JP2850365B2

JP2850365B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2850365B2
Application number: JP10125789A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1989-04-20
Filing date: 1989-04-20
Publication date: 1999-01-27
Anticipated expiration: 2014-01-27
Also published as: JPH02280663A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、大電力供給用に好適なスイッチング電源
装置に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、スイッチング電源装置において、発振駆
動回路にフルブリッジ結合された４つのスイッチングト
ランジスタを設けることにより、構成部品の小型化、電
力変換効率の向上化を図ったものである。

〔従来の技術〕

直流入力電源をスイッチング制御し、直交トランスや
絶縁トランス等を介して、定電圧出力を得るスイチング
電源装置が従来からある。

これは、例えば特開昭62−64266号公報に記載されて
いるように、直流入力電源を発振駆動回路のスイッチン
グ素子によりスイッチング制御して、発振駆動回路の発
振周波数を制御するための直交トランスを介して電源ト
ランスの１次側に供給する。そして、この電源トランス
の次２側からの出力電圧に応じて制御回路が直交トラン
スのインダクタンスを制御し、発振駆動回路の発振周波
数を制御して、電源トランスの２次側出力電圧を安定化
するものである。

第７図は、上述したスイッチング電源装置の一例であ
る。

図において、（１）は電源スイッチ、（２）は交流入
力電源、（３）は電流制限用の抵抗であり、これら電源
スイッチ（１）、交流入力電源（２）、抵抗（３）は直
列に接続されている。そして、抵抗（３）は入力整流回
路REのダイオードD₁₀、平滑用コンデンサC₁₀,C₂₀を介し
て接地される。また、コンデンサC₂₀と接地との接続中
点はダイオードD₂₀を介して抵抗（３）とダイオードD₁₀
との接続中点に接続される。そして、コンデンサC₁₀とC
₂₀との接続中点は電源スイッチ（１）に接続される。

また、整流回路REのダイオードD₁₀とコンデンサC₁₀と
の接続中点は、発振駆動回路OD′のスイッチトランジス
タＱ′_１のコレクタに接続されるとともに、抵抗R₁₀を
介してトランジスタＱ′_１のベースに接続される。そし
て、トランジスタＱ′_１のエミッタはダイオードD₃₀を
介してトランジスタＱ′_１のベースに接続される。ま
た、トランジスタＱ′_１とダイオードD₃₀との接続中点
はスイッチングトランジスタＱ′_２のコレクタに接続さ
れる。そして、このトランジスタＱ′_２のエミッタは接
地され、ベースはダイオードD₄₀を介して接地される。
また、このトランジスタＱ′_２のベースは抵抗R₂₀を介
して、トランジスタＱ′_１のコレクタに接続される。そ
して、抵抗R₂₀とトランジスタＱ′_２のベースとの接続
中点はコンデンサC₄₀及び直交のトランスPRT′の２次巻
線Ｎ′_B2を介して接地される。また、トランジスタＱ′
_１のベースはコンデンサC₃₀及び直交トランスPRT′の２
次巻線Ｎ′_B1を介して、トランジスタＱ′_１のエミッタ
に接続される。そして、トランジスタＱ′_１のエミッタ
は直交トランスPRT′の１次巻線Ｎ′_Ａ及びチョークコ
イルＬ′_２を介して、絶縁トランスPIT′の第１及び第
２の１次巻線N₁及びＮ′_１の一端に接続される。さら
に、トランジスタＱ′_１のエミッタはチョークコイル
Ｌ′_１を介して、チョークコイルＬ′_２と１次巻線N₁及
びＮ′_１との接続中点に接続される。

そして、絶縁トランスPIT′の第１及び第２の１次巻
線N₁及びＮ′_１のそれぞれの他端は共に共振用のコンデ
ンサC₅₀を介して接地される。また、絶縁トランスPIT′
の第１の２次巻線N₂の一端は出力整流回路ORのダイオー
ドD₅₀を介して出力端子T₁に接続され、この第１の２次
巻線N₂の他端はダイオードD₆₀を介して出力端子T₁に接
続される。そして、この第１の２次巻線N₂の中点は接地
される。また、絶縁トランスPIT′の第２の２次巻線N₃
の両端は全波整流回路FRを介して、出力端子T₂に接続さ
れる。そして、この第２の２次巻線N₃の中点はコンデン
サC₆₀を介して全波整流回路FRに接続されるとともに、
巻線N₃の中点は出力端子T₃に接続される。

