JP2581034B2 - マルチスキヤンテレビジヨン受像機用スイツチング電源装置 - Google Patents
マルチスキヤンテレビジヨン受像機用スイツチング電源装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、マルチスキャンテレビジョン受像機の電源
として使用して好適なものである。
として使用して好適なものである。
可飽和リアクタトランスを発振回路内に介在させ、こ
の発振周波数でオンオフされた直流電流を電源トランス
に供給し、その２次側より所定の電圧を得るようにした
スイッチング電源装置を設け、マルチスキャンテレビジ
ョン受像機の水平同期周波数に対応させて上記可飽和リ
アクタトランスを制御し、即ち発振周波数を変更させる
ことにより、上記水平同期周波数に対応した電源電圧を
得る電圧可変の電源部を構成し、この出力をスイッチン
グトランジスタのコレクターエミッタを通じて上記可飽
和リアクタトランスの制御巻線に供給するようになし、
水平同期周波数を直流電圧に変換する変換器及び水平偏
向の発振回路に対する固定電源の出力ダイオードを通じ
て上記スイッチングトランジスタのエミッタに供給する
ことにより、電源投入時において、固定電源の電圧が充
分に立上らない期間、上記可飽和リアクタトランスを制
御して上記電圧可変の電源部の電圧が上昇しないように
なし、これにより、水平偏向系が損傷を受けないように
したものである。
の発振周波数でオンオフされた直流電流を電源トランス
に供給し、その２次側より所定の電圧を得るようにした
スイッチング電源装置を設け、マルチスキャンテレビジ
ョン受像機の水平同期周波数に対応させて上記可飽和リ
アクタトランスを制御し、即ち発振周波数を変更させる
ことにより、上記水平同期周波数に対応した電源電圧を
得る電圧可変の電源部を構成し、この出力をスイッチン
グトランジスタのコレクターエミッタを通じて上記可飽
和リアクタトランスの制御巻線に供給するようになし、
水平同期周波数を直流電圧に変換する変換器及び水平偏
向の発振回路に対する固定電源の出力ダイオードを通じ
て上記スイッチングトランジスタのエミッタに供給する
ことにより、電源投入時において、固定電源の電圧が充
分に立上らない期間、上記可飽和リアクタトランスを制
御して上記電圧可変の電源部の電圧が上昇しないように
なし、これにより、水平偏向系が損傷を受けないように
したものである。
直流入力電流をスイッチング制御し、電源トランスを
介して所望の電圧を得るようにしたスイッチング電源装
置として、本件出願人は先に特願昭60−203942号におい
て直交結合型可飽和リアクタトランスを用い、電源トラ
ンスの２次側即ち出力電圧に応じてこの可飽和リアクタ
トランスのインダクタンスを制御することにより、直流
入力電流をスイッチングする発振回路の発振周波数を制
御し、即ち直流電流のスイッチング周期を制御して電源
トランスの出力電圧を安定化するスイッチング電源装置
を提案した。
介して所望の電圧を得るようにしたスイッチング電源装
置として、本件出願人は先に特願昭60−203942号におい
て直交結合型可飽和リアクタトランスを用い、電源トラ
ンスの２次側即ち出力電圧に応じてこの可飽和リアクタ
トランスのインダクタンスを制御することにより、直流
入力電流をスイッチングする発振回路の発振周波数を制
御し、即ち直流電流のスイッチング周期を制御して電源
トランスの出力電圧を安定化するスイッチング電源装置
を提案した。
これを第２図について説明すると、（１）は商用交流
電源（AC）であって、90V〜144V程度の範囲で変動があ
るものとする。（２）は整流回路、（３）は平滑用コン
デンサである。（４）は発振回路、（５）は可飽和リア
クタトランス（以下PRトランスト云う）である。このPR
トランス（５）は１次巻線NA、２つの２次巻線NB1,NB2
及び制御巻線NCを有し、第３図に示すように、４本の磁
脚（7a）〜（7d）を有する磁気コア（7e）の隣り合う２
本の磁脚（7a）と（7b）とに跨るように１次及び２次巻
線NA,NB1,NB2を巻回し、これらの巻線NA,NB1,NB2の巻回
方向に対して直交する方向に、即ち磁脚（7b）と（7c）
とに跨るように制御巻線NCを巻回している。この場合１
次巻線NAは僅かに１ターンの巻回でよく、２つの２次巻
線NB1,NB2はともに５ターン程度で足りる。尚制御巻線N
Cは電流量を必要としないので細い線を使用でき、1000
ターン程度に巻回している。
電源（AC）であって、90V〜144V程度の範囲で変動があ
るものとする。（２）は整流回路、（３）は平滑用コン
デンサである。（４）は発振回路、（５）は可飽和リア
クタトランス（以下PRトランスト云う）である。このPR
トランス（５）は１次巻線NA、２つの２次巻線NB1,NB2
及び制御巻線NCを有し、第３図に示すように、４本の磁
脚（7a）〜（7d）を有する磁気コア（7e）の隣り合う２
本の磁脚（7a）と（7b）とに跨るように１次及び２次巻
線NA,NB1,NB2を巻回し、これらの巻線NA,NB1,NB2の巻回
方向に対して直交する方向に、即ち磁脚（7b）と（7c）
とに跨るように制御巻線NCを巻回している。この場合１
次巻線NAは僅かに１ターンの巻回でよく、２つの２次巻
線NB1,NB2はともに５ターン程度で足りる。尚制御巻線N
Cは電流量を必要としないので細い線を使用でき、1000
ターン程度に巻回している。
発振回路（４）にはスイッチングトランジスタQ1及び
Q2を有し、PRトランス（５）の２次巻線NB1−コンデン
サC1−トランジスタQ1のベース−エミッタを通ずる共振
回路と、２次巻線NB2−コンデンサC2−トランジスタQ2
のベース−エミッタを通ずる共振回路とを構成してい
る。尚、R1,R2は起動用抵抗器である。
Q2を有し、PRトランス（５）の２次巻線NB1−コンデン
サC1−トランジスタQ1のベース−エミッタを通ずる共振
回路と、２次巻線NB2−コンデンサC2−トランジスタQ2
のベース−エミッタを通ずる共振回路とを構成してい
る。尚、R1,R2は起動用抵抗器である。
そしてコンデンサ（３）に得られる直流電流をトラン
ジスタQ1によってスイッチングし、PRトランス（５）の
