JPH02307361A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH02307361A JPH02307361A JP12649789A JP12649789A JPH02307361A JP H02307361 A JPH02307361 A JP H02307361A JP 12649789 A JP12649789 A JP 12649789A JP 12649789 A JP12649789 A JP 12649789A JP H02307361 A JPH02307361 A JP H02307361A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 57
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 6
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
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- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
本発明は、自動発振型又は他励発振型の共振コンバータ
を使用したスイッチングレギュレータに関する。
を使用したスイッチングレギュレータに関する。
［従来の技術］
従来、共振コンバータを使用したスイッチングレギュレ
ータとしては例えば第５図のものが知られている。
ータとしては例えば第５図のものが知られている。
第５図において、入力直流電圧ｖ１はチョッパコンバー
タ１を通すことで直流電圧Ｖ２に変換され、更に共振コ
ンバータ２を通すことで負荷３に対し必要とする一定の
直流出力電圧ｖ３に変換される。
タ１を通すことで直流電圧Ｖ２に変換され、更に共振コ
ンバータ２を通すことで負荷３に対し必要とする一定の
直流出力電圧ｖ３に変換される。
共振コンバータ２は自励式プッシュプル共振コンバータ
を例にとっており、スイッチ素子Ｑｌ。
を例にとっており、スイッチ素子Ｑｌ。
Ｑ２にかかる電圧の時間幅がインダクタンスＬＬ。
Ｌ２とコンデンサＣ１，Ｃ２の各々でなるＬＣ共振回路
で一義的に決定され、パルス幅制御（以下ｒＰＷＭＪと
いう）により出力電圧■３を調整することが困難である
。そこで、共振コンバータ２の前段にＰＷＭ回路５を備
えたチョッパ型コンバータｌを設け、誤差増幅器４で出
力電圧と基準電圧の差から得られた誤差電圧をＰＷＭ回
路５に与よ、誤差電圧が零、即ち出力電圧ｖ３が一定値
となるようにＰＷＭ回路５によりチョッパ型コンノ（−
タ１に設けたスイッチ素子をスイ・／チング制御し、共
振コンバータ２に入力する変換電圧ｖ２を調整すること
で出力電圧■３を安定化させてｂする。
で一義的に決定され、パルス幅制御（以下ｒＰＷＭＪと
いう）により出力電圧■３を調整することが困難である
。そこで、共振コンバータ２の前段にＰＷＭ回路５を備
えたチョッパ型コンバータｌを設け、誤差増幅器４で出
力電圧と基準電圧の差から得られた誤差電圧をＰＷＭ回
路５に与よ、誤差電圧が零、即ち出力電圧ｖ３が一定値
となるようにＰＷＭ回路５によりチョッパ型コンノ（−
タ１に設けたスイッチ素子をスイ・／チング制御し、共
振コンバータ２に入力する変換電圧ｖ２を調整すること
で出力電圧■３を安定化させてｂする。
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら、このような従来の共振コンノクータを用
いたスイッチングレギ２、レータにあっては、共振コン
バータ自体のＰＷＭ制御が困難なために前段にＰＷＭ制
御用のチョッパ型コンノく一夕を別途設けなれけばなら
な構成となっていいため、回路構成が複雑化して回路部
品の点数が多くなり、また効率も悪くコスト的にも高価
になってしまう問題があった。
いたスイッチングレギ２、レータにあっては、共振コン
バータ自体のＰＷＭ制御が困難なために前段にＰＷＭ制
御用のチョッパ型コンノく一夕を別途設けなれけばなら
な構成となっていいため、回路構成が複雑化して回路部
品の点数が多くなり、また効率も悪くコスト的にも高価
になってしまう問題があった。
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
ので、共振コンバータを直接ＰＷＭ制御して出力電圧を
安定化できる回路構成が簡単で効率の高いスイッチング
