，全部都有特殊的、不稳定的正弦振荡。

这种在上电时特有的正弦振荡，不稳定、不规则，造成DC-DC变换器在上电时输出电压低，输出电压上升过于缓慢，达到额定输出电压经常要几秒至十几秒，引起后续电路的不正常工作、单片机不能正常复位、后续电路不工作引发整体功能紊乱，甚至引起重大事故。

在上电时，由于这种不稳定的振荡频率极高，常接近三极管特征频率f_T，开关三极管TR1或TR2的集电极电流极大，很容易烧毁，在实际使用中，常遇到这种情况，使得DC-DC功能丧失。

发明内容

有鉴如此，本发明的目的在于提供一种能够有效控制高频振荡的自激推挽式变换器。

为实现上述目的，本发明提供一种自激推挽式变换器，一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入软启动电路、双极性推挽式电路、耦合变压器、输出滤波电路，所述的双极性推挽式电路包括推挽连接关系的两只三极管，两三极管的发射极共地，两三极管的基极分别连接耦合变压器的反馈绕组两端，两三极管的集电极分别连接耦合变压器的原边绕组两端，其特征在于还包括用于消除所述推挽三极管在上电时因特征频率过高而产生正弦振荡的高频自激抑制电路，所述的高频自激抑制电路连接于所述的双极推挽式电路中。

优选地，所述的高频自激抑制电路包括一只电容，连接所述两只推挽三极管的集电极之间。或者连接所述两只推挽三极管的基极之间。

优选地，所述的高频自激抑制电路包括两只电容，分别连接在所述两只推挽三极管的基极与电源地之间。

优选地，所述的高频自激抑制电路包括两只电容，分别连接在所述两只推挽三极管的基极与耦合变压器反馈绕组中心抽头之间。

所述的抑制高频自激的电路主体选用高频损耗小的电容，并上去后，电路的分布电容和变压器B在高频下的分布电容相比之下显得可以忽略不计，让上电时的高频自激频率下移，优选地，下移至所述的双极性推挽式电路中两只三极管的特征频率f_T三分之一以下；移至四分之一以下则效果更佳；总之，下移幅度越大，高频自激抑制效果越好。

高频自激被衰减或频率下移后，所述的双极性推挽式电路中的两只三极管，便能在十几个周期内，很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动。

此外，高频自激抑制电路也可以采用两只电感，分别连接在所述两只推挽三极管的基极与耦合变压器反馈绕组端头之间；同样能达到抑制高频自激的目的。

本发明的优点在于采用数量不多的元件，低成本地改善了DC-AC或DC变换器在上电时输出电压低，输出电压上升过于缓慢；采用本发明后，高频自激曾衰减振荡或振荡频率下移后，所述的双极性推挽式电路中的两只三极管，便能在十几个周期内，很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动，让DC-AC或DC变换器在10mS甚至更短时间内达到额定输出电压；高频振荡得到有效的控制，不再损坏开关三极管。降低了对三极管选型的要求，并且可以选用传输效率高的磁心作为耦合变压器的主体，提高了变换器的转换效率。

此外该电路简单、体积小、易于生产实施、成本低。

附图说明

图1为现有的自激推挽式变换器应用一电路原理框图；

图2为现有的自激推挽式变换器应用一较为理想的电路原理图；

图3现有的自激推挽式变换器应用一输出波形；

图4为现有的自激推挽式变换器应用二较为理想的电路原理图；

图5为现有的自激推挽式变换器应用二电路的输出波形；

图6-1为现有的自激推挽式变换器应用一启动时输出波形；

图6-2为现有的自激推挽式变换器应用一启动时完整记录波形；

图7为本发明第一实施例的电路图；

图8为本发明第二实施例的电路图；

图9-1为本发明第三实施例的电路图；

图9-2为本发明第三实施例的交流等效应用电路图；

图10为本发明第四实施例的电路图。

具体实施方式

图7为第一实施例，如图所示，包括依次连接的输入滤波电路、软启动电路、双极性推挽式电路、耦合变压器、输出滤波电路，所述的双极性推挽式电路包括推挽连接关系的两只三极管TR1和TR2，两三极管的发射极共地，两三极管的基极分别连接耦合变压器的反馈绕组两端，两三极管的集电极分别连接耦合变压器的原边绕组两端

与现有技术图2中的不同处在于：增设了高频自激抑制电路，用于消除所述推挽三极管在上电时因特征频率过高而产生正弦振荡；高频自激抑制电路连接于所述的双极推挽式电路中。本实施例具体是在所述的双极性推挽式电路中两只三极管集电极之间并上一只电容C2，和现有技术图4的不同之处是，省去电感L1、电容C4；且电容C4用于正弦振荡，以输出正弦波，而本发明实施例中的电容C2用于抑制高频振荡，让电路快速进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中去。

上述实施例一的工作原理是：所述的抑制高频自激的电路主体是电容C2，选用高频损耗小的电容，并上去后，电路分布电容和变压器B在高频下的分布电容相比之下显得可以忽略不计，让上电时的高频自激频率大幅下移，让这个频率在所述的双极性推挽式电路中两只三极管的特征频率f_T三分之一以下。且只要不满足以下公式：

