JPS61277372A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPS61277372A JPS61277372A JP11835785A JP11835785A JPS61277372A JP S61277372 A JPS61277372 A JP S61277372A JP 11835785 A JP11835785 A JP 11835785A JP 11835785 A JP11835785 A JP 11835785A JP S61277372 A JPS61277372 A JP S61277372A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- power supply
- coil
- transistors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、各種電子Ｉｌ器に用いられる電源装置に関す
る。
る。
［発明の技術的背景〕
近年、バッテリ駆動型の電子機器が各種開発されている
が、これらの機器の中にはバッテリから得られる直流を
適当なスイッチング素子を用いて一旦交流に変換し、イ
ンバータトランスにより変圧し、さらに整流して、安定
化された所定レベルの直流を得るように構成されたスイ
ッチング電源装置を有するものがある。
が、これらの機器の中にはバッテリから得られる直流を
適当なスイッチング素子を用いて一旦交流に変換し、イ
ンバータトランスにより変圧し、さらに整流して、安定
化された所定レベルの直流を得るように構成されたスイ
ッチング電源装置を有するものがある。
第３図はこのスイッチング電源装置の構成の一例を示す
ブロック図である。なおこのスイッチング電源装＠ばい
わゆる０級共振型インバータを用いた多出力型の電源装
置である。
ブロック図である。なおこのスイッチング電源装＠ばい
わゆる０級共振型インバータを用いた多出力型の電源装
置である。
同図においてＥは入力される直流、しは入力電流平滑用
のチョークコイル、Ｃは共振用のコンデンサ、Ｑｌおよ
びＱｌはスイッチング用のトランジスタ、Ｔはインバー
タトランス、Ｎｐ＋およびＮＦ２はこのインバータトラ
ンスＴの１次コイル、Ｎｓ＋〜Ｎｓ４は同２次コイル、
ＭＡ＋およびＭＡ２は可飽和リアクトルを用いた磁気増
幅回路、ＲＥ＋およびＲＥ２は整流回路、ＦｌおよびＦ
２は平滑用のフィルタ回路、ＤＲ＋およびＤＲ２は前記
磁気増幅回路ＭＡ＋およびＭＡ２のコントロール回路を
示している。
のチョークコイル、Ｃは共振用のコンデンサ、Ｑｌおよ
びＱｌはスイッチング用のトランジスタ、Ｔはインバー
タトランス、Ｎｐ＋およびＮＦ２はこのインバータトラ
ンスＴの１次コイル、Ｎｓ＋〜Ｎｓ４は同２次コイル、
ＭＡ＋およびＭＡ２は可飽和リアクトルを用いた磁気増
幅回路、ＲＥ＋およびＲＥ２は整流回路、ＦｌおよびＦ
２は平滑用のフィルタ回路、ＤＲ＋およびＤＲ２は前記
磁気増幅回路ＭＡ＋およびＭＡ２のコントロール回路を
示している。
そして第４図（ａ）および（ｂ）はスイッチング用のト
ランジスタＱ１およびＱｌの電圧波形Ｖ１、■２および
電流波形ｉ＋、＋２をそれぞれ示す図である。
ランジスタＱ１およびＱｌの電圧波形Ｖ１、■２および
電流波形ｉ＋、＋２をそれぞれ示す図である。
第３図の回路において、入力される直流Ｅによる電流１
はチョークコイルＬにより一定の電流値に保たれ、トラ
ンジスタＱ１およびＱｌの電流波形は方形波になる。ま
たこの場合、トランジスタＱ１およびＱｌは半サイクル
ずつ交互にＯＮする。
はチョークコイルＬにより一定の電流値に保たれ、トラ
ンジスタＱ１およびＱｌの電流波形は方形波になる。ま
たこの場合、トランジスタＱ１およびＱｌは半サイクル
ずつ交互にＯＮする。
そして共振用コンデンサＣの値およびインバータトラン
スＴの１次コイルの巻線インダクタンスＬＰの値は、ト
ランジスタＱ１およびＱｌが所定のスイッチング周波数
ｆで並列共振を行うように設定されている。
スＴの１次コイルの巻線インダクタンスＬＰの値は、ト