レギュレータを提供することを目的とする。
ので、共振コンバータを直接ＰＷＭ制御して出力電圧を
安定化できる回路構成が簡単で効率の高いスイッチング
レギュレータを提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段］
まず本発明は、共振コンバータの自励発振又は他励発振
によるスイッチング動作に基づき入力直流電圧を所定の
直流出力電圧に変換するスイッチングレギュレータを対
象とする。
によるスイッチング動作に基づき入力直流電圧を所定の
直流出力電圧に変換するスイッチングレギュレータを対
象とする。
このようなスイッチングレギュレータにつき本発明にあ
っては、共振コンバータの自励発振又は他励発振による
スイッチング動作を該スイッチング周波数より低い周波
数で定まる周期で断続させる断続手段と；該断続手段に
よる共振コンバータの断続時間の比率を前記出力電圧を
一定電圧に保つように調整する断続制御手段と；を設け
るようしたものである。［作用］ このような構成を備えた本発明のスイッチングレギュレ
ータによれば、共振コンバータをそのスイッチング周波
数より低い周波数の周期で発振動作と発振停止との断続
動作をさせ、この共振コンバータの断続時間比率を出力
電圧と基準電圧との差に基づく誤差電圧に応じてＰＷＭ
制御することにより出力電圧を安定化でき、直接共振コ
ンバータをＰＷＭ制御できるために従来のＰＷＭ制御用
のチョッパ型コンバータを前段に設ける必要がなく、回
路構成を簡単にすると共に変換効率を高めた安価なスイ
ッチングレギュレータを実現できる。
っては、共振コンバータの自励発振又は他励発振による
スイッチング動作を該スイッチング周波数より低い周波
数で定まる周期で断続させる断続手段と；該断続手段に
よる共振コンバータの断続時間の比率を前記出力電圧を
一定電圧に保つように調整する断続制御手段と；を設け
るようしたものである。［作用］ このような構成を備えた本発明のスイッチングレギュレ
ータによれば、共振コンバータをそのスイッチング周波
数より低い周波数の周期で発振動作と発振停止との断続
動作をさせ、この共振コンバータの断続時間比率を出力
電圧と基準電圧との差に基づく誤差電圧に応じてＰＷＭ
制御することにより出力電圧を安定化でき、直接共振コ
ンバータをＰＷＭ制御できるために従来のＰＷＭ制御用
のチョッパ型コンバータを前段に設ける必要がなく、回
路構成を簡単にすると共に変換効率を高めた安価なスイ
ッチングレギュレータを実現できる。
［実施例］
第１図は本発明の一実施例を示した実施例構成図である
。
。
第１図において、２は共振コンバータであり、自動式プ
ッシュプル共振コンバータを例にとっている。
ッシュプル共振コンバータを例にとっている。
共振コンバータ２はトランスＴｆを備え、−次巻線Ｌｏ
、Ｌｌ、Ｌ２．Ｌ３、コンデンサＣ１゜Ｃ２，スイッチ
素子としての電界効果トランジスタＱｌ、Ｑ２によりＬ
Ｃ共振を利用した発振回路を構成しており、ＬＬ＝Ｌ２
＝Ｌ、Ｃ１＝Ｃ２＝ＣとするとＬＣの値で定まる発振周
波数ｆ１をもつ。
、Ｌｌ、Ｌ２．Ｌ３、コンデンサＣ１゜Ｃ２，スイッチ
素子としての電界効果トランジスタＱｌ、Ｑ２によりＬ
Ｃ共振を利用した発振回路を構成しており、ＬＬ＝Ｌ２
＝Ｌ、Ｃ１＝Ｃ２＝ＣとするとＬＣの値で定まる発振周
波数ｆ１をもつ。
トランスＴｆの出力巻線Ｌ、０に誘起された交流出力電
圧はダイオードＤｉ、Ｄ２により整流されコンデンサＣ
３で平滑した後、出力電圧ｖ３として負荷３に供給して
いる。
圧はダイオードＤｉ、Ｄ２により整流されコンデンサＣ
３で平滑した後、出力電圧ｖ３として負荷３に供給して
いる。
この共振コンバータ２に対してはスイッチング動作断続
回路１０か設けられる。
回路１０か設けられる。
スイッチング動作断続回路１０には発振回路１１が設け
られ、発振回路１１は共振コンバータ２のスイッチング
周波数ｆ１より低い周波数ｆ２の発振出力ａを生ずる。
られ、発振回路１１は共振コンバータ２のスイッチング
周波数ｆ１より低い周波数ｆ２の発振出力ａを生ずる。
発振回路１１の発振出力は直接に自励発振開始回路１３
に与えられると共に、ｒ’ＷＭ回路１２を介して自動発
振停止回路１４に与えられる。
に与えられると共に、ｒ’ＷＭ回路１２を介して自動発
振停止回路１４に与えられる。
自動発振開始回路１３は発振回路１１の発振出力ａに同
期して発振開始出力すを生じ、抵抗Ｒ１゜Ｒ２及びダイ
オードＤ３．Ｄ４でなるバイアス回路を介して共振コン
バータ２の電界効果トランジスタＱｌ、Ｑ２をゲートバ
