JP3371595B2 - 電流共振型スイッチング電源 - Google Patents
電流共振型スイッチング電源Info
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源回路に
係わり、特にデッドタイムの設定を容易にすると共に、
起動時や軽負荷時における安定性を改善した電流共振型
のスイッチング電源回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】一般的に各種のスイッチング電源はスイ
ッチング周波数を高くすることによりトランス、その他
のデバイスを小型化することができ、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして各種の電子機器の電源として使用される。 【０００３】図６に記載されているスイッチング電源回
路は、商用電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄ1 に供給し、
その整流出力を平滑用のコンデンサＣ1 に充電すること
により先ず直流電圧を得るようにしている。Ｑ1 、Ｑ2
は直列に接続されているスイッチング素子でバイポーラ
トランジスタで構成されており、その中間点からドライ
ブトランスＴ1 のドライブコイルＬD 、共振コンデンサ
Ｃ4 を介して出力用の絶縁トランスＴ2 の１次コイルＬ
1 に電流を流すようにする。そして、絶縁トランスＴ2
の２次コイルＬ2 の出力をブリッジ型の整流ダイオード
Ｄ4 で整流して直流電圧Ｖ0 を得る。 【０００４】ドライブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ
1 、ＬＢ2 から前記スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ
2 を交互にオン／オフする駆動信号が供給される。すな
わち、駆動コイルＬＢ1 、ＬＢ2 に誘起された電圧は、
コンデンサＣ2 、Ｃ3 及びドライブ電流調整用の抵抗Ｒ
2 、Ｒ3 を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース
電極に供給される。Ｄ2 、Ｄ3 は後で述べるようにスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の切り換え時にデッドタイムを
与えるために、逆回復電流が比較的大きいダンパーダイ
オードで構成される。そして、このダンパーダイオード
Ｄ2 、Ｄ3 とスイッチングトランジスタＱ1、Ｑ2 を構
成しているバイポーラトランジスタのベース・コレクタ
順方向接合部によって、図７（ａ）の等価回路に示すよ
うに、スイッチング電流が逆流する方向に導通する逆並
列ダイオードＤ10、Ｄ20が形成される。なお、この等価
回路は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 には並列コンデン
サＣ5、Ｃ6 が接続され、絶縁トランスＴ2 を介して２
次側から直流電圧Ｖ0 を出力するハーフブリッジ型のス
イッチング電源を構成していることを示す。。 【０００５】このようなハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源は商用電源ＡＣが供給されると起動抵抗Ｒ2 、Ｒ
3 を介していづれかのスイッチング素子が導通状態にな
り、例えばスイッチング素子Ｑ1 がオンとなると、ドラ
イブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ1 にスイッチング素
子Ｑ1 をオンに駆動するためのドライブ電圧が発生する
と共に、ドライブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ2 には
スイッチング素子Ｑ2をオフに駆動するドライブ電圧が
発生する。そして、ドライブトランスＴ1 の駆動コイル
ＬＢ2 のインダクタンスとコンデンサＣ2 の容量で決ま
る共振周波数によって、所定時間後にスイッチング素子
Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ2 がオンになるように
反転し、以後はこの反転動作によってスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ駆動されることにより、
自励発振型のスイッチング動作が継続するように構成さ
れている。 【０００６】したがって、絶縁トランスＴ2 ２次コイル
Ｌ2 にこの反転動作によって交番電圧が発生し、この交
番電圧がブリッジ型の整流ダイオードＤ4 によって全波
整流されることにより直流電圧Ｖ0 がえられる。ところ
