JPH01291663A - 直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野ｊ 本発明は、直流−交流変換部にＬＣ直列回路を含んでい
る共振型直流変換器（コンバータ）に関するものである
。

［従来の技術］ 直流電源の一端と他端との間に一対のスイッチング素子
を接続し、一方のスイッチング素子に並列にコンデンサ
とコイルと出力トランスとから成る直列回路を接続し、
一対のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御するこ
とによって出力トランスに交７ｉ電圧を得、この交流電
圧を整流することによって直流出力電圧を得るように構
成した共振型又は変形ハーフブリッジ型コンバータは公
知である。

このコンバータは、電流波形が正弦波に近似するという
特長、及びスイッチング損失が小さいという特長を有す
る。

Ｉ発明が解決しようとする課厘］ 一般的な電流共振型コンバータにおける出力電圧の制御
は、第４図に示すスイッチング素子のオン時間Ｔｏｎを
固定し、オフ時間ＴＯ％を制御するいわゆる周波数制御
方式によって行われている。ところが、この周波数制御
方式で、入力電圧の上昇や出力電流の減少が生じると、
動作周波数を場合によっては最高周掠数の１／１００以
下に低下させなければならない、このため、高周波化に
よるコンバータ部の小型化が困難になる。また、電圧制
御回路の過渡応答速度を上げることができない。

そこで、本発明の目的は、スイッチング素子のオン・オ
フのａ返し周波数を変化させずに又は大幅に変化させず
に出力電圧を調整することが可能な直流変換器を提供す
ることにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、直流電源の一端と
他端との間に接続され、且つ互いに直列に接続されてい
る第１及び第２のスイッチング素子と、前記第１及び第
２のスイッチング素子を交互にオン・オフ制御するスイ
ッチング素子制御回路と、前記第２のスイッチング素子
に並列に接続されているコンデンサと、前記コンデンサ
に直列に接続された可変インダクタと、前記コンデンサ
な通って流れる電流に対応する出力電圧を得るための出
力トランスと、前記出力トランスに接続された整流平滑
回路と、前記可変インダクタに接続されたインダクタン
ス値制御回路とから成る直流変換器に係わるものである
。

［作　用コ 上記発明の直流変換器において、第１のスイッチングト
ランジスタがオンになると、この第１のスイッチングト
ランジスタを介してコンデンサと可変インダクタとの直
列回路に正弦波半波状の電流が流れる。第１のスイッチ
ング素子がオフになり、代って第２のスイッチング素子
がオンになると、第２のスイッチング素子を介してコン
デンサの放電電流が正弦波半波状に流れる。インダクタ
タンスしｆ！−変えると、このしとコンデンサの容量Ｃ
とで決まるコンデンサの充電速度（正弦波の角速度）１
／Ｆπでか変化し、コンデンサの充電電流が流れる時間
幅′（正弦波半波の時間幅）が変化して出力電圧のレベ
ルも変化する。従って、第１及び第２のスイッチング素
子のオン・オフの繰返し周波数を実質的に変えることな
しに出力電圧を制御することが可能になる。

［実施例］ 次に、第１図〜第３図を参照して本発明の１実施例に係
わる直流変換器を説明する。第１図において、直流電源
１の一端と他端との間には第１及び第２のスイッチング
素子としての第１及び第２のトランジスタ２．３の直列
回路が接続されている。第１及び第２のトランジ？り２
．３のベースはこれ等を交互にオン・オフ制御するため
の制御回路に接続されている。

５はコンデンサであって、第２のトランジスタ３に並列
に接続されている。６は可変インダクタであって、コア
に１次巻線６ａと２次巻線６ｂを巻き回すことによって
構成され、１次巻線６ａがコンデンサ５に直列に接続さ
れている。７は出力トランスであり、コンデンサ５に直
列に接続された１次巻線７ａとセンタタップを有する２
次巻線７ｂとから成る。８は出力整流平滑回路であって
、出力トランス７の２次巻線７ｂに接続された２つの整
流用ダイオード９．１０と平滑用コンデンサ１１とから
成る。

一対の直流出力端子１２．１３の内の一方は出力電圧制
御回路を構成する誤差増幅器１４の一方の入力端子に接
続されている。誤差増幅器１４の他方の入力端子は基準
電圧源１５に接続され、出力端子は可変インダクタ６の
２次巻線６ｂに接続されている。

次に、第１図の直流変換器の動作を説明する。

第１のトランジスタ２をオンに制御し、第２のトランジ
スタ３をオフに制御すると、第１のトランジスタ２とコ
ンデンサ５と可変インダクタ６の１次巻線６ａと出力ト
ランス７の１次巻線７ａとから成る回路でコンデンサ５
が充電される。令、コれば、ＬＣ直列回路に直流電圧を
印加したことになるので、正弦波状の振動電流が流れる
。ＬＣｉｃ列回路における振動電流の角速度は１／ｒ「
でであるので、インダクタンスＬを変えると振動電流の
周波数が変化する。ところで、第１図の回路の場合、コ
ンデンサ５の正方向充電が完了すると、充電電流が零に
なり、第２のトランジスタ３がオン制御されるまで放電
が阻止される。従って、第１のトランジスタ２には正弦
波の正の半波が流れるのみである。

第２のトランジスタ３がオンになると、コンデンサ５と
第２のトランジスタ３と出力トランス７の１次巻線７ａ
と可変インダクタ６の１次巻線６ａとから成る放電閉回
路が形成され、コンデンサ５の放電電流が流れる。この
時、放電閉回路中にインダクタンスが含まバているので
、電流波形は正弦波の負の半波になる。