\sqrt{\frac{L}{C}} < {(\frac{N_{NP 1}}{N_{NS}})}^{2} \times R_{L}

满足下述公式：

\sqrt{\frac{L}{C}} < {(\frac{N_{NP 1}}{N_{NS}})}^{2} \times R_{L}

电路就不能进入高频自激振荡或呈高频衰减振荡。

高频自激频率下移后，所述的双极性推挽式电路中两只三极管，在十几个周期内，很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动。由于高频自激频率在所述的双极性推挽式电路中两只三极管的特征频率f_T三分之一以下或四分之一以下，两只三极管能可靠工作，不会因为失控的高频自激而引发电流过大而烧毁。根椐公知的理论，三极管的工作频率是三极管的特征频率f_T三分之一以下，工作较稳定，如果能让三极管的实际工作频率是三极管的特征频率f_T十分之一以下，电路将更加稳定。

图8为第二实施例，如图所示，与图7中所示实施例的不同处在于：在所述的双极性推挽式电路中两只三极管基极之间并上一只电容C2。

上述实施例二的工作原理是：所述的抑制高频自激的电路主体是电容C2，选用高频损耗小的电容，并上去后，上电时若有高频自激，在N_B1、N_B2和C2的回路中得到吸收，高频自激信号在这个回路中衰减，使得三极管TR1和TR2退出高频自激，并很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动。由于高频自激频率呈衰减状态，两只三极管能可靠工作，不会因为失控的高频自激而引发电流过大而烧毁。

图9-1为第三实施例，如图所示，其交流等效电路等同于图8。与图7中所示实施例的不同处在于：在所述的双极性推挽式电路中两只三极管基极和地线之间分别连接上两只电容C2-1和C2-2。

上述实施例三的工作原理是：所述的抑制高频自激的电路主体是电容C2-1和C2-2，选用高频损耗小的电容，并上去后，上电时若有高频自激，在N_B1或N_B2绕组输出振荡用的正反馈信号时，电容C2-1和C2-2因为接地，可以吸收高频信号，使得三极管TR1和TR2退出高频自激，并很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动。由于高频自激频率呈衰减状态，两只三极管能可靠工作，不会因为失控的高频自激而引发电流过大而烧毁。

图9-2为第三实施例的等效电路，其交流等效电路是相同的。在所述的双极性推挽式电路中两只三极管基极与所述的耦合变压器反馈绕组中心抽头连接点之间分别接上电容C2-1和C2-2，因软启动电容C1的是所述的耦合变压器反馈绕组中心抽头提供交流接地的，所以图9-2和图9-1是等效的。

图10为第四实施例，如图所示，与图7中所示实施例的不同处在于：在所述的双极性推挽式电路中两只三极管基极和耦合变压器的反馈绕组两端之间分别接入两只电感L21和L22。

上述实施例四的工作原理是：所述的抑制高频自激的电路主体是电感L21和L22，串入电路后，上电时若有高频自激，在绕组N_B1或N_B2输出振荡用的正反馈信号时，电感可以阻碍高频，通低频，加在三极管TR1和TR2上的高频自激信号得到衰减，使得三极管TR1和TR2退出高频自激，并很快进入利用磁心饱和特性进行的推挽振荡中，实现电路的快速启动。由于高频自激频率呈衰减状态，两只三极管能可靠工作，不会因为失控的高频自激而引发集电极电流过大而烧毁。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种自激推挽式变换器，包括依次连接的输入软启动电路、双极性推挽式电路、耦合变压器、输出滤波电路，所述的双极性推挽式电路包括推挽连接关系的两只三极管，两三极管的发射极共地，两三极管的基极分别连接耦合变压器的反馈绕组两端，两三极管的集电极分别连接耦合变压器的原边绕组两端，其特征在于还包括用于消除所述推挽三极管在上电时因特征频率过高而产生正弦振荡的高频自激抑制电路，所述的高频自激抑制电路连接于所述的双极推挽式电路中。

2.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的高频自激抑制电路包括一只电容，连接所述两只推挽三极管的集电极之间。

3.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的高频自激抑制电路包括一只电容，连接所述两只推挽三极管的基极之间。

4.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的高频自激抑制电路包括两只电容，分别连接在所述两只推挽三极管的基极与电源地之间。

5.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的高频自激抑制电路包括两只电容，分别连接在所述两只推挽三极管的基极与耦合变压器反馈绕组中心抽头之间。

6.根据权利要求2、3、4或5所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的电容为高频损耗小的电容，其容抗值选用能让上电时的高频自激频率下移至所述的双极性推挽式电路中两只三极管的特征频率f_T三分之一以下或四分之一以下。

7.根据权利要求1所述的自激推挽式变换器，其特征在于所述的高频自激抑制电路包括两只电感，分别连接在所述两只推挽三极管的基极与耦合变压器反馈绕组端头之间。