ランジスタＱ１およびＱｌが所定のスイッチング周波数
ｆで並列共振を行うように設定されている。
そしてインバータトランスＴの１次コイルＮｐ１および
ＮＦ２には正弦波電圧が発生し、その周期Ｔはトランジ
スタＱ１およびＱｌのスイッチング周期と一致する。
ＮＦ２には正弦波電圧が発生し、その周期Ｔはトランジ
スタＱ１およびＱｌのスイッチング周期と一致する。
またこの回路においてトランジスタＱ１およびＱｌのコ
レクターエミッタ間電圧ＶＣＥは、第４図（ａ）、（ｂ
）にｖｌおよびＶ２で示したように、トランジスタＱ１
およびＱｌのターンオン時とターンオフ時にＯボルトに
さがるので、トランジスタＱ１およびＱｌのターンオン
時およびターンオフ時のスイッチング損失が小さい。
レクターエミッタ間電圧ＶＣＥは、第４図（ａ）、（ｂ
）にｖｌおよびＶ２で示したように、トランジスタＱ１
およびＱｌのターンオン時とターンオフ時にＯボルトに
さがるので、トランジスタＱ１およびＱｌのターンオン
時およびターンオフ時のスイッチング損失が小さい。
さらにこの回路ではインバータトランスＴの２次コイル
Ｎｓ＋〜Ｎｓｚに誘起される電力が磁気増幅回路ＭＡ＋
およびＭＡ２により位相制御されるので、直流出力電圧
ｖ１およびＶ２を一定に保つことができる。
Ｎｓ＋〜Ｎｓｚに誘起される電力が磁気増幅回路ＭＡ＋
およびＭＡ２により位相制御されるので、直流出力電圧
ｖ１およびＶ２を一定に保つことができる。
なおこの場合のフィードバック制御は、コントロール回
路ＤＲ＋およびＤＲ２により行われる。
路ＤＲ＋およびＤＲ２により行われる。
すなわち、コントロール回路ＯＲ＋およびＤＲ２の出力
が磁気増幅回路ＭＡ＋およびＭＡ２の可飽和リアクトル
の磁束のリセット量を制御するのである。
が磁気増幅回路ＭＡ＋およびＭＡ２の可飽和リアクトル
の磁束のリセット量を制御するのである。
［背景技術の問題点］
しかしながらこのような電源装置においては、磁気増幅
回路ＭＡ＋およびＭＡ２の入力電圧のレベルが、直流人
力Ｅのレベルに比例するので、磁気増幅回路ＭＡ＋およ
びＭＡ２の位相制御範囲は直流人力Ｅの変動範囲に対応
させる必要がある。
回路ＭＡ＋およびＭＡ２の入力電圧のレベルが、直流人
力Ｅのレベルに比例するので、磁気増幅回路ＭＡ＋およ
びＭＡ２の位相制御範囲は直流人力Ｅの変動範囲に対応
させる必要がある。
したがって直流人力Ｅの変動範囲が大きいと、磁気増幅
回路ＭＡ＋およびＭＡ２の可飽和リアクトルのコアを相
当大きくする必要が生じる。
回路ＭＡ＋およびＭＡ２の可飽和リアクトルのコアを相
当大きくする必要が生じる。
またスイッチング用のトランジスタＱ１およびＱｌには
正弦波状の電圧が印加されるが、そのピーク値は約３．
１４ＸＥボルトと大きいため、トランジスタＱ１および
Ｑｌとして、定格電圧の相当大きなものを用いなければ
ならないという問題があった。
正弦波状の電圧が印加されるが、そのピーク値は約３．
１４ＸＥボルトと大きいため、トランジスタＱ１および
Ｑｌとして、定格電圧の相当大きなものを用いなければ
ならないという問題があった。
し発明の目的］
本発明は上述したような問題点を解決すべくなされたも
ので、定格電圧の大きなトランジスタや、可飽和リアク
トルのコアの大きい磁気増幅回路を用いることなく電圧
の安定化制御を行うことができるコンパクトな電源装置
の提供を目的としている。
ので、定格電圧の大きなトランジスタや、可飽和リアク
トルのコアの大きい磁気増幅回路を用いることなく電圧
の安定化制御を行うことができるコンパクトな電源装置
の提供を目的としている。
［発明の概要］
すなわち本発明の電源装置は、被制御側の一方、の端子
が直列に接続され接続されていない他方の端子間に入力
直流が印加される少なくとも２つのスイッチング素子と
、前記端子の接続点と前記他方の端子のいずれか一方と
の間に直列に接続されたチョークコイル共振用コンデン
サと、この共振用コンデンサの両端に接続された１次巻
線と、この１次巻線に磁気結合された２次コイルと、こ
の２次コイルの両端に接続された出力電流制御回路とを