１次巻線NAを通じてコンデンサ（６）及び電源トランス
（８）の１次巻線N1よりなる直列共振回路に供給するよ
うにしている。
ジスタQ1によってスイッチングし、PRトランス（５）の
１次巻線NAを通じてコンデンサ（６）及び電源トランス
（８）の１次巻線N1よりなる直列共振回路に供給するよ
うにしている。
電源トランス（８）には３つの２次巻線N2,N3,N4が巻
装されており、巻線N2,N3にはそれぞれ並列共振用コン
デンサC3,C4が接続されている。巻線N4はヒータ用であ
り、6.3Vの電圧が得られる。
装されており、巻線N2,N3にはそれぞれ並列共振用コン
デンサC3,C4が接続されている。巻線N4はヒータ用であ
り、6.3Vの電圧が得られる。
又、巻線N2には整流回路（9a）及び（9b）が接続さ
れ、それぞれ直流電圧E1（例えば＋15V）及びE2（例え
ば−15V）が得られる。巻線N3には整流回路（9c）が接
続され、電圧E3（例えば200V）が得られる。
れ、それぞれ直流電圧E1（例えば＋15V）及びE2（例え
ば−15V）が得られる。巻線N3には整流回路（9c）が接
続され、電圧E3（例えば200V）が得られる。
上述した整流回路（9a）よりの電圧E1が制御回路（1
0）に供給され、この電圧E1に対応した制御電圧eCを得
るようになし、この制御電圧、eCがPRトランス（５）の
制御巻線NCに供給される。
0）に供給され、この電圧E1に対応した制御電圧eCを得
るようになし、この制御電圧、eCがPRトランス（５）の
制御巻線NCに供給される。
この回路の動作を説明すると、電源スイッチSWのオン
により、起動抵抗器R1,R2を通じてトランジスタQ1,Q2に
直流電流が供給され、これらがキックされてスイッチン
グ動作が開始される。即ちPRトランス（５）の２次巻線
NB1とコンデンサC1との共振回路を通ずる共振電流でト
ランジスタQ1がスイッチングされ、同様に２次巻線NB2
とコンデンサC2との共振回路を通ずる共振電流でトラン
ジスタQ2がスイッチングされる。尚、両トランジスタ
Q1,Q2はそれらのオン・オフが互いに逆動作となり、即
ち発振動作するように選ばれる。
により、起動抵抗器R1,R2を通じてトランジスタQ1,Q2に
直流電流が供給され、これらがキックされてスイッチン
グ動作が開始される。即ちPRトランス（５）の２次巻線
NB1とコンデンサC1との共振回路を通ずる共振電流でト
ランジスタQ1がスイッチングされ、同様に２次巻線NB2
とコンデンサC2との共振回路を通ずる共振電流でトラン
ジスタQ2がスイッチングされる。尚、両トランジスタ
Q1,Q2はそれらのオン・オフが互いに逆動作となり、即
ち発振動作するように選ばれる。
トランジスタQ1のオンオフにより、PRトランス（５）
の１次巻線NAを通じてコンデンサ（６）−電源トランス
（８）の１次巻線N1の共振回路に電流が供給され、よっ
て電源トランス（８）の２次側にそれぞれ電圧E1,E2,E3
及び6.3Vが得られる。
の１次巻線NAを通じてコンデンサ（６）−電源トランス
（８）の１次巻線N1の共振回路に電流が供給され、よっ
て電源トランス（８）の２次側にそれぞれ電圧E1,E2,E3
及び6.3Vが得られる。
こゝでPRトランス（５）の２次巻線NB1,NB2をそれぞ
れ流れる電流IB1,IB2と、それぞれのインダクタンス
LB1,LB2とは、第３図に示したような直交型トランス
（５）の磁芯ギャップを片足のみに設けるとき、制御巻
線NCに供給される制御電流ICによって第４図に示すよう
に変化する。したがって第５図に示すように電源トラン
ス（８）の２次側の負荷電流ILの変化や、交流電源
（１）の電圧の変動に対して、制御電流ICが制御される
ように制御回路（10）を設計すれば、発振回路（４）の
発振周波数ｆは第６図に示すように負荷電流ILの変化
や、交流電源（１）の電圧変動に対して制御されること
になる。
れ流れる電流IB1,IB2と、それぞれのインダクタンス
LB1,LB2とは、第３図に示したような直交型トランス
（５）の磁芯ギャップを片足のみに設けるとき、制御巻
線NCに供給される制御電流ICによって第４図に示すよう
に変化する。したがって第５図に示すように電源トラン
ス（８）の２次側の負荷電流ILの変化や、交流電源
（１）の電圧の変動に対して、制御電流ICが制御される
ように制御回路（10）を設計すれば、発振回路（４）の
発振周波数ｆは第６図に示すように負荷電流ILの変化
や、交流電源（１）の電圧変動に対して制御されること
になる。
このようなスイッチング電源装置によれば、PRトラン
ス（５）を発振周波数の制御用に用いており、小振幅動
作のため、高周波でのコア損失が少なく、スイッチング
周波数を100KHz〜150KHz又はこれ以上に設定可能であ
る。
ス（５）を発振周波数の制御用に用いており、小振幅動
作のため、高周波でのコア損失が少なく、スイッチング
周波数を100KHz〜150KHz又はこれ以上に設定可能であ
る。
又、上述したようにPRトランス（５）に関して使用周
波数を高く選べること、並びに各巻線の巻数が少なくて
よく、制御巻線NCも細い線を使用できる等からPRトラン
ス（５）の全体を小型化でき、発熱が少ないために自然
空冷で十分であり、又、交流−直流変換効率ηAC-DCが
第７図に示すように、最大負荷状態でほゞ90％となり、
損失も少ない等の特徴を有している。
波数を高く選べること、並びに各巻線の巻数が少なくて
よく、制御巻線NCも細い線を使用できる等からPRトラン
ス（５）の全体を小型化でき、発熱が少ないために自然
空冷で十分であり、又、交流−直流変換効率ηAC-DCが
第７図に示すように、最大負荷状態でほゞ90％となり、
損失も少ない等の特徴を有している。
今、上述したスイッチング電源装置を使用して、マル
チスキャンテネビジョン受像用の電源装置を得んとする
ときは、第８図に示す構成が考えられる。
チスキャンテネビジョン受像用の電源装置を得んとする
ときは、第８図に示す構成が考えられる。
即ち、上述した第２図に示す回路を、通常の動作時に
おいて出力電圧が一定である固定の電源部（固定部）Ｊ
とし、これに更にほぼ同様な回路を設けて、これを通常
の動作時において出力電圧が変更される可変の電源部
（可変部）Ｋを構成する。