で、スイッチング素子Ｑ1 のオンによって絶縁トランス
Ｔ2 の１次コイルＬ1 には絶縁トランスＴ2 の漏れイン
ダクタンスと共振コンデンサＣ4 の共振電流ＩＱ1 が図
７（ｂ）のｔ1 期間に流れ、共振周期の半サイクルが終
了すると、整流ダイオードＤ4 がオフとなるが、スイッ
チング素子Ｑ1 は期間ｔ2 の間オンとなっており、励磁
電流を流している。 【０００７】この励磁電流は共振コンデンサＣ4 と絶縁
トランスＴ2 の１次コイルＬ1 の共振電流となるが、こ
の共振電流が負となる前にスイッチング素子Ｑ1 をオフ
にすると、励磁エネルギーによってスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 に並列に接続されている並列コンデンサＣ5 、
Ｃ6 が期間ｔ3 で充放電され、スイッチング素子Ｑ2の
逆並列ダイオードＤ20を導通させることができる。した
がって、この期間ｔ3 にスイッチング素子Ｑ2 をオンに
駆動するよう設定すると、ゼロ電圧スイッチングを行う
ことができる。このようなスイッチング動作はＱ2 がオ
フ、Ｑ1 がオンに反転する時も行われる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上記した切り換え時の
タイミングは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を構成する
バイポーラトランジスタのベース電流がなくなってトラ
ンジスタがオフとなるまでのストレージタイムをＴＳ、
ベース電流が正となってトランジスタがオンとなるまで
のダンパーダイオードＤ2 、Ｄ3 の逆回復時間をＴｒｒ
（ｔ4 ）とすると、ＴＳ＜Ｔｒｒとなる場合に切り換え
時にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が同時にオフとなるデ
ッドタイムが発生し、トランジスタのオン／オフ制御が
円滑に行われることになる。 【０００９】しかしながら、このようなハーフブリッジ
型のスイッチング電源では、ダンパーダイオードＤ2 、
Ｄ3 の逆回復時間Ｔｒｒを利用して、デッドタイムを確
保するようにしていたため、回路の特性が逆回復時間の
初期値のばらつきや、温度特性等によって影響を大きく
受けることになり、最適な設計が困難になるという問題
があった。また、起動時や高入力電圧で軽負荷時にはバ
イポーラトランジスタのドライブが不足することによ
り、上記した条件が満足されない場合がある。すると、
所定のデッドタイムが得られないため、スイッチング電
源の異常な発熱や電源変換効率の低下を生じるという問
題がある。 【００１０】 【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
簡単に解決するためになされたものであって、例えば直
流電圧に対してハーフブリッジ接続されたバイポーラト
ランジスタを交互に断続して絶縁トランスの１次側に交
番電流を印加し、上記絶縁トランスの２次巻線から所定
の交番電圧が得られるようにした電流共振型スイッチン
グ電源において、上記バイポーラトランジスタのベース
・エミッタ間に対して逆方向に導通特性を有する半導体
素子を接続し、該半導体素子のオフセット電圧によって
上記バイポーラトランジスタの駆動信号に逆方向のバイ
アス電圧が加わるようにしたものである。 【００１１】上記半導体素子は、具体的にはツエナーダ
イオードによって構成されるが、２以上のダイオードの
直列接続によって構成することもできる。また、上記半
導体素子はツエナーダイオードとダイオードの直列接続
された回路によって構成するようにしてもよく、このよ
うな回路を並列に接続して大電力用のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに適用できるようにすることもできる。 【００１２】 【作用】特に、スイッチング素子としてバイポーラトラ
ンジスタを使用したハーフブリッジ型のスイッチング電
源において、バイポーラトランジスタのベース・エミッ
タ間にスイッチング素子をオン／オフする駆動信号に対
して、オフとする極性側にシフトするオフセットを有す
る半導体素子を接続しているので、スイッチング素子の
オン反転時間を電気回路的に遅くらせることができ、十
分にデッドタイムを与えることができる。 【００１３】 【実施例】図１は本発明の実施例を示す電流共振型スイ
ッチング電源回路であって、前記した図６に示すよう
に、ＡＣは交流電源、Ｄ1 はブリッジ型の整流素子を示
す。点線で囲った１０の部分はハーフブリッジ型のスイ
ッチング電源部を示している。この中のＱ1 、Ｑ2 はハ
ーフブリッジ型のスイッチング回路を形成するスイッチ
ング素子であり、バイポーラトランジスタによって構成