備えてなることを特徴としている。
が直列に接続され接続されていない他方の端子間に入力
直流が印加される少なくとも２つのスイッチング素子と
、前記端子の接続点と前記他方の端子のいずれか一方と
の間に直列に接続されたチョークコイル共振用コンデン
サと、この共振用コンデンサの両端に接続された１次巻
線と、この１次巻線に磁気結合された２次コイルと、こ
の２次コイルの両端に接続された出力電流制御回路とを
備えてなることを特徴としている。
［発明の実施例コ
以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づいて説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例の構成を示ずブロック図であ
り、第３図と共通する部分には共通の符号が付されてい
る。
り、第３図と共通する部分には共通の符号が付されてい
る。
同図において、Ｅは入ツノされる直流、ＱｌおよびＣ２
はそのエミッタとコレクタの一方とが直列に接続され、
他方に前記直流Ｅが印加される２つのスイッチング用ト
ランジスタ、Ｌ、、ＣはトランジスタＱ１とＣ２との前
記接続点とトランジスタＱ２のエミッタ、すなわち入力
直流Ｅのマイナス側との間に直列に介挿された平滑用チ
ョークフィルと共振用コンデンサ、ＤｌおよびＤ２はト
ランジスタＱ＋Ｉ５よびＱｚのそれぞれのエミッターコ
レクタ間に並列に介挿されたダイオード、ＣＩおよびＣ
２は同じくトランジスタＱ１およびＣ２のそれぞれのエ
ミッターコレクタ間に並列に介挿されたコンデンサを示
している。
はそのエミッタとコレクタの一方とが直列に接続され、
他方に前記直流Ｅが印加される２つのスイッチング用ト
ランジスタ、Ｌ、、ＣはトランジスタＱ１とＣ２との前
記接続点とトランジスタＱ２のエミッタ、すなわち入力
直流Ｅのマイナス側との間に直列に介挿された平滑用チ
ョークフィルと共振用コンデンサ、ＤｌおよびＤ２はト
ランジスタＱ＋Ｉ５よびＱｚのそれぞれのエミッターコ
レクタ間に並列に介挿されたダイオード、ＣＩおよびＣ
２は同じくトランジスタＱ１およびＣ２のそれぞれのエ
ミッターコレクタ間に並列に介挿されたコンデンサを示
している。
またＮＰは共振用コンデンサＣの両端に接続されたイン
バータトランスＴの１次コイル、Ｎ８１およびＮＳ２は
１次コイルＮｐと磁気結合された２次コイル、ＭＡ＋お
よびＭＡ２は可飽和リアクトルを有する磁気ｍ幅回路、
ＲＥ＋およびＲＥ２は整流回路、Ｆｌおよび「２は平滑
用のフィルタ回路、ＤＲ＋およびＤＲ２は磁気壜幅回路
ＭＡ＋およびＭＡｚのコントロール回路を示す図である
。
バータトランスＴの１次コイル、Ｎ８１およびＮＳ２は
１次コイルＮｐと磁気結合された２次コイル、ＭＡ＋お
よびＭＡ２は可飽和リアクトルを有する磁気ｍ幅回路、
ＲＥ＋およびＲＥ２は整流回路、Ｆｌおよび「２は平滑
用のフィルタ回路、ＤＲ＋およびＤＲ２は磁気壜幅回路
ＭＡ＋およびＭＡｚのコントロール回路を示す図である
。
第２図はトランジスタＱＩおよびＱｚの電圧波形および
電流波形を示している。
電流波形を示している。
以下、第１図および第２図に基づいて本実施例のＩ！Ｉ
Ｉ！装置の動作について説明する。
Ｉ！装置の動作について説明する。
なお本実施例における電源装置は、そのインバータトラ
ンスＴの２次側の部分が第３図のそれと共通しているた
め、この部分については説明を省略する。
ンスＴの２次側の部分が第３図のそれと共通しているた
め、この部分については説明を省略する。
第１図に示した回路において、まずトランジスタＱ１が
ｒＯＮ状態」になると、Ｅ→Ｑ ＋ −４１−→Ｃ→Ｅ
の経路でトランジスタＱ１に電流が流れる。
ｒＯＮ状態」になると、Ｅ→Ｑ ＋ −４１−→Ｃ→Ｅ
の経路でトランジスタＱ１に電流が流れる。
この電流は第２図（ａ）のｉＣｌに該当する。
そして１２時間経過後にトランジスタＱ１を「０「Ｆ状
態Ｊにすると、チョークコイル（−を流れる電流ｉＱ１
はさらに流れ続ける。この電流ｉＱ１は第２図（ａ＞の
ｉＣｌのごとくコンデンサＣ１を通って流れる。
態Ｊにすると、チョークコイル（−を流れる電流ｉＱ１