おいて出力電圧が一定である固定の電源部（固定部）Ｊ
とし、これに更にほぼ同様な回路を設けて、これを通常
の動作時において出力電圧が変更される可変の電源部
（可変部）Ｋを構成する。
この可変部Ｋには、マルチスキャンテレビジョン受像
機の水平同期周波数を直流電圧ecに変換する周波数一直
流電圧変換器（15）を設け、テレビジョン受像機の水平
発振回路（16）よりの周波数信号をこれに応じた直流電
圧に変更して制御回路（10）に供給し、これによりPRト
ランス（５）を制御することにより、この可変部Ｋの電
源トランス（８）に２次側出力電圧Vccを水平同期周波
数に対応して変更させるようになすことができる。
機の水平同期周波数を直流電圧ecに変換する周波数一直
流電圧変換器（15）を設け、テレビジョン受像機の水平
発振回路（16）よりの周波数信号をこれに応じた直流電
圧に変更して制御回路（10）に供給し、これによりPRト
ランス（５）を制御することにより、この可変部Ｋの電
源トランス（８）に２次側出力電圧Vccを水平同期周波
数に対応して変更させるようになすことができる。
これはマルチスキャンテレビジョン受像機において
は、水平同期周波数fHを、15.734KHz〜35KHzの範囲内で
変更するときは、水平振幅及び明るさを一定に保つため
には偏向回路系のドライブ段及び出力段に供給する直流
電圧Vccを70V〜140Vに範囲で変更しなければならないか
らであり、これらの電源として上述した可変部Ｋが使用
される。
は、水平同期周波数fHを、15.734KHz〜35KHzの範囲内で
変更するときは、水平振幅及び明るさを一定に保つため
には偏向回路系のドライブ段及び出力段に供給する直流
電圧Vccを70V〜140Vに範囲で変更しなければならないか
らであり、これらの電源として上述した可変部Ｋが使用
される。
尚、上述した周波数−直流電圧変換器（以下Ｆ−Ｖ変
換器と云う）（15）及び水平発振回路（16）の駆動電源
としては、固定部Ｊの電源E1が使用される。
換器と云う）（15）及び水平発振回路（16）の駆動電源
としては、固定部Ｊの電源E1が使用される。
この構成において、固定部Ｊに対する負荷が、可変部
Ｋに対する負荷より重い場合、電源スイッチSWをオンし
たとき、この固定部Ｊの電源電圧の立上りが可変部Ｋの
それより遅くなり、電圧Vccのラインが開放状態とな
る。又電源スイッチSWをオフしたときも固定部Ｊの電圧
E1の立下りが可変Ｋの電圧Vccのそれより早くなるの
で、同様に電圧Vccのラインが開放状態となる。即ち電
源スイッチSWのオン及びオフ時において第９図に示すよ
うに電圧Vccがオーバーシュートの特性を示す。この結
果水平偏向出力手段の部分又は水平偏向系のコンバータ
の構成部品に損傷を与えるおそれがある。
Ｋに対する負荷より重い場合、電源スイッチSWをオンし
たとき、この固定部Ｊの電源電圧の立上りが可変部Ｋの
それより遅くなり、電圧Vccのラインが開放状態とな
る。又電源スイッチSWをオフしたときも固定部Ｊの電圧
E1の立下りが可変Ｋの電圧Vccのそれより早くなるの
で、同様に電圧Vccのラインが開放状態となる。即ち電
源スイッチSWのオン及びオフ時において第９図に示すよ
うに電圧Vccがオーバーシュートの特性を示す。この結
果水平偏向出力手段の部分又は水平偏向系のコンバータ
の構成部品に損傷を与えるおそれがある。
これを回避するために、同じく第８図に示すように、
可変部Ｋの整流回路（９）に対し抵抗器Ra−トランジス
タQ3のコレクターエミッタ−抵抗器Rb−接地の直列回路
と、抵抗器Rc−ツエナータイオードの如き定電圧素子Ds
−接地の直列回路とを接続し、トランジスタQ3のベース
を抵抗器Rcと定電圧素子Dsとの接続点に接続して、保護
回路（17）を構成することが考えられる。この場合抵抗
器RaとRbとの抵抗値はRa＞＞Rbに選ばれる。
可変部Ｋの整流回路（９）に対し抵抗器Ra−トランジス
タQ3のコレクターエミッタ−抵抗器Rb−接地の直列回路
と、抵抗器Rc−ツエナータイオードの如き定電圧素子Ds
−接地の直列回路とを接続し、トランジスタQ3のベース
を抵抗器Rcと定電圧素子Dsとの接続点に接続して、保護
回路（17）を構成することが考えられる。この場合抵抗
器RaとRbとの抵抗値はRa＞＞Rbに選ばれる。
これにより電源スイッチSWのオン時又はオフ時電圧E1
の立上りが遅いとき、トランジスタQ3をオンさせ、抵抗
器Raの及びトランジスタQ3を通じて固定部Ｊ側に電流を
流入させ、オーバーシュートが生じないようになすこと
ができる。
の立上りが遅いとき、トランジスタQ3をオンさせ、抵抗
器Raの及びトランジスタQ3を通じて固定部Ｊ側に電流を
流入させ、オーバーシュートが生じないようになすこと
ができる。
ところが、この構成では、上述した抵抗器Raの及びト
ランジスタQ3に比較的大きな電流を流すために、抵抗器
Raとしては2KΩで10W程度の大容量のいわゆるセメント
抵抗が必要となり、又トランジスタQ3としてもセミパワ
ーモールドトランジスタの如き高耐圧のものが必要とな
り、電力損失を生じると共に、高価となり、電源スイッ
チSWのオンオフのくり返しで対抗器Ra及びトランジスタ
Q3が加熱し、放熱板等が必要となる問題点に生ずる。
ランジスタQ3に比較的大きな電流を流すために、抵抗器
Raとしては2KΩで10W程度の大容量のいわゆるセメント
抵抗が必要となり、又トランジスタQ3としてもセミパワ
ーモールドトランジスタの如き高耐圧のものが必要とな
り、電力損失を生じると共に、高価となり、電源スイッ
チSWのオンオフのくり返しで対抗器Ra及びトランジスタ
Q3が加熱し、放熱板等が必要となる問題点に生ずる。
本発明は、第１の可飽和リアクタトランス（５）を含
む第１の発振回路（４）の発振周波数信号で直流電源を
スイッチングして、第１の電源トランス（８）の２次側
より所定の出力電圧を得、該出力電圧に応じた制御電圧
を該第１の可飽和アクタトランス（５）の制御巻線Ncに
供給して、該第１の発振回路（４）の発振周波数を可変
制御する電源電圧固定部回路（Ｊ）と、第２の可飽和リ
アクタトランス（５）を含む第２の発振回路（４）の発
振周波数信号で直流電流をスイッチングして、第２の電
源トランス（８）の２次側より所定の出力電圧を得、該