されている。そして、その出力はドライブトランスＴ1
のドライブコイルＬD 、共振コンデンサＣ4を介して絶
縁トランスＴ2 の１次コイルＬ1 に供給されている。ま
た、絶縁トランスＴ2 の２次コイルＬ2 に誘起される誘
起電圧が整流素子Ｄ4 を介して直流電圧に変換され直流
電圧Ｖ0 とされる。 【００１４】本実施例の場合もドライブトランスＴ1 の
２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 からは、スイッチングトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にオン／オフする駆動電圧が誘
起され、この誘起された電圧がコンデンサＣ2 、Ｃ3 及
びドライブ電流調整用の抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介してスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電極に供給される。ＤＺ
31、ＤＺ32はツエナー電圧が、例えば２Ｖないし７Ｖ程
度のツエナーダイオードであって、後で述べるようにス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の切り換え時にデッドタイム
を与えるために、負のバイアス電圧をドライブ電圧に重
畳するのに役立つ半導体素子である。 【００１５】また、２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 に並列接
続されているコンデンサＣ8 、Ｃ9は本発明が自励発振
を行うときに役立つ安定用のコンデンサを示す。Ｃ 8 、
Ｃ 9 は、スイッチングトランジスタＱ 1 、Ｑ 2 を構成し
ているバイポーラトランジスタのベース・コレクタ順方
向接合部と共に、ダンパー電流の経路となっている。 【００１６】このようなハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源は、商用電源ＡＣが供給されると、上記したよう
に起動抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介していづれかのスイッチング
素子がオンとなり、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先に
導通すると、ドライブトランスＴ1 の２次コイルＬＢ1
にスイッチング素子Ｑ1 をオンに駆動するための駆動電
圧が発生すると共に、ドライブトランスＴ1 の２次コイ
ルＬＢ2 にはスイッチング素子Ｑ2 をオフに駆動する駆
動電圧が発生する。ツエナーダイオードＤＺ31の順方向
電圧ＶF は、スイッチング素子Ｑ1 を構成しているバイ
ポーラトランジスタ（Ｑ1 ）のベース・エミッタ順方向
電圧ＶBEより大きいため、ドライブ電圧は殆どがバイポ
ーラトランジスタのベース・エミッタ電流となってスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにすることができる。 【００１７】そして、ドライブトランスＴ1 の２次コイ
ルＬＢ1 、及びＬＢ2 のインダクタンスとコンデンサＣ
2 、Ｃ3 の容量で決まる共振周波数によって、所定時間
後にスイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ
2 がオンに反転し、以後はこの反転動作によってスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ駆動されるこ
とにより自励発振型のスイッチング動作が継続するよう
にドライブされる。したがって絶縁トランスＴ2 の２次
コイルＬ2 に、この反転動作によって交番電圧が発生
し、この交番電圧がブリッジ型の整流ダイオードＤ4 に
よって全波整流されることにより直流電圧Ｖ0 が出力さ
れる。 【００１８】ところで、本発明の実施例の場合は、ドラ
イブトランスＴ1 の２次コイルＬＢ2 に誘起される電圧
は、Ａ点を基準としてＢ点、Ｃ点、Ｄ点の各電圧ＶAB、
ＶAC、ＶADは図２の（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すような波
形になる。すなわち、２次コイルＬＢ2 に発生する電圧
（ＶAB）は、上下対称の正弦波であるが、ツエナーダイ
オードＤＺ32の存在によって電圧ＶACはマイナス側にバ
イアスされた波形（ｂ）になり、この波形が抵抗を介し
てスイッチング素子Ｑ2 のベース・エミッタ間に供給さ
れる電圧は、ＶADに見られるようにオン期間でトランジ
スタが導通する信号波形になる。スイッチング素子Ｑ1