はさらに流れ続ける。この電流ｉＱ１は第２図（ａ＞の
ｉＣｌのごとくコンデンサＣ１を通って流れる。
これによりコンデンサＣ１の両端電圧、すなわちトラン
ジスタＱ１の両端電圧ＶＣＥ（Ｑｌ）は第２図Ｔ３の期
間でｆｆｌ［電圧Ｅまで上昇する。
ジスタＱ１の両端電圧ＶＣＥ（Ｑｌ）は第２図Ｔ３の期
間でｆｆｌ［電圧Ｅまで上昇する。
したがって第２図（ｂ）かられかるようにトランジスタ
Ｑ２の両端電圧ＶＣＥ（Ｃ２）はこのＴ３の期間でＯボ
ルトに下がる。
Ｑ２の両端電圧ＶＣＥ（Ｃ２）はこのＴ３の期間でＯボ
ルトに下がる。
この時点でコンデンサＣ１を流れる電流ｉＣＩはＯにな
り、チョークコイルＬの電流がダイオードＤ２に転流す
る。
り、チョークコイルＬの電流がダイオードＤ２に転流す
る。
すなわちＤ２→Ｌ→Ｃ−＋Ｄｚのルートでチョークコイ
ルＬの電流が上側のアームから下側のアームに転流する
。
ルＬの電流が上側のアームから下側のアームに転流する
。
ここでコントロール回路ＤＲｚがトランジスタＱ２をｒ
ＯＮ状態」にする信号を供給する。するとダイオードＤ
２に転流した電流＋Ｄ２は振動しつつＯになり、反転し
たところで、今度はチョークコイルＬの電流がトランジ
スタＱ２を流れる。
ＯＮ状態」にする信号を供給する。するとダイオードＤ
２に転流した電流＋Ｄ２は振動しつつＯになり、反転し
たところで、今度はチョークコイルＬの電流がトランジ
スタＱ２を流れる。
このとぎのトランジスタＱ２のオン時間はＴ２である。
そしてＴｚ時間経過後、トランジスタＱ２をｒＯＦＦ状
態」にすると、トランジスタＱ２に流れていた電流ｉＱ
２はコンデンサＣ２へ移り、コンデンサＣ２が充電され
る。このコンデンサＣ２の電圧は電源電圧Ｅまで上昇す
る。
態」にすると、トランジスタＱ２に流れていた電流ｉＱ
２はコンデンサＣ２へ移り、コンデンサＣ２が充電され
る。このコンデンサＣ２の電圧は電源電圧Ｅまで上昇す
る。
またトランジスタＱ２の電圧が電源電圧Ｅまで上昇する
と、トランジスタＱ１の両端電圧ＶｃＥ（Ｑｌ）は０ボ
ルトに下がる。この時点でコンデンサＣ２に流れる電流
ＩＣ２はＯになり、チョークコイルＬの電流はダイオー
ドＤ１に転流する。
と、トランジスタＱ１の両端電圧ＶｃＥ（Ｑｌ）は０ボ
ルトに下がる。この時点でコンデンサＣ２に流れる電流
ＩＣ２はＯになり、チョークコイルＬの電流はダイオー
ドＤ１に転流する。
なおダイオードＤ＋に流れる電流ｔＤ＋が０になるまで
の時間はＴ１である。このようにして１つのサイクルが
終わる。
の時間はＴ１である。このようにして１つのサイクルが
終わる。
第２図（ａ）、（ｂ）からもわかるように本実施例装置
において、トランジスタＱ１およびＣ２に印加される一
電圧は、最大値がＥ （Ｖ）の台形状の波形であり、チ
ョークコイルＬを流れる電流は、チョークコイルしおよ
びコンデンサＣの直列共振により正弦波状になる。また
コンデンサＣの両端電圧も正弦波状になる。
において、トランジスタＱ１およびＣ２に印加される一
電圧は、最大値がＥ （Ｖ）の台形状の波形であり、チ
ョークコイルＬを流れる電流は、チョークコイルしおよ
びコンデンサＣの直列共振により正弦波状になる。また
コンデンサＣの両端電圧も正弦波状になる。
そしてこの電圧がインバータトランスＴの１次コイルＮ
ｐに印加されＮｓ＋”Ｎｓ＋から取り出されるのである
。
ｐに印加されＮｓ＋”Ｎｓ＋から取り出されるのである
。
上述したように本実施例装置では、インバータトランス
Ｔに印加される電圧は、コンデンサＣに流れる？！を流
の大きさを変えることによって変化し得る。一方、コン
デンサＣを流れる電流は、トランジスタＱ１およびＱｚ
４通時間Ｔ２を長くしたり短くすることにより変化し得
る。
Ｔに印加される電圧は、コンデンサＣに流れる？！を流
の大きさを変えることによって変化し得る。一方、コン
デンサＣを流れる電流は、トランジスタＱ１およびＱｚ
４通時間Ｔ２を長くしたり短くすることにより変化し得
る。
したがってトランジスタＱ１およびＱ２のオン時間幅を
変化させても、トランジスタＱ１およびＱ２のターンオ