そして、出力端子T₁及びT₂は制御回路CCに接続され、
この制御回路CCから直交トランスPRT′の制御巻線Ｎ′
_Ｃに制御信号が供給されて、直交トランスPRT′のイン
ダクタンスが制御され、発振駆動回路OD′のトランジス
タＱ′_１とＱ′_２とが交互にオン及びオフとなり、発振
周波数が制御される。そして、絶縁トランジスタPIT′
の２次側出力電圧が安定化される。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、上述した従来のスイッチング電源装置にお
いては、整流回路REから発振駆動回路OD′に整流する電
流Ｉ′_０は発振駆動回路OD′のトランジスタＱ′_１が
“オン”となっている期間のみ、つまり、共振用コンデ
ンサC₁に流れる共振電流Ｉ′_１の1/2周期のみである。
したがって、この従来のスイッチング電源装置の出力を
例えば250W以上の大電力とする場合、流入電流Ｉ′_０の
ピーク値が大きなものとなるとともに、絶縁トランスPI
T′の１次巻線N₁及びＮ′_１の漏洩インダクタンス及び
共振用コンデンサC₁による共振電流Ｉ′_１のピークトウ
ピーク値も大きなものとなってしまう。

このため、従来のスイッチング電源装置の出力を大電
力とする場合には以下に示すような不都合が生じてしま
う。

（ｉ）スイッチングトランジスタＱ′_１及びＱ′_２のコ
レクタ電流Ｉ′_C1及びＩ′_C2が増大し、スイッチング損
失が増大するので、トランジスタＱ′_１及びＱ′_２の放
熱板を増大化しなければならず、またトランジスタＱ′
_１及びＱ′_２の電流定格を向上しなければならないの
で、コストアップとなってしまう。

（ii）絶縁トランスPIT′の１次巻線N₁及びＮ′_１と共
振用コンデンサC₅₀とに流れる共振電流Ｉ′_１が増加す
るので、１次巻線N₁及びＮ′_１の線径を増加する等の対
策や、共振用コンデンサC₅₀の大容量化が必要である。
また、共振電流Ｉ′_１が流れるプリント基板の銅箔は共
振電流Ｉ′_１の増加に伴い、その厚みを例えば30μから
75μにするか、そのパターン幅を拡大しなければならな
い。したがって、共振電流Ｉ′_１の増加に伴って大きな
コストアップとなってしまう。

（iii）交流入力電源（２）からの電流の増加に伴い、
電力損失が増加し、発熱による装置の信頼性が低下して
しまう。

〔課題を解決するための手段〕

そこで、この発明は発振駆動回路のスイッチングトラ
ンジスタを４石としてフルブリッジ結合とし、共振電流
の正負の両期間において、整流回路から発振駆動回路に
電流が流入するようにしたものである。

〔作用〕

構成部分の小型化と電力変換効率の向上化が実現で
き、大電力をも効率よく出力することができる。

〔実施例〕

第１図は、この発明の一実施例の回路図であり、第６
図例と同等なものには同一の符号を付してある。そし
て、第１図例と第６図例との異なるところは、第１図例
においては、発振駆動回路のスイッチングトランジスタ
４石設けられ、直交トランスには４つの被制御巻線が設
けられ、絶縁トランスPITの１次巻線は１つとなってい
ることである。

つまり、整流回路REのダイオードD₁₀とコンデンサC₁₀
との接続中点は、第１のスイッチングトランジスタQ₁の
コレクタ及び第３のスイッチングトランジスタQ₃のコレ
クタに接続される。そして、トランジスタQ₁のコレクタ
とベースとは抵抗R₁を介して接続され、エミッタとベー
スとはダイオードD₁を介して接続される。さらに、この
トランジスタQ₁のベースはコンデンサC₁を介して直交ト
ランスPRTの第１の被制御巻線N_B1の一端に接続される。
また、トランジスタQ₁のエミッタは第２のスイッチング
トランジスタQ₂のコレクタに接続される。そして、この
トランジスタQ₂のコレクタとベースとは抵抗R₂を介して
接続され、エミッタとベースとはダイオードD₂を介して
接続される。また、トランジスタQ₂のベースはコンデン
サC₂を介して直交トランスPITの第２の被制御巻線N_B2の
一端に接続される。そして、この被制御巻線N_B2の他端
はトランジスタQ₂のエミッタとダイオードD₂との接続中
点に接続される。