についても同様に、そのベース・エミッタ間に印加され
る電圧ＶEFの波形は図２の（ｄ）に示すようにオン期間
が形成される。したがって、電圧ＶAD及び電圧ＶEFで切
り換えられるスイッチング素子Ｑ1 、及びＱ2 は同時に
オフとなっているデッドタイムｔD が存在することにな
り、このデッドタイムｔD はツエナーダイオードＤ
Ｚ31、ＤＺ32のツエナー電圧値によって電気的な回路で
確実に設定されることになる。 【００１９】また、駆動電圧がマイナス側にシフトする
ことによってスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 のオフ時のマ
イナスバイアスが増加し、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
がオフとなるときの蓄積時間（ＴＳ）を小さく押さえる
ことができ、この点からもデッドタイムのｔD の 確保が
有効に作用することになる。 【００２０】図３は本発明の他の実施例を示すスイッチ
ング電源回路であって、図１に示した符号と同一部分は
同一の符号によって示されている。この実施例の場合は
絶縁トランスＴ2 の２次側から出力される直流電圧Ｖ0
が差動増幅器４０の一方の入力端子に抵抗Ｒ11及びＲ12
で分圧されて供給されており、他方の入力端子には基準
電圧Ｅr が接続されている。また、この差動増幅器４０
の出力は直交型のドライブトランスＴ3 に巻回されてい
る制御用のコイルＬC に制御電流を供給する。直交型の
ドライブトランスＴ3 は制御用のコイルＬC に流れる制
御電流によって２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 のインダクタ
ンス値が変化するように構成されており、その結果スイ
ッチング周波数が直流電圧Ｖ0 の値によって変化する。 【００２１】例えば、直流電圧Ｖ0 が負荷の変動によっ
て低下すると、差動増幅器４０の出力によって制御用の
コイルＬC に流れる制御電流が変化し、２次コイルＬＢ
1 、ＬＢ2 のインダクタンス値が低くなるように制御さ
れる。その結果スイッチング周波数がスイッチング回路
の共振周波数に接近するように変化し、絶縁トランスＴ
2 に流れる共振電流が増加して、直流電圧Ｖ0 を高くす
る方向に制御する。また、軽負荷時に直流電圧Ｖ0 が高
くなると、スイッチング周波数が増加する方向に制御さ
れ、スイッチング周波数が回路の共振周波数から離れる
方向に制御されることにより共振電流が小さくなる。そ
の結果、２次側の直流電圧Ｖ0 が低下して常に一定の出
力電圧が得られるようにしている。 【００２２】図４はドライブコイルＬD に外部から交番
信号が供給されることによってスイッチング電源を他励
発振型にしたときの実施例を示したものであり、図３と
同一部分は同一の符号としてその詳細な説明を省略す
る。この実施例の場合は、直流電圧Ｖ0 を検出している
差動増幅器４０の出力が可変周波数発振器５０に供給さ
れ、この可変周波数発振器５０の出力をドライブトラン
スＴ1 の励磁コイルＬD に供給することにより、図３の
実施例の場合と同様に直流電圧Ｖ0 の電圧値のよってス
イッチング周波数が変化し、定電圧出力が得られるよう
にしたものである。 【００２３】図５はスイッチング素子となるバイポーラ
トランジスタのベース・エミッタ間に接続する半導体素
子を２０として、その変形例を示したものである。この
図の（ａ）は前記したツエナーダイオードを２個並列に
接続してバイアスを与えるものであり、図５の（ｂ）は
通常の順方向電圧ＶF を有するダイオードＤを２個以上
接続する場合の構成例を示す。また、同図（Ｃ）はツエ
ナーダイオードＤZ に対して順方向の通常のダイオード
Ｄを接続したものであり、スイッチング信号のオン電圧
が全てバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に
供給されるようにしたものである。さらに、図５（ｄ）
示した半導体素子２０は順方向ダイオードＤを複数個接
続してバイアス電圧を得る（ｂ）の回路において、抵抗
Ｒ0 を接続して逆電圧を大きくできるようにしたもので
ある。図５（ｅ）に示したものは、上記各回路の半導体
素子２０を並列接続して使用することにより小容量の半
導体素子を使用して大電流のドライブ電流ががえられる
ように構成したものである。 【００２４】なお、本発明の実施例としてはバイポーラ
トランジスタをハーフブリッジ接続した電流共振型のス
イッチング電源に適応した場合について述べたが、バイ
ポーラトランジスタを４個使用して交互にオン／オフ駆
動して、よく知られているようにフルブリッジ型のスイ
ッチング電源を構成する場合にも応用することができ、
この時もＢＥ間ダイオードして上記したツエナーダイオ