ン時、ターンオフ時にはトランジスタＱ１およびＱ２に
印加される電圧または電流がＯであるためスイッチング
ロスがきわめて小さくなる。
変化させても、トランジスタＱ１およびＱ２のターンオ
ン時、ターンオフ時にはトランジスタＱ１およびＱ２に
印加される電圧または電流がＯであるためスイッチング
ロスがきわめて小さくなる。
本実施例装置を第３図に示した電源装置と比較すると、
第３図の装置ではチョークコイルＬとコンデンサＣの共
振周期でトランジスタＱ１およびＱ２をオンオフさせる
必要があったが、本実施例装置ではトランジスタＱ１お
よびＱ２のオンオフ時間を変化させてもスイッチングの
ロスが大きくならない。
第３図の装置ではチョークコイルＬとコンデンサＣの共
振周期でトランジスタＱ１およびＱ２をオンオフさせる
必要があったが、本実施例装置ではトランジスタＱ１お
よびＱ２のオンオフ時間を変化させてもスイッチングの
ロスが大きくならない。
以上説明し１ｃように本実施例の電源装置ではインバー
タトランスＴの１次コイルＮＰにかかる電圧をほぼ一定
に保つことができるが、２次側の磁気増幅回路ＭＡ＋お
よびＭＡｚは出力直流Ｖ＋、Ｖ２の負荷変動による電圧
変動分だけを保証するだけで良いので、磁気増幅回路Ｍ
Ａ＋およびＭＡｚは制御範囲の狭いもので充分である。
タトランスＴの１次コイルＮＰにかかる電圧をほぼ一定
に保つことができるが、２次側の磁気増幅回路ＭＡ＋お
よびＭＡｚは出力直流Ｖ＋、Ｖ２の負荷変動による電圧
変動分だけを保証するだけで良いので、磁気増幅回路Ｍ
Ａ＋およびＭＡｚは制御範囲の狭いもので充分である。
その結果、磁気増幅回路ＭＡ＋およびＭＡｚの可飽和リ
アクトルのコアを小さくすることができる。
アクトルのコアを小さくすることができる。
また本実施例装置は共振を利用しているので、電流波形
の高調波成分が少なく、スイッチング周波数を高くして
もロスが少ない。また妨害雑音も小さい。
の高調波成分が少なく、スイッチング周波数を高くして
もロスが少ない。また妨害雑音も小さい。
またさらに本実施例装置はインバータトランス下の２次
コイルに出現する２次電圧がほぼ一定になるため、上述
したように磁気ｍ幅回路ＭＡ＋およびＭＡｚにおける位
相制御幅は小さくて済むので、出力段の平滑用フィルタ
回路を小さくすることができる。
コイルに出現する２次電圧がほぼ一定になるため、上述
したように磁気ｍ幅回路ＭＡ＋およびＭＡｚにおける位
相制御幅は小さくて済むので、出力段の平滑用フィルタ
回路を小さくすることができる。
なお上述した実施例では、第２出力ｖ２にも磁気増幅回
路ＭＡ２を用いているが、この磁気増幅回路ＭＡ２を省
略し、出力直流■２のフィードバックにより、トランジ
スタＱ１およびＱ２を直接制御するように構成すること
も可能である。
路ＭＡ２を用いているが、この磁気増幅回路ＭＡ２を省
略し、出力直流■２のフィードバックにより、トランジ
スタＱ１およびＱ２を直接制御するように構成すること
も可能である。
さらにインバータトランスＴに帰還巻線を設け、この帰
還巻線に発生する電圧を一定にするように、トランジス
タＱ１およびＱ２のオン時間の制御を行うように構成し
てもよい。そして上述した実施例では、スイッチング用
のトランジスタとしてバイポーラトランジスタを設けて
いるが、ＭＯＳ−ＦＥＴに代替させることも可能である
。
還巻線に発生する電圧を一定にするように、トランジス
タＱ１およびＱ２のオン時間の制御を行うように構成し
てもよい。そして上述した実施例では、スイッチング用
のトランジスタとしてバイポーラトランジスタを設けて
いるが、ＭＯＳ−ＦＥＴに代替させることも可能である
。
［発明の効果］
以上説明したように、本発明の電源装置は、被制御側の
一方の端子が直列に接続され接続されていない他方の端
子間に入力直流が印加される少なくとも２つのスイッチ
ング素子と、前記端子の接続点と前記他方の端子のいず
れか一方との間に直列に接続されたチョークコイルおよ
び共振用コンデンサと、この共振用コンデンサの両端に
接続された１次巻線と、この１次巻線に磁気結合された