また、スイッッチングトランジスタQ₃のコレクタとベ
ースとは抵抗R₃を介して接続され、エミッタとベースと
はダイオードD₃を介して接続される。そして、このトラ
ンジスタQ₃のベースはコンデンサC₃を介して第３の被制
御巻線N_B3の一端に接続される。また、この被制御巻線N
_B3の他端は、トランジスタQ₃のエミッタとダイオードD₃
との接続中点に接続される。そして、トランジスタQ₃の
エミッタは第４のスイッチングトランジスタQ₄のコレク
タに接続される。そして、このトランジスタQ₄のコレク
タとベースとは抵抗R₄を介して接続され、エミッタとベ
ースとはダイオードD₄を介して接続される。また、トラ
ンジスタQ₄のベースはコンデンサC₄を介して第４の被制
御巻線N_B4の一端に接続され、この被制御巻線N_B4の他端
は被制御巻線N_B2の他端に接続される。また、トランジ
スタQ₄のエミッタとダイオードD₄との接続中点は被制御
巻線N_B2の他端に接続される。そして、トランジスタQ₃
のエミッタとトランジスタQ₄のコレクタとの接続中点は
絶縁トランジスタPITの１実施例巻線N₀の一端に接続さ
れる。

また、トランジスタQ₁のエミッタとトランジスタQ₂の
コレクタとの接続中点はチョークコイルL₁の一端に接続
されるとともに被制御巻線N_B1にも接続される。そし
て、被制御巻線N_B1の他端はチョークコイルL₂を介して
チョークコイルL₁の他端に接続され、このチョークコイ
ルL₁とL₂との接続中点は共振用のコンデンサC₅を介して
絶縁トランスPITの１次巻線N₀の他端に接続される。な
お、このチョークコイルL₁及びL₂はスイッングトランジ
スタQ₁〜Q₄の駆動条件を調整するためのものである。

そして、制御回路CCから直交トランスPRTの制御巻線N
_Cに制御信号が供給され、被制御巻線N_B1〜N_B4のインダ
クタンスが制御され、発振駆動回路ODの発振周波数が制
御される。

そして、第１図例の装置において、トランジスタQ₁と
Q₄とは同時に“オン”となり“オフ”となる。また、ト
ランジスタQ₂とQ₃とは同時に“オン”となり“オフ”と
なる。そして、トランジスタQ₁及びQ₄が“オン”の場合
にはトランジスタQ₂及びQ₃は“オフ”となり、トランジ
スタQ₁及びQ₄が“オフ”の場合には、トランジスタQ₂及
びQ₃は“オン”となる。

つまり、第４図Ｃ及びＥに示すように、トランジスタ
Q₁及びQ₄のベース電流I_B1及びI_B4と、トランジスタQ₂及
びQ₃のベース電流I_B2及びI_B3とは交互にトランジスタQ₁
〜Q₄のそれぞれのベースに供給され、第４図Ｄ及びＦに
示すように、トランジスタQ₁及びQ₄のコレクタ電流I_C1
及びI_C4と、トランジスタQ₂及びQ₃のコレクタ電流I_C2及
びI_C4とは交互にそれぞれのトランジスタQ₁〜Q₄のそれ
ぞれのコレクタに流入する。そして、第４図Ａ及びＢに
示すように、共振用コンデンサC₅に流れる共振電流I₁の
正及び負の両期間に、整流回路REから発振駆動回路ODに
電流I₀が供給される。

したがって、第１図に示したこの発明の一実施例の装
置が、第７図に示した従来の装置と同一の出力電力を得
る場合、第１図例の各部に流れる電流は、第７図の従来
例の各部に流れる電流の1/2となる。