ードＤZ や、所定の直流オフセットを有する図５に例示
した半導体素子２０を使用することもできる。 【００２５】 【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振型
スイッチング電源は、特にハーフブリッジ型の電流共振
型スイッチング電源において、スイッチング素子を構成
する各バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に
対して逆方向にオフセット電圧を持ったツェナダイオー
ドを接続し、該ツェナーダイオードが有するオフセット
電圧によって上記スイッチング素子を交互に断続するた
めに印加する駆動信号に逆方向のバイアス電圧を加え、
上記スイッチング素子の切り換え時に安定化したデッド
タイムを電気回路的に形成することができ、スイッチン
グ電源の設計が容易になるという効果が生じると共に、
その動作を安定にすることができる。
係わり、特にデッドタイムの設定を容易にすると共に、
起動時や軽負荷時における安定性を改善した電流共振型
のスイッチング電源回路に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】一般的に各種のスイッチング電源はスイ
ッチング周波数を高くすることによりトランス、その他
のデバイスを小型化することができ、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとして各種の電子機器の電源として使用される。 【０００３】図６に記載されているスイッチング電源回
路は、商用電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄ1 に供給し、
その整流出力を平滑用のコンデンサＣ1 に充電すること
により先ず直流電圧を得るようにしている。Ｑ1 、Ｑ2
は直列に接続されているスイッチング素子でバイポーラ
トランジスタで構成されており、その中間点からドライ
ブトランスＴ1 のドライブコイルＬD 、共振コンデンサ
Ｃ4 を介して出力用の絶縁トランスＴ2 の１次コイルＬ
1 に電流を流すようにする。そして、絶縁トランスＴ2
の２次コイルＬ2 の出力をブリッジ型の整流ダイオード
Ｄ4 で整流して直流電圧Ｖ0 を得る。 【０００４】ドライブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ
1 、ＬＢ2 から前記スイッチングトランジスタＱ1 、Ｑ
2 を交互にオン／オフする駆動信号が供給される。すな
わち、駆動コイルＬＢ1 、ＬＢ2 に誘起された電圧は、
コンデンサＣ2 、Ｃ3 及びドライブ電流調整用の抵抗Ｒ
2 、Ｒ3 を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース
電極に供給される。Ｄ2 、Ｄ3 は後で述べるようにスイ
ッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の切り換え時にデッドタイムを
与えるために、逆回復電流が比較的大きいダンパーダイ
オードで構成される。そして、このダンパーダイオード
Ｄ2 、Ｄ3 とスイッチングトランジスタＱ1、Ｑ2 を構
成しているバイポーラトランジスタのベース・コレクタ
順方向接合部によって、図７（ａ）の等価回路に示すよ
うに、スイッチング電流が逆流する方向に導通する逆並
列ダイオードＤ10、Ｄ20が形成される。なお、この等価
回路は、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 には並列コンデン
サＣ5、Ｃ6 が接続され、絶縁トランスＴ2 を介して２
次側から直流電圧Ｖ0 を出力するハーフブリッジ型のス
イッチング電源を構成していることを示す。。 【０００５】このようなハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源は商用電源ＡＣが供給されると起動抵抗Ｒ2 、Ｒ
3 を介していづれかのスイッチング素子が導通状態にな
り、例えばスイッチング素子Ｑ1 がオンとなると、ドラ
イブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ1 にスイッチング素
子Ｑ1 をオンに駆動するためのドライブ電圧が発生する
と共に、ドライブトランスＴ1 の駆動コイルＬＢ2 には
スイッチング素子Ｑ2をオフに駆動するドライブ電圧が
発生する。そして、ドライブトランスＴ1 の駆動コイル
ＬＢ2 のインダクタンスとコンデンサＣ2 の容量で決ま
る共振周波数によって、所定時間後にスイッチング素子
Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ2 がオンになるように