出力電圧に応じた制御電圧を該第２の可飽和リアクタト
ランス（５）の制御巻線Ncに供給して、該第２の発振回
路（４）の発振周波数を可変制御すると共にマルチスキ
ャンテレビジョン受像機の偏向系のドライブ及び出力段
に可変した出力電圧Vccを得るための電源電圧可変部回
路（Ｋ）と、上記マルチスキャンテレビジョン受像機の
水平同期周波数が供給されて直流電圧に変換され、上記
電源電圧固定部回路（Ｊ）の第１の電源トランス（８）
の２次側出力で駆動される周波数−電圧変換回路（15）
と、上記電源電圧可変部回路（Ｋ）の第２のトランス
（８）の２次側の出力電圧Vccを分圧した電圧と、上記
周波数−電圧変換回路（15）の出力電圧が通常状態で比
較されて出力される比較回路（19）と、該比較回路（1
9）の出力によって制御されるスイッチンゴトランジス
タより成る制御回路Q5,Q6と、上記電源電圧可変部回路
（Ｋ）の第２の電源トランス（８）の２次側電圧を定電
圧素子（Dz）がベースに接続された電圧比較用トランジ
スタQ4のコレクターエミッタを通じて上記制御回路Q5,Q
6に接続するようにしたオーバーシュート防止用の保護
回路17とを具備し、上記電源電圧固定部回路（Ｊ）の第
１の電源トランス（８）の２次側の出力電圧（E1）が供
給されるダイオードDaを上記電圧比較用トランジスタ
（Q4）のエミッタと上記制御回路Q5,Q6の接続点に接続
し、交流電源のオン，オフ時に該第２の電源トランス
（８）の２次側の出力電圧を上記電圧比較トランジスタ
（Q4）及び上記制御回路Q5を介して上記電源電圧可変部
回路（Ｋ）の第２の可飽和リアクタトランス（５）の制
御巻線（Nc）に供給してスイッチング周波数を上昇させ
て成ることを特徴とするマルチスキャンテレビジョン受
像機用スイッチング電源装置となしたものである。
む第１の発振回路（４）の発振周波数信号で直流電源を
スイッチングして、第１の電源トランス（８）の２次側
より所定の出力電圧を得、該出力電圧に応じた制御電圧
を該第１の可飽和アクタトランス（５）の制御巻線Ncに
供給して、該第１の発振回路（４）の発振周波数を可変
制御する電源電圧固定部回路（Ｊ）と、第２の可飽和リ
アクタトランス（５）を含む第２の発振回路（４）の発
振周波数信号で直流電流をスイッチングして、第２の電
源トランス（８）の２次側より所定の出力電圧を得、該
出力電圧に応じた制御電圧を該第２の可飽和リアクタト
ランス（５）の制御巻線Ncに供給して、該第２の発振回
路（４）の発振周波数を可変制御すると共にマルチスキ
ャンテレビジョン受像機の偏向系のドライブ及び出力段
に可変した出力電圧Vccを得るための電源電圧可変部回
路（Ｋ）と、上記マルチスキャンテレビジョン受像機の
水平同期周波数が供給されて直流電圧に変換され、上記
電源電圧固定部回路（Ｊ）の第１の電源トランス（８）
の２次側出力で駆動される周波数−電圧変換回路（15）
と、上記電源電圧可変部回路（Ｋ）の第２のトランス
（８）の２次側の出力電圧Vccを分圧した電圧と、上記
周波数−電圧変換回路（15）の出力電圧が通常状態で比
較されて出力される比較回路（19）と、該比較回路（1
9）の出力によって制御されるスイッチンゴトランジス
タより成る制御回路Q5,Q6と、上記電源電圧可変部回路
（Ｋ）の第２の電源トランス（８）の２次側電圧を定電
圧素子（Dz）がベースに接続された電圧比較用トランジ
スタQ4のコレクターエミッタを通じて上記制御回路Q5,Q
6に接続するようにしたオーバーシュート防止用の保護
回路17とを具備し、上記電源電圧固定部回路（Ｊ）の第
１の電源トランス（８）の２次側の出力電圧（E1）が供
給されるダイオードDaを上記電圧比較用トランジスタ
（Q4）のエミッタと上記制御回路Q5,Q6の接続点に接続
し、交流電源のオン，オフ時に該第２の電源トランス
（８）の２次側の出力電圧を上記電圧比較トランジスタ
（Q4）及び上記制御回路Q5を介して上記電源電圧可変部
回路（Ｋ）の第２の可飽和リアクタトランス（５）の制
御巻線（Nc）に供給してスイッチング周波数を上昇させ
て成ることを特徴とするマルチスキャンテレビジョン受
像機用スイッチング電源装置となしたものである。
電源スイッチSWのオン時において、固定部Ｊの２次側
電圧E1の立上りが可変部Ｋのそれ（Vcc）より遅いとき
は、トランジスタQ4のエミッタの電位が、そのベース電
位よりも充分に低く、よってこれがオン（導通）状態と
なるので、この可変部Ｋの電源トランス（８）の２次側
出力がこのトランジスタQ4を通じてPRトランス（５）の
制御巻線Ncに供給され、このPRトランス（５）を含む発
振回路（４）の発振周波数を変更して（高く）して、上
述した電圧Vccを低く抑え、固定部Ｊの電源電圧が上昇
したとき、ダイオードDaがオンしてトランジスタQ4がオ
フされ、正常の動作となる。
電圧E1の立上りが可変部Ｋのそれ（Vcc）より遅いとき
は、トランジスタQ4のエミッタの電位が、そのベース電
位よりも充分に低く、よってこれがオン（導通）状態と
なるので、この可変部Ｋの電源トランス（８）の２次側
出力がこのトランジスタQ4を通じてPRトランス（５）の
制御巻線Ncに供給され、このPRトランス（５）を含む発
振回路（４）の発振周波数を変更して（高く）して、上
述した電圧Vccを低く抑え、固定部Ｊの電源電圧が上昇
したとき、ダイオードDaがオンしてトランジスタQ4がオ
フされ、正常の動作となる。
以下、本発明によりスイッチング電源装置の一例を、
先ず第１図について説明する。但し、第８図との対応部
分には、同一符号を附して説明をする。第１図に於い
て、（１）は商用交流電源（AC）であり、このAC電圧は
ブリッジ構成された整流回路（２）に電源スイッチSWを
介して供給される。整流回路（２）で全波整流されたAC
電圧は平滑コンデンサ（３）で平滑化され、この直流成
分は第３図で説明した構成の可飽和リアクタトランス
（５）を内蔵する２つの発振回路（４），（４）に並列
的に供給される。第１の発振回路（４）及び第２の発振
回路（４）は同一回路構成と成されているので、その一
方のみを説明する。以後第１の発振回路（４）と第１の
可飽和リアクタトランス（５）の１次巻線NAと直列接続
された第１の電源トランス（８）を含む、電圧電源を電