２次コイルと、この２次コイルの両端に接続された出力
電流ＩＩＩ ｍ回路とを備えてなるので、電圧定格の大
きなトランジスタや可飽和リアクトルのコアの大きな磁
気増幅回路を用いることなく、電圧の安定化制御を行う
ことができ、非常にコンパクトな構成になる。
一方の端子が直列に接続され接続されていない他方の端
子間に入力直流が印加される少なくとも２つのスイッチ
ング素子と、前記端子の接続点と前記他方の端子のいず
れか一方との間に直列に接続されたチョークコイルおよ
び共振用コンデンサと、この共振用コンデンサの両端に
接続された１次巻線と、この１次巻線に磁気結合された
２次コイルと、この２次コイルの両端に接続された出力
電流ＩＩＩ ｍ回路とを備えてなるので、電圧定格の大
きなトランジスタや可飽和リアクトルのコアの大きな磁
気増幅回路を用いることなく、電圧の安定化制御を行う
ことができ、非常にコンパクトな構成になる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路図、第２図
は第１図の要部における電流波形および電圧波形を示す
図、第３図は従来の電源装置の構成の一例を示す回路図
、第４図は第３図の要部における電流波形および電圧波
形を示す図である。 Ｅ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・入力直
流Ｑ＋ １Ｑ２・・・・・・・・・トランジスタ。 Ｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・チョー
クコイルＣ，Ｃ＋ 、Ｃ２・・・コンデン罎す ＤＩ、Ｄ２・・・・・・・・・ダイオード丁・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・インバータトランス
ＭＡＴ、ＭＡ２・・・磁気増幅回路 ＲＥ＋ 、ＲＥ２・・・整流回路 Ｆｌ、Ｆ２・・・・・・・・・フィルタ回路ＤＲ＋ 、
ＤＲ２・・・コントロール回路Ｖ＋ 、Ｖ２・・・・・
・・・・出力直流出願人 株式会社 東芝 代理人弁理士 須 山 佐 − 第１図 ＴＩ Ｔ２ Ｔ３ 第２図
は第１図の要部における電流波形および電圧波形を示す
図、第３図は従来の電源装置の構成の一例を示す回路図
、第４図は第３図の要部における電流波形および電圧波
形を示す図である。 Ｅ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・入力直
流Ｑ＋ １Ｑ２・・・・・・・・・トランジスタ。 Ｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・チョー
クコイルＣ，Ｃ＋ 、Ｃ２・・・コンデン罎す ＤＩ、Ｄ２・・・・・・・・・ダイオード丁・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・インバータトランス
ＭＡＴ、ＭＡ２・・・磁気増幅回路 ＲＥ＋ 、ＲＥ２・・・整流回路 Ｆｌ、Ｆ２・・・・・・・・・フィルタ回路ＤＲ＋ 、
ＤＲ２・・・コントロール回路Ｖ＋ 、Ｖ２・・・・・
・・・・出力直流出願人 株式会社 東芝 代理人弁理士 須 山 佐 − 第１図 ＴＩ Ｔ２ Ｔ３ 第２図
Claims (4)
- （１）被制御側の一方の端子が直列に接続され接続され
ていない他方の端子間に入力直流が印加される少なくと
も２つのスイッチング素子と、前記端子の接続点と前記
他方の端子のいずれか一方との間に直列に接続されたチ
ョークコイルおよび共振用コンデンサと、この共振用コ
ンデンサの両端に接続された１次巻線と、この１次巻線
に磁気結合された２次コイルと、この２次コイルの両端
に接続された出力電流制御回路とを備えてなることを特
徴とする電源装置。 - （２）出力直流制御回路が、最終段の出力直流により制
御される磁気増幅回路を備えている特許請求の範囲第１
項記載の電源装置。 - （３）２つのスイッチング素子のそれぞれの被制御側端
子の両端に、ダイオードが並列に接続されている特許請
求の範囲第１項または第２項記載の電源装置。 - （４）２つのスイッチング素子のそれぞれの被制御側端