イアスして動作状態とし、帰還巻線１，３による帰還電
圧に基づく自動発振動作をトリガする。
期して発振開始出力すを生じ、抵抗Ｒ１゜Ｒ２及びダイ
オードＤ３．Ｄ４でなるバイアス回路を介して共振コン
バータ２の電界効果トランジスタＱｌ、Ｑ２をゲートバ
イアスして動作状態とし、帰還巻線１，３による帰還電
圧に基づく自動発振動作をトリガする。
自動発振停止回路１４は、自動発振起動開始回路１３に
より発振が開始された共振コンバータ２の発振動作を発
振器１１の発振周波数ｆ２の周期Ｔ内で制御するもので
、トランジスタＱ３のオンにより電界効果トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２のゲートをダイオードＤ３．Ｄ４を介してア
ース電位に引き込むことで発振停止を行なう。この発振
停止信号Ｃにより決まる発振周期Ｔ内での発振動作時間
と発振停止時間の時間比率はＰＷＭ回路１２により制御
される。
より発振が開始された共振コンバータ２の発振動作を発
振器１１の発振周波数ｆ２の周期Ｔ内で制御するもので
、トランジスタＱ３のオンにより電界効果トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２のゲートをダイオードＤ３．Ｄ４を介してア
ース電位に引き込むことで発振停止を行なう。この発振
停止信号Ｃにより決まる発振周期Ｔ内での発振動作時間
と発振停止時間の時間比率はＰＷＭ回路１２により制御
される。
ＰＷＭ回路１２に対しては誤差増幅器４の出力が与えら
れ、誤差増幅器４は出力電圧Ｖ３と基準電圧Ｖｒとの差
に応じた誤差電圧を出力し、この誤差電圧に応じＰＷＭ
回路１２によるパルス幅制御が行なわれる。
れ、誤差増幅器４は出力電圧Ｖ３と基準電圧Ｖｒとの差
に応じた誤差電圧を出力し、この誤差電圧に応じＰＷＭ
回路１２によるパルス幅制御が行なわれる。
具体的には、出力電圧が大きくなった時にはＰＷＭ回路
１２により自励発振停止回路１４による共振コンバータ
２の発振停止タイミングが速くなって周期Ｔ内の停止時
間の割合が増加し、出力電圧Ｖ３がした下った時には周
期Ｔ内の発振停止時間の割合が大きくなるように制御す
る。
１２により自励発振停止回路１４による共振コンバータ
２の発振停止タイミングが速くなって周期Ｔ内の停止時
間の割合が増加し、出力電圧Ｖ３がした下った時には周
期Ｔ内の発振停止時間の割合が大きくなるように制御す
る。
次に第１図の実施例の動作を第２図の信号波形図を参照
して説明する。
して説明する。
電源を投入すると、最初、共振コンバータ２は停止状Σ
にあり、発振回路１１より最初の発振出力縁が得られる
と、自動発振開始回路１３は発振出力ａに同期して起動
パルスｂを共振インバータ２に設けた電界効果トランジ
スタＱ１．Ｑ２のゲート回路に送る。起動パルスｂを受
けた共振コンバータ２は例えば電界トランジスタロ１側
からのオンによりトランスＴｆの一次巻線Ｌｏ、Ｌｌに
スイッチング電流を流して自動発振動作に入り、ＬＣ共
振回路により決まる周波数ｆ１で発振を開始する。
にあり、発振回路１１より最初の発振出力縁が得られる
と、自動発振開始回路１３は発振出力ａに同期して起動
パルスｂを共振インバータ２に設けた電界効果トランジ
スタＱ１．Ｑ２のゲート回路に送る。起動パルスｂを受
けた共振コンバータ２は例えば電界トランジスタロ１側
からのオンによりトランスＴｆの一次巻線Ｌｏ、Ｌｌに
スイッチング電流を流して自動発振動作に入り、ＬＣ共
振回路により決まる周波数ｆ１で発振を開始する。
次に、発振出力ａから周期Ｔ内の所定時間後にＰＷＭ回
路１２のパルス幅制御に基づく停止信号Ｃが自動発振停
止回路１４から共振コンバータ２に送られ、停止信号Ｃ
により電界効果トランジスタＱ１．Ｑ２のゲートをアー
ス電位に引き込むことにより共振インバータ２は発振を
停止する。
路１２のパルス幅制御に基づく停止信号Ｃが自動発振停
止回路１４から共振コンバータ２に送られ、停止信号Ｃ
により電界効果トランジスタＱ１．Ｑ２のゲートをアー
ス電位に引き込むことにより共振インバータ２は発振を
停止する。
以下、発振出力ａが得られる毎に同じ動作を繰り返す。
共振インバータ２の発振、停止の繰り返しによる動作中
、誤差増幅器４で出力電圧Ｖ３の基準電圧Ｖｒに対する
変化が監視され、出力電圧■３が大きくなると誤差電圧
によりＰＷＭ回路１２は第２図の発振停止出力の周期′
ｒ内での発生タイミングを早くして共振コンバータ２の
発振動作時間］゛。、を短くし、逆に出力電圧Ｖ３が低