源電圧固定部回路Ｊとして説明する。又、第２の発振回
路（４）と第２の可飽和リアクタトランス（５）の１次
巻線NAの直列接続された第２の電源トランス（８）を含
む電圧電源を電源電圧変換回路Ｋとして説明を進める。
先ず第１図について説明する。但し、第８図との対応部
分には、同一符号を附して説明をする。第１図に於い
て、（１）は商用交流電源（AC）であり、このAC電圧は
ブリッジ構成された整流回路（２）に電源スイッチSWを
介して供給される。整流回路（２）で全波整流されたAC
電圧は平滑コンデンサ（３）で平滑化され、この直流成
分は第３図で説明した構成の可飽和リアクタトランス
（５）を内蔵する２つの発振回路（４），（４）に並列
的に供給される。第１の発振回路（４）及び第２の発振
回路（４）は同一回路構成と成されているので、その一
方のみを説明する。以後第１の発振回路（４）と第１の
可飽和リアクタトランス（５）の１次巻線NAと直列接続
された第１の電源トランス（８）を含む、電圧電源を電
源電圧固定部回路Ｊとして説明する。又、第２の発振回
路（４）と第２の可飽和リアクタトランス（５）の１次
巻線NAの直列接続された第２の電源トランス（８）を含
む電圧電源を電源電圧変換回路Ｋとして説明を進める。
電源電圧固定部回路Ｊ及び電源電圧可変部回路Ｋの第
１及び第２の発振回路（４）にはスイッチングトランジ
スタQ1及びQ2を有し、可飽和リアクタトランス（５）の
２次巻線NB1の一端→コンデンサC1→トランジスタQ1の
ベース→エミッタ→２次巻線NB1の他端を通ずる共振回
路と、一端を設置した２次巻線NB2の一端→コンデンサC
2→トランジスタQ2のベース→接地したエミッタを通ず
る共振回路とを構成している。尚、R1,R2は起動用抵抗
器である。
１及び第２の発振回路（４）にはスイッチングトランジ
スタQ1及びQ2を有し、可飽和リアクタトランス（５）の
２次巻線NB1の一端→コンデンサC1→トランジスタQ1の
ベース→エミッタ→２次巻線NB1の他端を通ずる共振回
路と、一端を設置した２次巻線NB2の一端→コンデンサC
2→トランジスタQ2のベース→接地したエミッタを通ず
る共振回路とを構成している。尚、R1,R2は起動用抵抗
器である。
そしてコンデンサ（３）に得られる直流電流をトラン
ジスタQ1によってスイッチングし、可飽和リアクタトラ
ンス（以下PRトランスと記す）（５）の１次巻線NAを通
じてコンデンサ（６）及び電流トランス（８）の１次巻
線N1よりなる直列共振回路に供給するようにしている。
ジスタQ1によってスイッチングし、可飽和リアクタトラ
ンス（以下PRトランスと記す）（５）の１次巻線NAを通
じてコンデンサ（６）及び電流トランス（８）の１次巻
線N1よりなる直列共振回路に供給するようにしている。
電源電圧固定部回路Ｊ側の第１の電源トランス（８）
には３つの２次巻線N2,N3,N4が巻装されており、巻線N2
には並列共振用コンデンサC3が接続されて整流回路（9
a）及び（9b）を介して直流電圧E1及びE2（例えば＋15V
および−15V）が出力される。
には３つの２次巻線N2,N3,N4が巻装されており、巻線N2
には並列共振用コンデンサC3が接続されて整流回路（9
a）及び（9b）を介して直流電圧E1及びE2（例えば＋15V
および−15V）が出力される。
同様に巻線N3からも電圧E3（200V）が得られ、巻線N4
からはヒータ用の6.3V電圧が得られる。
からはヒータ用の6.3V電圧が得られる。
又、電源電圧可変部回路Ｋの第２の電源トランス
（８）の２次側巻線N2は中点が接地され、巻線N2両端は
整流回路（９）を介してマルチスキャンテレビジョン用
の電源電圧Vccが出力される。
（８）の２次側巻線N2は中点が接地され、巻線N2両端は
整流回路（９）を介してマルチスキャンテレビジョン用
の電源電圧Vccが出力される。
電源電圧可変部回路Ｋの第２の電源トランス（８）の
２次側の巻線N2には所定位置にタップを設けて10V〜25V
の電圧を得る。この低電圧を整流ダイオードDb及び一端
が接地された平滑用コンデンサCbと直列に接続した整流
回路（18）で整流し、この整流電圧を保護回路（17）を
構成する電圧比較トランジスタQ4のコレクタに供給す
る。即ち、ダイオードDbと平滑用コンデンサCbの直列接
続点をトランジスタQ4のコレクタと抵抗器R3の一端に接
続し、抵抗器R3の他端をトランジスタQ4のベース及びツ
ェナーダイオードDzのカソードに接続し、ツェナーダイ
オードDzのアノードを接地する。トランジスタQ4のエミ
ッタは第２の制御回路（20）を構成する第１のスイッチ
ング用トランジスタQ5のエミッタ及び抵抗器R4を介して
第２のスイッチング用トランジスタQ6のエミッタに接続
され、抵抗器R4と第２のスイッチング用トランジスタQ6
のエミッタとの接続点を第１のスイッチングトランジス
タQ5のベースに接続する。第２のスイッチングトランジ
スタQ6のコレクタは抵抗器R5を介して接地されている。
又、第１のスイッチングトランジスタQ5のコレクタは電
源電圧可変部回路Ｋの第２のPRトランス（５）の一端が
接地された制御巻線Ncに接続されている。
２次側の巻線N2には所定位置にタップを設けて10V〜25V
の電圧を得る。この低電圧を整流ダイオードDb及び一端
が接地された平滑用コンデンサCbと直列に接続した整流
回路（18）で整流し、この整流電圧を保護回路（17）を
構成する電圧比較トランジスタQ4のコレクタに供給す
る。即ち、ダイオードDbと平滑用コンデンサCbの直列接
続点をトランジスタQ4のコレクタと抵抗器R3の一端に接
続し、抵抗器R3の他端をトランジスタQ4のベース及びツ
ェナーダイオードDzのカソードに接続し、ツェナーダイ
オードDzのアノードを接地する。トランジスタQ4のエミ
ッタは第２の制御回路（20）を構成する第１のスイッチ
ング用トランジスタQ5のエミッタ及び抵抗器R4を介して
第２のスイッチング用トランジスタQ6のエミッタに接続
され、抵抗器R4と第２のスイッチング用トランジスタQ6
のエミッタとの接続点を第１のスイッチングトランジス
タQ5のベースに接続する。第２のスイッチングトランジ
スタQ6のコレクタは抵抗器R5を介して接地されている。