つまり、第５図Ａ〜Ｆに示すように、第７図例の装置
の電流Ｉ′_０が5.6A、Ｉ′_１が11.2A、トランジスタ
Ｑ′_１のベース電流Ｉ′_B1が1Aでコレクタ電流Ｉ′_C1が
5.6A、トランジスタＱ′_２のベース電流Ｉ′_B2が1Aでコ
レクタ電流Ｉ′_C2が5.6Aであれば、第４図Ａ〜Ｆに示す
ように、第１図例の装置の電流I₀は2.8A、I₁は5.6A、ト
ランジスタQ₁〜Q₄のそれぞれのベース電流は0.5Aで、そ
れぞれのコレクタ電流は2.8Aとなる。したがって、第１
図例の共振用コンデンサC₅の容量値は従来の装置の共振
用のコンデンサC₅₀の容量値の1/2でよく、また、絶縁ト
ランスPITの１次巻線N₀は１つでよい。

そして、この発明の一実施例である第１図例及び従来
例である第７図例の交流→直流交換効率ηと交流入力電
圧との関係を第６図ゐ示す。そして、第６図Ａは第１図
例の場合で、第６図Ｂは第７図例の場合であり、破線で
示すものは出力101W、実線で示すものは出力304Wの場合
である。ただし、第７図例の直交トランスPRT′の２次
巻線Ｎ′_B1及びＮ′_B2の巻数を共に８ターン、絶縁トラ
ンスPITの第１及び第２の１次巻線N₁及びＮ′_１の巻線
を共に30ターン、共振用コンデンサC₅₀の容量値を0.12
μＦ、コンデンサC₃₀及びC₄₀の容量値をそれぞれ0.15μ
Ｆ、チョークコイルＬ′_１のインダクタンスを6.8μ
Ｈ、チョークコイルＬ′_２のインダクタンスを10μＨと
し、トランジスタＱ′_１及びＱ′_２を500V耐圧、コレク
タ電流定格を8Aとした。そして、第１図例の絶縁トラン
スPITの１次巻線N₀の巻数を60ターン、共振用コンデン
サC₅の容量値を0.06μＦ、チョークコイルL₂のインダグ
タンスを4.7μＨとし、トランジスタQ₁〜Q₄を500V耐圧
でコレクタ電流定格5Aとした。

そして、第６図から明らかなように、第７図例の電力
変換効率ηに比較して第１図例の効率ηは大きく改善さ
れている。例えば、出力が304Wで交流入力電圧が100Vの
場合第１図例の装置では、変換効率ηは91％であり第７
図例の装置では変換効率ηは89％であり、第１図例の装
置では必要な入力電力を第７図例の装置に比較して約7.
5W減少することができる。また、出力304Wで交流入力電
圧が140Vの場合、第１図例の交換効率ηは90.5％で、第
７図例の変換効率ηは85％であり、第１図例の装置は第
７図例の装置に比較して必要な入力電力を約21.7W減少
することができる。そして、第１図例の場合高い変換効
率ηを、交流入力電圧の広い範囲、例えば90V〜140Vで
確保できるので、交流入力電圧のセミワイド化が行な
え、例えば、日本国内と北米との広い地域で使用するこ
とができる。

第２図は、この発明の他の実施例の回路図であり、第
１図例と同等なものには同一の符号を付してある。そし
て、第１図例と第２図例との異なるところは、第２図例
においては、直交トランスが、４つの被制御巻線N_B1〜N
_B4を備えた駆動用トランスDTと、制御巻線N_C0及びN_C1を
備えた制御用トランスPRT₀とに分割されているところで
ある。

つまり、駆動用トランスDTの第１の制御巻線N_B1の一
端はコンデンサC₁を介してスイッチングトランジスタQ₁
のベースに接続され、この制御巻線N_B1の他端は共振用
コンデンサC₅を介して絶縁トランスPITの１次巻線N₀の
一端に接続される。また、トランスDTの第２の制御巻線
N_B2の一端はコンデンサC₂を介してスイッチングトラン
ジスタQ₂のベースに接続される。また、第４図の制御巻
線N_B4の一端とコンデンサC₄との接続中点は制御用トラ
ンスPRT₀の被制御巻線N_C0の一端に接続される。そし
て、この被制御巻線N_C0の他端は、第４の制御巻線N_B4と
ダイオードD₄との接続中点に接続されるとともに、トラ
ンジスタQ₂のエミッタとダイオードD₂との接続中点に接
続される。また、第２図の制御巻線N_B2の他端と第４の
制御巻線N_B4の他端と接続される。また、制御用トラン
スPRT₀の制御巻線N_C1の一端は接地され、他端は制御回
路CCに接続される。