出力トランス７の１次巻線７ａに正弦波の正の半波と負
の半波とが交互に流れると、２次巻線７ｂに交流電圧が
得られる。２次巻線７ｂの交流電流は整流平滑回路８で
直流に変換された後に出力端子１２．１３に接続される
負荷に供給される。

この直流変換器においては、一対のトランジスタ２．３
のオン・オフの繰返し周波数が固定されているから、第
２図及び第３図に示すように、−定のオン時間ＴＯｎと
一定のオフ時間Ｔｏチシを有して一対のトランジスタ２
．３が交互にオン・オフ動作を繰返す、従って、一対の
トランジスタ２．３のオン時間Ｔｏｎ又はオフ時間Ｔ９
分の制御によって出力電圧の調整は行われない、しかし
、可変インダクタ６のインダクタンスを制御することに
よってコンデンサの充電速度（正弦波の角速度）が変化
し、結果として出力電圧が制御される０例えば、直流出
力電流が低下し、出力電圧が基準電圧よりも高くなると
、誤差増幅器１４の出力電圧が高くなり、インダクタ６
の２次巻線６ｂに供給される制御電流（直流励磁電流）
が増加し、１次巻線６ａのインダクタンスが減少する。

この結果、コンデンサ５の充電が完了するまでの時間が
短くなり、第２図で点線で示す電流Ｉが流れる期間（正
弦波半波期間）が短くなる。第１のトランジスタ２のオ
フ期間”ｒｏｌ＋には第２のトランジスタ３がオンにな
り、コンデンサ５の放電が生じるが、この放電時間も充
電と同様に短くなる。この結果、出力端子１２．１３に
得られる直流出力電圧が基準電圧又はこれに近い値に戻
される。

逆に、出力電圧が基準電圧よりも低くなると。

誤差増幅器１４から可変インダクタ６の２次巻線６ｂに
供給される制ｍ電流が減少し、可変インダクタ６の１次
巻ａＬ６ａのインダクタンスが増加し、コンデンサ５の
充電時間が長くなり、第３図で点線で示すように充電電
流■の流れる期１．ＴＩ　＜正弦波半波期間）が長くな
る。この結果、直流出力電圧が高くなって基準値又はこ
の近傍の値になる。これにより、出力端子１２．１３に
定電圧制御された出力電圧を得ることができる。

本実施例は次の利点を有する。

（１）　トランジスタ２．３のオン・オフ繰返し周波数
を一定に保って出力電圧を制御することができるので、
高周波化を維持してトランス等の小型化を達成すること
ができる。

（２）　可変インダクタ６のインダクタンスを制御する
という比軟的簡単な構成で電圧制御を行うことができる
。

（３）　１次側と２次側とを、出力トランス７と可変イ
ンダクタ６で絶縁分離することができる。

（４）　可変インダクタ６の２次巻線６ｂの巻数を多く
することによって、制御電流を小さくして損失の軽減を
図ることができる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　可変インダクタ６のコアにくさび状のエア・ギ
ャップを設け、いわゆるスインギング・チョークコイル
と呼ばれているインダクタのコアと同様に構成してもよ
い、なお、可変インダクタ６のコアはＥｌ型、ＥＥ型、
ＵＵ型等のいずれのコアであっても差し支えない。

〈２）　トランジスタ２．３はＦＥＴ又はその他のスイ
ッチング素子であってもよい、また、トランジスタ２．
３に逆流阻止用ダイオードを直列に接続してらよい。

（３）　必−に応じてトランジスタ２．３のオン・オフ
縁返し周波数を変える場合にも適用可能である。また、
一方のトランジスタ２のオン期間と他方のトランジスタ
３のオン期間との間に休止期間を設けて両トランジスタ
２．３をオフにしてもよい。

（４）　必要に応じてコンデンサ５の容量切替を行うよ
うにしてもよい。

（５）　出力トランス７を独立に設けずに、可変インダ
クタ６に出力巻線を電磁結合させて交流出力電圧を得る
ことも可能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば第１及び第２のス
イッチング素子のオン・オフ繰返し周波数を変化させず
に出力電圧を調９塁することが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わる直流変換器を示す回路
図、 第２１″Ａはインダクタンスが小さい場合における第１
図の第１のトランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧と
コレクタ電流とを示す波形図、第３図はインダクタンス
が大きい場合における第２図と同一の電圧及び電流を示
す波形図、第４図は従来の直流変換器におけるスイッチ
ング素子のオン・オフに対応する電圧及び電流を示す波
形図である。 】・・・直流電源、２・・・第１のトランジスタ、２・
・・第２のトランジスタ、４・・・１ｉ１１御回路、５
・・・コンデンサ、６・・・可変インダクタ、６ａ・・
・１次巻線、６ｂ・・・２次巻線、７・・・出力トラン
ス、８・・・整流平滑回路、１４・・・誤差増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］直流電源の一端と他端との間に接続され、且つ互
   いに直列に接続されている第１及び第２のスイッチング
   素子と、 前記第１及び第２のスイッチング素子を交互にオン・オ
   フ制御するスイッチング素子制御回路と、前記第２のス
   イッチング素子に並列に接続されているコンデンサと、 前記コンデンサに直列に接続された可変インダクタと、 前記コンデンサを通って流れる電流に対応する出力電圧
   を得るための出力トランスと、 前記出力トランスに接続された整流平滑回路と、前記可
   変インダクタに接続されたインダクタンス値制御回路と から成る直流変換器。