反転し、以後はこの反転動作によってスイッチング素子
Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ駆動されることにより、
自励発振型のスイッチング動作が継続するように構成さ
れている。 【０００６】したがって、絶縁トランスＴ2 ２次コイル
Ｌ2 にこの反転動作によって交番電圧が発生し、この交
番電圧がブリッジ型の整流ダイオードＤ4 によって全波
整流されることにより直流電圧Ｖ0 がえられる。ところ
で、スイッチング素子Ｑ1 のオンによって絶縁トランス
Ｔ2 の１次コイルＬ1 には絶縁トランスＴ2 の漏れイン
ダクタンスと共振コンデンサＣ4 の共振電流ＩＱ1 が図
７（ｂ）のｔ1 期間に流れ、共振周期の半サイクルが終
了すると、整流ダイオードＤ4 がオフとなるが、スイッ
チング素子Ｑ1 は期間ｔ2 の間オンとなっており、励磁
電流を流している。 【０００７】この励磁電流は共振コンデンサＣ4 と絶縁
トランスＴ2 の１次コイルＬ1 の共振電流となるが、こ
の共振電流が負となる前にスイッチング素子Ｑ1 をオフ
にすると、励磁エネルギーによってスイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 に並列に接続されている並列コンデンサＣ5 、
Ｃ6 が期間ｔ3 で充放電され、スイッチング素子Ｑ2の
逆並列ダイオードＤ20を導通させることができる。した
がって、この期間ｔ3 にスイッチング素子Ｑ2 をオンに
駆動するよう設定すると、ゼロ電圧スイッチングを行う
ことができる。このようなスイッチング動作はＱ2 がオ
フ、Ｑ1 がオンに反転する時も行われる。 【０００８】 【発明が解決しようとする課題】上記した切り換え時の
タイミングは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を構成する
バイポーラトランジスタのベース電流がなくなってトラ
ンジスタがオフとなるまでのストレージタイムをＴＳ、
ベース電流が正となってトランジスタがオンとなるまで
のダンパーダイオードＤ2 、Ｄ3 の逆回復時間をＴｒｒ
（ｔ4 ）とすると、ＴＳ＜Ｔｒｒとなる場合に切り換え
時にスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が同時にオフとなるデ
ッドタイムが発生し、トランジスタのオン／オフ制御が
円滑に行われることになる。 【０００９】しかしながら、このようなハーフブリッジ
型のスイッチング電源では、ダンパーダイオードＤ2 、
Ｄ3 の逆回復時間Ｔｒｒを利用して、デッドタイムを確
保するようにしていたため、回路の特性が逆回復時間の
初期値のばらつきや、温度特性等によって影響を大きく
受けることになり、最適な設計が困難になるという問題
があった。また、起動時や高入力電圧で軽負荷時にはバ
イポーラトランジスタのドライブが不足することによ
り、上記した条件が満足されない場合がある。すると、
所定のデッドタイムが得られないため、スイッチング電
源の異常な発熱や電源変換効率の低下を生じるという問
題がある。 【００１０】 【課題を解決するための手段】本発明はかかる問題点を
簡単に解決するためになされたものであって、例えば直
流電圧に対してハーフブリッジ接続されたバイポーラト
ランジスタを交互に断続して絶縁トランスの１次側に交
番電流を印加し、上記絶縁トランスの２次巻線から所定
の交番電圧が得られるようにした電流共振型スイッチン
グ電源において、上記バイポーラトランジスタのベース
・エミッタ間に対して逆方向に導通特性を有する半導体
素子を接続し、該半導体素子のオフセット電圧によって
上記バイポーラトランジスタの駆動信号に逆方向のバイ
アス電圧が加わるようにしたものである。 【００１１】上記半導体素子は、具体的にはツエナーダ
イオードによって構成されるが、２以上のダイオードの
直列接続によって構成することもできる。また、上記半
導体素子はツエナーダイオードとダイオードの直列接続
された回路によって構成するようにしてもよく、このよ
うな回路を並列に接続して大電力用のＤＣ−ＤＣコンバ
ータに適用できるようにすることもできる。 【００１２】 【作用】特に、スイッチング素子としてバイポーラトラ
ンジスタを使用したハーフブリッジ型のスイッチング電
源において、バイポーラトランジスタのベース・エミッ
タ間にスイッチング素子をオン／オフする駆動信号に対
して、オフとする極性側にシフトするオフセットを有す
る半導体素子を接続しているので、スイッチング素子の
オン反転時間を電気回路的に遅くらせることができ、十
分にデッドタイムを与えることができる。 【００１３】 【実施例】図１は本発明の実施例を示す電流共振型スイ