この第２図例の場合、駆動用トランジスタDTの巻線N
_B1〜N_B4の巻数比とコアの断面積とを調整することによ
り、スイッチングトランジスタQ₁〜Q₄の駆動条件を調整
することが可能であるので、第１図の例のようなチョー
クコイルL₁及びL₂は不要となる。また、直交トランスを
駆動用トランスDTと制御用トランスPRT₀との別箇のトラ
ンスに分割したので、駆動用トランスDTの被制御巻線N
_B1〜N_B4と制御用トランスPRT₀の制御巻線N_C1及び被制御
巻線N_C0とは容易に絶縁を確保し得る。したがって、第
１図例の直交トランスPRTにおける被制御巻線N_B1〜N_B4
と制御巻線N₀との絶縁を確保するためには、この直交ト
ランスPRTのフェライトコアには例えば、50μ程度のギ
ャップが必要であったが、第２図例の制御用トランスPR
T₀のフェライトコアは、第３図に示すようにギャップＧ
は０とすることができる。このため、制御巻線N_C1によ
る直流制御感度を向上し、制御範囲を拡大することがで
きる。

〔発明の効果〕

こうして、この発明によれば、発振駆動回路ODのスイ
ッチングトランジスタを４石としてフルブリッジ結合と
し、発振駆動回路ODの発振周波数を制御するためのトラ
ンスに４つの被制御巻線N_B1〜N_B4を設け、絶縁トランス
PITの１次巻線N₀と共振用コンデンサC₅とに流れる共振
電流I₁の正及び負の両期間共に整流回路REからの電流I₀
が発振駆動回路ODに流入するように構成したので、スイ
ッチングトランジスタQ₁〜Q₄に流れる電流値を低減化す
ることができ、スイッチング損失の低下、コレクタ電流
定格の低減化、トランジスタQ₂〜Q₄の放熱板の縮小化が
できるのでコストダウンが可能である。また、共振電流
I₁を低減化することができるので、絶縁トランスPITの
１次巻線を従来のように２組に分離して並列接続する必
要が無く、共振用コンデンサC₅の容量値及び電流定格を
低減化することができ、さらにプリント基板の銅箔の厚
み又はパターン幅の拡大を計らなくともよいのでコスト
ダウンが可能である。さらに、交流力電圧の上昇に伴う
電力損失の増加が大幅に減少され、交流入力電圧90V〜1
40Vまでほぼ一定の高い電力変換効率を確保できるの
で、大電力を効率よく出力できるとともに、交流入力電
圧をセミワイド化して、例えば日本国内と北米との両地
域のような広い地域でこの装置を使用可能とする。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例の回路図、第２図はこの
発明の他の実施例の回路図、第３図は制御用トランスPR
T₀の外観図、第４図及び第５図は波形図、第６図は電力
変換効率ηを示す図、第７図は従来例の説明図である。 REは入力整流回路、ODは発振駆動回路、Q₁〜Q₄はスイッ
チングトランジスタ、PRTは直交トランス、PITは絶縁ト
ランス、ORは出力整流回路、CCは制御回路である。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流入力電流を整流する入力整流回路と、フルブリッジ結合された４つのトランジスタを有して上
記入力整流回路に接続される発振駆動回路と、上記発振駆動回路の発振周波数を制御する発振周波数制
御用の直交トランスと、上記発振周波数制御用の直交トランス及び上記発振駆動
回路にその１次巻線が接続される絶縁トランスと、上記絶縁トランスの２次巻線に接続される出力整流回路
と、上記出力整流回路からの出力信号に従って上記発振周波
数制御用の直交トランスのインダクタンスを制御して上
記発振駆動回路の発振周波数を制御する制御回路とを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。