子の両端に、コンデンサが並列に接続されている特許請
求の範囲第３項記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11835785A JPS61277372A (ja) | 1985-05-31 | 1985-05-31 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11835785A JPS61277372A (ja) | 1985-05-31 | 1985-05-31 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61277372A true JPS61277372A (ja) | 1986-12-08 |
Family
ID=14734701
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11835785A Pending JPS61277372A (ja) | 1985-05-31 | 1985-05-31 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61277372A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09140133A (ja) * | 1995-10-31 | 1997-05-27 | Samsung Electro Mech Co Ltd | パワーサプライのシングルソフトスイッチング回路 |
| JP2002247854A (ja) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Fuji Electric Co Ltd | 直流−直流変換装置 |
| US9143042B2 (en) | 1997-01-24 | 2015-09-22 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5658777A (en) * | 1979-10-10 | 1981-05-21 | Tektronix Inc | Dc*dc converter |
| JPS56112878A (en) * | 1980-02-12 | 1981-09-05 | Toshiba Corp | Half-bridge type high-frequency switching circuit |
| JPH0222629A (ja) * | 1988-07-11 | 1990-01-25 | Sumitomo Bakelite Co Ltd | 光シャッター |
-
1985
- 1985-05-31 JP JP11835785A patent/JPS61277372A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5658777A (en) * | 1979-10-10 | 1981-05-21 | Tektronix Inc | Dc*dc converter |
| JPS56112878A (en) * | 1980-02-12 | 1981-09-05 | Toshiba Corp | Half-bridge type high-frequency switching circuit |
| JPH0222629A (ja) * | 1988-07-11 | 1990-01-25 | Sumitomo Bakelite Co Ltd | 光シャッター |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09140133A (ja) * | 1995-10-31 | 1997-05-27 | Samsung Electro Mech Co Ltd | パワーサプライのシングルソフトスイッチング回路 |