ッチング電源回路であって、前記した図６に示すよう
に、ＡＣは交流電源、Ｄ1 はブリッジ型の整流素子を示
す。点線で囲った１０の部分はハーフブリッジ型のスイ
ッチング電源部を示している。この中のＱ1 、Ｑ2 はハ
ーフブリッジ型のスイッチング回路を形成するスイッチ
ング素子であり、バイポーラトランジスタによって構成
されている。そして、その出力はドライブトランスＴ1
のドライブコイルＬD 、共振コンデンサＣ4を介して絶
縁トランスＴ2 の１次コイルＬ1 に供給されている。ま
た、絶縁トランスＴ2 の２次コイルＬ2 に誘起される誘
起電圧が整流素子Ｄ4 を介して直流電圧に変換され直流
電圧Ｖ0 とされる。 【００１４】本実施例の場合もドライブトランスＴ1 の
２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 からは、スイッチングトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 を交互にオン／オフする駆動電圧が誘
起され、この誘起された電圧がコンデンサＣ2 、Ｃ3 及
びドライブ電流調整用の抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介してスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベース電極に供給される。ＤＺ
31、ＤＺ32はツエナー電圧が、例えば２Ｖないし７Ｖ程
度のツエナーダイオードであって、後で述べるようにス
イッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の切り換え時にデッドタイム
を与えるために、負のバイアス電圧をドライブ電圧に重
畳するのに役立つ半導体素子である。 【００１５】また、２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 に並列接
続されているコンデンサＣ8 、Ｃ9は本発明が自励発振
を行うときに役立つ安定用のコンデンサを示す。Ｃ 8 、
Ｃ 9 は、スイッチングトランジスタＱ 1 、Ｑ 2 を構成し
ているバイポーラトランジスタのベース・コレクタ順方
向接合部と共に、ダンパー電流の経路となっている。 【００１６】このようなハーフブリッジ型のスイッチン
グ電源は、商用電源ＡＣが供給されると、上記したよう
に起動抵抗Ｒ2 、Ｒ3 を介していづれかのスイッチング
素子がオンとなり、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先に
導通すると、ドライブトランスＴ1 の２次コイルＬＢ1
にスイッチング素子Ｑ1 をオンに駆動するための駆動電
圧が発生すると共に、ドライブトランスＴ1 の２次コイ
ルＬＢ2 にはスイッチング素子Ｑ2 をオフに駆動する駆
動電圧が発生する。ツエナーダイオードＤＺ31の順方向
電圧ＶF は、スイッチング素子Ｑ1 を構成しているバイ
ポーラトランジスタ（Ｑ1 ）のベース・エミッタ順方向
電圧ＶBEより大きいため、ドライブ電圧は殆どがバイポ
ーラトランジスタのベース・エミッタ電流となってスイ
ッチング素子Ｑ1 をオンにすることができる。 【００１７】そして、ドライブトランスＴ1 の２次コイ
ルＬＢ1 、及びＬＢ2 のインダクタンスとコンデンサＣ
2 、Ｃ3 の容量で決まる共振周波数によって、所定時間
後にスイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ
2 がオンに反転し、以後はこの反転動作によってスイッ
チング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオン／オフ駆動されるこ
とにより自励発振型のスイッチング動作が継続するよう
にドライブされる。したがって絶縁トランスＴ2 の２次
コイルＬ2 に、この反転動作によって交番電圧が発生
し、この交番電圧がブリッジ型の整流ダイオードＤ4 に
よって全波整流されることにより直流電圧Ｖ0 が出力さ
れる。 【００１８】ところで、本発明の実施例の場合は、ドラ
イブトランスＴ1 の２次コイルＬＢ2 に誘起される電圧
は、Ａ点を基準としてＢ点、Ｃ点、Ｄ点の各電圧ＶAB、
ＶAC、ＶADは図２の（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すような波
形になる。すなわち、２次コイルＬＢ2 に発生する電圧
（ＶAB）は、上下対称の正弦波であるが、ツエナーダイ
オードＤＺ32の存在によって電圧ＶACはマイナス側にバ
イアスされた波形（ｂ）になり、この波形が抵抗を介し
てスイッチング素子Ｑ2 のベース・エミッタ間に供給さ
れる電圧は、ＶADに見られるようにオン期間でトランジ