又、第１のスイッチングトランジスタQ5のコレクタは電
源電圧可変部回路Ｋの第２のPRトランス（５）の一端が
接地された制御巻線Ncに接続されている。
第１の電源電圧固定部回路Ｊの第１の電源トランス
（８）の二次巻線N2から出力される15Vの出力電圧E1は
第１の制御回路（10）を介して第１のPRトランス（５）
の制御巻線Ncに供給されて制御か成されると同時にマル
チスキャンテレビジョン水平同期信号用の水平発振回路
（16）及びこの水平発振回路（16）からの発振周波数を
電圧に変換する周波数−直流電圧変換器（以下Ｆ−Ｖ変
換器と記す）（15）を駆動する駆動電圧として供給さ
れ、更に、ダイオードDaのアノード側にも出力電圧E1を
供給し、該ダイオードDaのカソード側をトランジスタQ4
と抵抗器R4の接続点に接続する。
（８）の二次巻線N2から出力される15Vの出力電圧E1は
第１の制御回路（10）を介して第１のPRトランス（５）
の制御巻線Ncに供給されて制御か成されると同時にマル
チスキャンテレビジョン水平同期信号用の水平発振回路
（16）及びこの水平発振回路（16）からの発振周波数を
電圧に変換する周波数−直流電圧変換器（以下Ｆ−Ｖ変
換器と記す）（15）を駆動する駆動電圧として供給さ
れ、更に、ダイオードDaのアノード側にも出力電圧E1を
供給し、該ダイオードDaのカソード側をトランジスタQ4
と抵抗器R4の接続点に接続する。
Ｆ−Ｖ変換器（15）から取り出された水平発振回路の
周波数（15.734KHz〜35KHz）に対応した直流電圧eCを比
較回路を構成する差動アンプ（19）の正極端子に供給す
ると共に電源電圧可変部回路Ｋの第２の電源トランス
（８）の二次側差線N2からの出力電圧Vccを抵抗器R6及
びR7で分圧した分圧電圧を差動アンプ（19）の負極端子
に供給する。差動アンプ（19）の出力端は第２の制御回
路（20）を構成する第２のスイッチングトランジスタQ6
のベースに供給されている。
周波数（15.734KHz〜35KHz）に対応した直流電圧eCを比
較回路を構成する差動アンプ（19）の正極端子に供給す
ると共に電源電圧可変部回路Ｋの第２の電源トランス
（８）の二次側差線N2からの出力電圧Vccを抵抗器R6及
びR7で分圧した分圧電圧を差動アンプ（19）の負極端子
に供給する。差動アンプ（19）の出力端は第２の制御回
路（20）を構成する第２のスイッチングトランジスタQ6
のベースに供給されている。
上述の構成に於ける本発明の動作は第８図で説明した
と同様に商用電源（１）の電源スイッチSWWを「オン」
或いは「オフ」したときに電源電圧固定部回路Ｊの第１
の電源トランス（８）の２次側に接続される負荷が電源
電圧可変部回路Ｋの第２の電源トランス（８）の２次側
に接続される負荷より重い時には電源電圧可変部回路Ｋ
の２次電圧Vccが開放状態となる。即ち、電源スイッチS
W「オン」した時、電源電圧固定回路Ｊの電源トランス
（８）の２次側の出力電圧E1の立上りが電源電圧可変部
回路Ｋの電源トランス（８）の２次側の出力電圧Vccよ
り遅くなり、電圧Vccのラインが開放状態となる。又電
源スイッチSWを「オフ」したときも電源電圧固定部回路
Ｊの電圧E1の立下りが電源電圧可変部回路Ｋの電圧Vcc
のそれより早くなるので、同様に電圧Vccのラインが開
放状態となる。即ち電源スイッチSWの「オン」及び「オ
フ」時において第９図の破線で示すように電圧Vccがオ
ーバーシュートの特性を示す。この結果水平偏向出力段
又は水平偏向系のコンバータの構成部品に損傷を与える
おそれがあるが、本発明では第９図に示す様に電源固定
部回路Ｊの電圧E1が例えば電源スイッチSWを「オン」に
して電源電圧可変部回路Ｋの電圧Vccより遅れて立ち上
がるまで０〜t1の時間に上述の如きオーバーシュートを
行わない様な制御が行なわれる。即ち、電源スイッチSW
を「オン」したとき、電圧E1より電圧Vccがより早く立
ち上がったとすると、トランジスタQ4のエミッタ電位は
E1＝０の状態でトランジスタQ4のベース電位より低いの
でトランジスタQ4は「オン」状態と成る。一方、第２の
制御回路（20）を構成する第２のスイッチングトランジ
スタQ6もVcc電圧を分圧した電圧でバイアスされ「オ
ン」状態であり、第１のスイッチングトランジスタQ5も
第２のスイッチングトランジスタQ6が「オン」すること
で「オン」されるので電源電圧可変部回路Ｋと第２の電
源トランス（８）の２次側に設けたタップから導出した
低電圧は整流回路（18）で整流されて、直流電流はトラ
ンジスタQ4のコレクタ→エッタを通じて第１のスイッチ
ンゴトランジスタQ5のエミッタ→コレクタを通して電源
電圧可変部回路ＫのPRトランス（５）の制御巻線Ncに供
給されるので第２の発振回路（４）の発振周波数が高く
なり出力電圧Vccを低下させる。
と同様に商用電源（１）の電源スイッチSWWを「オン」
或いは「オフ」したときに電源電圧固定部回路Ｊの第１
の電源トランス（８）の２次側に接続される負荷が電源
電圧可変部回路Ｋの第２の電源トランス（８）の２次側
に接続される負荷より重い時には電源電圧可変部回路Ｋ
の２次電圧Vccが開放状態となる。即ち、電源スイッチS
W「オン」した時、電源電圧固定回路Ｊの電源トランス
（８）の２次側の出力電圧E1の立上りが電源電圧可変部
回路Ｋの電源トランス（８）の２次側の出力電圧Vccよ
り遅くなり、電圧Vccのラインが開放状態となる。又電
源スイッチSWを「オフ」したときも電源電圧固定部回路
Ｊの電圧E1の立下りが電源電圧可変部回路Ｋの電圧Vcc
のそれより早くなるので、同様に電圧Vccのラインが開
放状態となる。即ち電源スイッチSWの「オン」及び「オ
フ」時において第９図の破線で示すように電圧Vccがオ
ーバーシュートの特性を示す。この結果水平偏向出力段
又は水平偏向系のコンバータの構成部品に損傷を与える
おそれがあるが、本発明では第９図に示す様に電源固定
部回路Ｊの電圧E1が例えば電源スイッチSWを「オン」に
して電源電圧可変部回路Ｋの電圧Vccより遅れて立ち上
がるまで０〜t1の時間に上述の如きオーバーシュートを
行わない様な制御が行なわれる。即ち、電源スイッチSW
を「オン」したとき、電圧E1より電圧Vccがより早く立
ち上がったとすると、トランジスタQ4のエミッタ電位は