| US9143042B2 (en) | 1997-01-24 | 2015-09-22 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| JP2002247854A (ja) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Fuji Electric Co Ltd | 直流−直流変換装置 |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US10594223B1 (en) | 2013-07-02 | 2020-03-17 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11075583B1 (en) | 2013-07-02 | 2021-07-27 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
| US11705820B2 (en) | 2013-07-02 | 2023-07-18 | Vicor Corporation | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0471421A2 (en) | Stabilizing power source apparatus | |
| JPH07327365A (ja) | 制御スイッチを有する静止コンバータとその制御回路とより成るアセンブリセット | |
| US6747883B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| US6839245B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2513381B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPS61277372A (ja) | 電源装置 | |
| JP3365418B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2604302Y2 (ja) | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2583457B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0740720B2 (ja) | マルチスキヤンテレビジヨン受像機用スイツチング電源装置 | |
| JP3107457B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2605664Y2 (ja) | プッシュプル型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3230560B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH0568379A (ja) | 電源回路 | |
| JPS6228116Y2 (ja) | ||
| JP3235245B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0222630B2 (ja) | ||
| JPH11215826A (ja) | 自励発振型電流共振コンバータ | |
| SU1257790A1 (ru) | Преобразователь посто нного напр жени | |
| JPS6236470B2 (ja) | ||
| JPS5943836Y2 (ja) | インバ−タ回路 | |
| SU1267557A1 (ru) | Стабилизированный источник вторичного электропитани | |
| JPH04200279A (ja) | 自励インバータ | |
| JPH02131365A (ja) | 電源回路 | |
| JPH06217541A (ja) | スイッチング電源回路 |