下すれば発振動作時間’ｒＯＮを長くするように制御し
、出力電圧を安定化する。
、誤差増幅器４で出力電圧Ｖ３の基準電圧Ｖｒに対する
変化が監視され、出力電圧■３が大きくなると誤差電圧
によりＰＷＭ回路１２は第２図の発振停止出力の周期′
ｒ内での発生タイミングを早くして共振コンバータ２の
発振動作時間］゛。、を短くし、逆に出力電圧Ｖ３が低
下すれば発振動作時間’ｒＯＮを長くするように制御し
、出力電圧を安定化する。
第３図は本発明の他の実施例を示した実施例構成図であ
り、この実施例は共振コンバータとして自動式リンキン
グチョーク共振コンバータ２−２を使用したことを特徴
とし、この自動式リンキングチョーク共振コンバータ２
−２に対し第１図の実施例に示した回路構成を備えたス
イッチング動作断続回路１０を設け、スイッチ素子Ｑ４
を第２図に示したように起動停止制御して出力電圧を安
定化している。
り、この実施例は共振コンバータとして自動式リンキン
グチョーク共振コンバータ２−２を使用したことを特徴
とし、この自動式リンキングチョーク共振コンバータ２
−２に対し第１図の実施例に示した回路構成を備えたス
イッチング動作断続回路１０を設け、スイッチ素子Ｑ４
を第２図に示したように起動停止制御して出力電圧を安
定化している。
更に第４図は共振コンバータとして他動式ハーフブリッ
ジ共振コンバータ２−３を使用したことを特徴とし、発
振周波数ｆ１を有する発振器１１−２によりドライブ回
路１５を通して他動動作している共振コンバータ２−２
を、発振回路１１−２の発振周波数ｆ１より低い発振周
波数ｆ２をもつ発振器１１−１の発振周期でパルス幅制
御される他動発振断続制御回路１６の制御出力によりト
ランジスタＱ５．Ｑ６を起動、停止制御することで出力
電圧を安定化している。
ジ共振コンバータ２−３を使用したことを特徴とし、発
振周波数ｆ１を有する発振器１１−２によりドライブ回
路１５を通して他動動作している共振コンバータ２−２
を、発振回路１１−２の発振周波数ｆ１より低い発振周
波数ｆ２をもつ発振器１１−１の発振周期でパルス幅制
御される他動発振断続制御回路１６の制御出力によりト
ランジスタＱ５．Ｑ６を起動、停止制御することで出力
電圧を安定化している。
［発明の効果］
以上説明してきたように本発明によれば、パルス幅制御
が困難な共振コンバータであっても、コンバータのスイ
ッチング周波数より低い周波数で断続させることで直接
パルス幅制御することができ、共振コンバータが本来も
つ高効率とＰＷＭ制御による出力電圧の制御性の良さの
両方の長所を備えたスイッチングレギュレータを簡潔な
回路構成で実現でき、効率アップと同時に小型化とコス
トダウンを図ることができる。
が困難な共振コンバータであっても、コンバータのスイ
ッチング周波数より低い周波数で断続させることで直接
パルス幅制御することができ、共振コンバータが本来も
つ高効率とＰＷＭ制御による出力電圧の制御性の良さの
両方の長所を備えたスイッチングレギュレータを簡潔な
回路構成で実現でき、効率アップと同時に小型化とコス
トダウンを図ることができる。
第１図は本発明の実施例構成図；
第２図は第１図の動作信号波形図；
第３．４図は本発明の他の実施例構成図：第５図は従来
回路の構成図である。 図中、 ２：共振コンバータ （自励プッシュプル共振コンバータ） ２−１：自動リンキングチョーク共振コンバータ２−２
：他動ハーフブリッジ共振コンバータ３：負荷 ４：誤差増幅器 １０ニスイツチング動作断続制御回路 １１．１１−１．１１−２：発振回路（Ｏ５Ｃ）１２：
パルス幅制御回路（ＰＷＭ回路）１３：自動発振開始回
路 １４：自動発振停止回路 １５ニドライブ回路 １６：他動発振断続制御回路
回路の構成図である。 図中、 ２：共振コンバータ （自励プッシュプル共振コンバータ） ２−１：自動リンキングチョーク共振コンバータ２−２
：他動ハーフブリッジ共振コンバータ３：負荷 ４：誤差増幅器 １０ニスイツチング動作断続制御回路 １１．１１−１．１１−２：発振回路（Ｏ５Ｃ）１２：
パルス幅制御回路（ＰＷＭ回路）１３：自動発振開始回
路 １４：自動発振停止回路 １５ニドライブ回路 １６：他動発振断続制御回路
Claims (1)
- （１）共振コンバータの自励発振又は他励発振によるス
イッチング動作に基づき入力直流電圧を所定の直流出力
電圧に変換するスイッチングレギュレータに於いて、 前記共振コンバータの自励発振又は他励発振によるスイ
ッチング動作を該スイッチング周波数より低い周波数で