E1＝０の状態でトランジスタQ4のベース電位より低いの
でトランジスタQ4は「オン」状態と成る。一方、第２の
制御回路（20）を構成する第２のスイッチングトランジ
スタQ6もVcc電圧を分圧した電圧でバイアスされ「オ
ン」状態であり、第１のスイッチングトランジスタQ5も
第２のスイッチングトランジスタQ6が「オン」すること
で「オン」されるので電源電圧可変部回路Ｋと第２の電
源トランス（８）の２次側に設けたタップから導出した
低電圧は整流回路（18）で整流されて、直流電流はトラ
ンジスタQ4のコレクタ→エッタを通じて第１のスイッチ
ンゴトランジスタQ5のエミッタ→コレクタを通して電源
電圧可変部回路ＫのPRトランス（５）の制御巻線Ncに供
給されるので第２の発振回路（４）の発振周波数が高く
なり出力電圧Vccを低下させる。
この結果、第９図の実線に示す様に電源電圧可変部回
路Ｊ側の電圧Vccは徐々に上昇し、時刻t1で所定の電圧
（例えば70V或いは140V）に達する。
路Ｊ側の電圧Vccは徐々に上昇し、時刻t1で所定の電圧
（例えば70V或いは140V）に達する。
一方、電源電圧固定部回路Ｊにおいてはその第１の電
源トランス（８）よりの出力電圧E1は徐々に上昇し、あ
る時間t1が経過するとこの電圧E1が所定値になるので、
これによりダイオードDaがオンし、即ちトランジスタQ4
がオフしてPRトランス（５）の制御巻線Ncへの電流の供
給が遮断され、回路全体が通常の動作状態となる。以上
は電源スイッチSWの「オン」の場合の動作であるが、電
源スイッチSWの「オフ」の動作も同様であるので、その
説明を省略する。尚、通常の動作時においては、Ｆ−Ｖ
変換器（15）よりの直流電圧の変動は、演算増幅器（1
9）の出力端に得られ、よってスイッチングトランジス
タQ5及びQ6がこれにより制御され、結果的にはダイオー
ドDa−トランジスタQ5のエミッタ−コレクタ−制御巻線
Ncを通ずる制御電流icが制御され、よってマルチスキャ
ンテレビジョン受像機の水平同期周波数ｆに対応して変
更する電圧Vccを得ることができる。尚本例では電源ト
ランス（８）の２次側よりタップにより定電圧を得てい
るので、トランジスタQ4は高耐圧のものを必要とせず大
容量のセメント抵抗器を用いる必要もない。
源トランス（８）よりの出力電圧E1は徐々に上昇し、あ
る時間t1が経過するとこの電圧E1が所定値になるので、
これによりダイオードDaがオンし、即ちトランジスタQ4
がオフしてPRトランス（５）の制御巻線Ncへの電流の供
給が遮断され、回路全体が通常の動作状態となる。以上
は電源スイッチSWの「オン」の場合の動作であるが、電
源スイッチSWの「オフ」の動作も同様であるので、その
説明を省略する。尚、通常の動作時においては、Ｆ−Ｖ
変換器（15）よりの直流電圧の変動は、演算増幅器（1
9）の出力端に得られ、よってスイッチングトランジス
タQ5及びQ6がこれにより制御され、結果的にはダイオー
ドDa−トランジスタQ5のエミッタ−コレクタ−制御巻線
Ncを通ずる制御電流icが制御され、よってマルチスキャ
ンテレビジョン受像機の水平同期周波数ｆに対応して変
更する電圧Vccを得ることができる。尚本例では電源ト
ランス（８）の２次側よりタップにより定電圧を得てい
るので、トランジスタQ4は高耐圧のものを必要とせず大
容量のセメント抵抗器を用いる必要もない。
第10図は本発明によりマルチスキャンテレビジョン受
像機用スイッチング電源装置の他の実施例を示すもので
ある。尚図１との対応部分には同一符号を付して重複説
明を省略するも電源電圧可変部回路Ｋの第２の電源トラ
ンス（８）の２次巻線N2に接続する整流回路９を昇圧変
圧器やタップを用いずに２倍電圧整流回路９を用いたも
のであり、第10図では第２の電源トランス（８）の２次
巻線N2に誘起された電圧は負の半波でダイオードDb及び
コンデンサCR1の系路でコンデンサCR1を充電し、正の半
波でコンデンサCR1に充電された電圧がコンデンサR2を
充電するためVccは電源電圧実効値の２倍の直流電圧か
ら得る。本例ではこのうちの低い方の電圧を平滑コンデ
ンサC3の両端に取り出して保護回路（17）の電圧比較ト
ランジスタQ4のコレクタに供給している。第２の制御回
路（20）及び比較回路（19）等の接続関係は図１と全く
同一である。即ち本例では電圧Vccの1/2の電圧をも得る
ようにしており、この電圧1/2Vccを保護回路（17）の電
源とした場合である。よって第１図に示す整流回路（1
8）を必要しないが、電圧1/2Vccが約100V程度となるの
で、トランジスタQ4として比較的高耐圧のものを必要と
することになる。上述では半波形の２倍電圧整流回路を
説明したが、勿論、全波形の２倍電圧整流回路構成であ
ってもよい。
像機用スイッチング電源装置の他の実施例を示すもので
ある。尚図１との対応部分には同一符号を付して重複説
明を省略するも電源電圧可変部回路Ｋの第２の電源トラ
ンス（８）の２次巻線N2に接続する整流回路９を昇圧変
圧器やタップを用いずに２倍電圧整流回路９を用いたも
のであり、第10図では第２の電源トランス（８）の２次
巻線N2に誘起された電圧は負の半波でダイオードDb及び
コンデンサCR1の系路でコンデンサCR1を充電し、正の半
波でコンデンサCR1に充電された電圧がコンデンサR2を
充電するためVccは電源電圧実効値の２倍の直流電圧か
ら得る。本例ではこのうちの低い方の電圧を平滑コンデ
ンサC3の両端に取り出して保護回路（17）の電圧比較ト
ランジスタQ4のコレクタに供給している。第２の制御回
路（20）及び比較回路（19）等の接続関係は図１と全く
同一である。即ち本例では電圧Vccの1/2の電圧をも得る
ようにしており、この電圧1/2Vccを保護回路（17）の電
源とした場合である。よって第１図に示す整流回路（1
8）を必要しないが、電圧1/2Vccが約100V程度となるの
で、トランジスタQ4として比較的高耐圧のものを必要と
することになる。上述では半波形の２倍電圧整流回路を
説明したが、勿論、全波形の２倍電圧整流回路構成であ
ってもよい。
以上説明した本発明によれば、第８図で説明した問題
点即ち大きな電力損失を回避でき、又発熱もないので何
ら放熱手段を必要とすることもなく、よって低コストを
もって、信頼性の高い電源装置を得ることができる特徴
を有する。
点即ち大きな電力損失を回避でき、又発熱もないので何
ら放熱手段を必要とすることもなく、よって低コストを
もって、信頼性の高い電源装置を得ることができる特徴
を有する。
第１図は本発明によるスイッチング電源装置の一例を示
す回路図、第２図は本件出願人により先に提案されたス
イッチング電源装置の回路図、第３図はこれに使用でき
る可飽和リアクタトランスの一例を示す斜視図、第４図
はこの可飽和リアクタトランスの特性を示す特性曲線
図、第５図及び第６図は負荷電流と制御電流及び発振周
波数との関係を示す特性図、第７図は電源電圧の変動に
対する交流−直流変換効率を示す特性図、第８図は第２
図の回路を使用して考えられるスイッチング電源装置の
一例の回路図、第９図はその回路の動作特性図、第10図
は本発明による装置の他の実施例を示した回路図であ
る。 （４）は発振回路、（５）は可飽和リアクタトランス、
（８）は電源トランス、（15）は周波数一直流電圧変換
器、（17）は保護回路である。
す回路図、第２図は本件出願人により先に提案されたス
イッチング電源装置の回路図、第３図はこれに使用でき
る可飽和リアクタトランスの一例を示す斜視図、第４図
はこの可飽和リアクタトランスの特性を示す特性曲線
図、第５図及び第６図は負荷電流と制御電流及び発振周
波数との関係を示す特性図、第７図は電源電圧の変動に
対する交流−直流変換効率を示す特性図、第８図は第２
図の回路を使用して考えられるスイッチング電源装置の
一例の回路図、第９図はその回路の動作特性図、第10図
は本発明による装置の他の実施例を示した回路図であ
る。 （４）は発振回路、（５）は可飽和リアクタトランス、
（８）は電源トランス、（15）は周波数一直流電圧変換
器、（17）は保護回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】第１の可飽和リアクタトランスを含む第１
の発振回路の発振周波数信号で直流電源をスイッチング
して、第１の電源トランスの２次側より所定の出力電圧
を得、該出力電圧に応じた制御電圧を該第１の可飽和リ
アクタトランスの制御巻線に供給して、該第１の発振回
路の発振周波数を可変制御する電源電圧固定部回路と、 第２の可飽和リアクタトランスを含む第２の発振回路の
発振周波数信号で直流電流をスイッチングして、第２の
電源トランスの２次側より所定の出力電圧を得、該出力
電圧に応じた制御電圧を該第２の可飽和リアクタトラン
スの制御巻線に供給して、該第２の発振回路の発振周波
数を可変制御すると共にマルチスキャンテレビジョン受
像機の偏向系のドライブ及び出力段に可変した出力電圧
を得るための電源電圧可変部回路と、 上記マルチスキャンテレビジョン受像機の水平同期周波
数が供給されて直流電圧に変換され、上記電源電圧固定
部回路の第１の電源トランスの２次側出力で駆動される
周波数−電圧変換回路と、 上記電源電圧可変部回路の第２のトランスの２次側の出
力電圧を分圧した電圧と、上記周波数−電圧変換回路の
出力電圧が通常状態で比較されて出力される比較回路
と、 上記比較回路の出力によって制御されるスイッチングト
ランジスタより成る制御回路と、 上記電源電圧可変部回路の第２の電源トランスの２次側
電圧を定電圧素子がベースに接続された電圧比較用トラ
ンジスタのコレクターエミッタを通じて上記制御回路に
接続するようにしたオーバーシュート防止用の保護回路
とを具備し、 上記電源電圧固定部回路の第１の電源トランスの２次側
の出力電圧が供給されるダイオードを上記電圧比較用ト
ランジスタのエミッタと上記制御回路の接続点に接続
し、交流電源のオン，オフ時に該第２の電源トランスの
２次側の出力電圧を上記電圧比較トランジスタ及び上記
制御回路を介して上記電源電圧可変部回路の第２の可飽
和リアクタトランスの制御巻線に供給してスイッチング
周波数を上昇させて成ることを特徴とするマルチスキャ
ンテレビジョン受像機用スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29143385A JP2581034B2 (ja) | 1985-12-24 | 1985-12-24 | マルチスキヤンテレビジヨン受像機用スイツチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29143385A JP2581034B2 (ja) | 1985-12-24 | 1985-12-24 | マルチスキヤンテレビジヨン受像機用スイツチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62150969A JPS62150969A (ja) | 1987-07-04 |
| JP2581034B2 true JP2581034B2 (ja) | 1997-02-12 |
Family
ID=17768806
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29143385A Expired - Fee Related JP2581034B2 (ja) | 1985-12-24 | 1985-12-24 | マルチスキヤンテレビジヨン受像機用スイツチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2581034B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02219368A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-08-31 | Sanyo Electric Co Ltd | 電源回路 |
-
1985
- 1985-12-24 JP JP29143385A patent/JP2581034B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62150969A (ja) | 1987-07-04 |
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