定まる周期で断続させる断続手段と； 該断続手段による前記共振コンバータの断続時間の比率
を前記出力電圧を一定電圧に保つように調整する断続制
御手段と； を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12649789A JPH02307361A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12649789A JPH02307361A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | スイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02307361A true JPH02307361A (ja) | 1990-12-20 |
Family
ID=14936670
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12649789A Pending JPH02307361A (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02307361A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0638986A1 (fr) * | 1993-08-10 | 1995-02-15 | ELA MEDICAL (Société anonyme) | Convertisseur continu-continu pour charge à tension variable |
| JP2008061371A (ja) * | 2006-08-31 | 2008-03-13 | Toko Inc | 自励式共振型スイッチング電源 |
| CN104539166A (zh) * | 2014-12-16 | 2015-04-22 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种用于自激推挽式变换器的偏置电路 |
| JP2017028783A (ja) * | 2015-07-17 | 2017-02-02 | ローム株式会社 | スイッチング電源装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS507020A (ja) * | 1973-05-21 | 1975-01-24 |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP12649789A patent/JPH02307361A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS507020A (ja) * | 1973-05-21 | 1975-01-24 |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0638986A1 (fr) * | 1993-08-10 | 1995-02-15 | ELA MEDICAL (Société anonyme) | Convertisseur continu-continu pour charge à tension variable |
| FR2709026A1 (fr) * | 1993-08-10 | 1995-02-17 | Ela Medical Sa | Convertisseur continu-continu pour charge à tension variable. |
| US5818703A (en) * | 1993-08-10 | 1998-10-06 | Ela Medical S.A. | DC/DC converter for a variable voltage load |
| JP2008061371A (ja) * | 2006-08-31 | 2008-03-13 | Toko Inc | 自励式共振型スイッチング電源 |
| CN104539166A (zh) * | 2014-12-16 | 2015-04-22 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种用于自激推挽式变换器的偏置电路 |
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