スタが導通する信号波形になる。スイッチング素子Ｑ1
についても同様に、そのベース・エミッタ間に印加され
る電圧ＶEFの波形は図２の（ｄ）に示すようにオン期間
が形成される。したがって、電圧ＶAD及び電圧ＶEFで切
り換えられるスイッチング素子Ｑ1 、及びＱ2 は同時に
オフとなっているデッドタイムｔD が存在することにな
り、このデッドタイムｔD はツエナーダイオードＤ
Ｚ31、ＤＺ32のツエナー電圧値によって電気的な回路で
確実に設定されることになる。 【００１９】また、駆動電圧がマイナス側にシフトする
ことによってスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2 のオフ時のマ
イナスバイアスが増加し、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2
がオフとなるときの蓄積時間（ＴＳ）を小さく押さえる
ことができ、この点からもデッドタイムのｔD の 確保が
有効に作用することになる。 【００２０】図３は本発明の他の実施例を示すスイッチ
ング電源回路であって、図１に示した符号と同一部分は
同一の符号によって示されている。この実施例の場合は
絶縁トランスＴ2 の２次側から出力される直流電圧Ｖ0
が差動増幅器４０の一方の入力端子に抵抗Ｒ11及びＲ12
で分圧されて供給されており、他方の入力端子には基準
電圧Ｅr が接続されている。また、この差動増幅器４０
の出力は直交型のドライブトランスＴ3 に巻回されてい
る制御用のコイルＬC に制御電流を供給する。直交型の
ドライブトランスＴ3 は制御用のコイルＬC に流れる制
御電流によって２次コイルＬＢ1 、ＬＢ2 のインダクタ
ンス値が変化するように構成されており、その結果スイ
ッチング周波数が直流電圧Ｖ0 の値によって変化する。 【００２１】例えば、直流電圧Ｖ0 が負荷の変動によっ
て低下すると、差動増幅器４０の出力によって制御用の
コイルＬC に流れる制御電流が変化し、２次コイルＬＢ
1 、ＬＢ2 のインダクタンス値が低くなるように制御さ
れる。その結果スイッチング周波数がスイッチング回路
の共振周波数に接近するように変化し、絶縁トランスＴ
2 に流れる共振電流が増加して、直流電圧Ｖ0 を高くす
る方向に制御する。また、軽負荷時に直流電圧Ｖ0 が高
くなると、スイッチング周波数が増加する方向に制御さ
れ、スイッチング周波数が回路の共振周波数から離れる
方向に制御されることにより共振電流が小さくなる。そ
の結果、２次側の直流電圧Ｖ0 が低下して常に一定の出
力電圧が得られるようにしている。 【００２２】図４はドライブコイルＬD に外部から交番
信号が供給されることによってスイッチング電源を他励
発振型にしたときの実施例を示したものであり、図３と
同一部分は同一の符号としてその詳細な説明を省略す
る。この実施例の場合は、直流電圧Ｖ0 を検出している
差動増幅器４０の出力が可変周波数発振器５０に供給さ
れ、この可変周波数発振器５０の出力をドライブトラン
スＴ1 の励磁コイルＬD に供給することにより、図３の
実施例の場合と同様に直流電圧Ｖ0 の電圧値のよってス
イッチング周波数が変化し、定電圧出力が得られるよう
にしたものである。 【００２３】図５はスイッチング素子となるバイポーラ
トランジスタのベース・エミッタ間に接続する半導体素
子を２０として、その変形例を示したものである。この
図の（ａ）は前記したツエナーダイオードを２個並列に
接続してバイアスを与えるものであり、図５の（ｂ）は
通常の順方向電圧ＶF を有するダイオードＤを２個以上
接続する場合の構成例を示す。また、同図（Ｃ）はツエ
ナーダイオードＤZ に対して順方向の通常のダイオード
Ｄを接続したものであり、スイッチング信号のオン電圧
が全てバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に
供給されるようにしたものである。さらに、図５（ｄ）
示した半導体素子２０は順方向ダイオードＤを複数個接
続してバイアス電圧を得る（ｂ）の回路において、抵抗
Ｒ0 を接続して逆電圧を大きくできるようにしたもので
ある。図５（ｅ）に示したものは、上記各回路の半導体
素子２０を並列接続して使用することにより小容量の半
導体素子を使用して大電流のドライブ電流ががえられる
ように構成したものである。 【００２４】なお、本発明の実施例としてはバイポーラ
トランジスタをハーフブリッジ接続した電流共振型のス
イッチング電源に適応した場合について述べたが、バイ
ポーラトランジスタを４個使用して交互にオン／オフ駆
動して、よく知られているようにフルブリッジ型のスイ
ッチング電源を構成する場合にも応用することができ、
この時もＢＥ間ダイオードして上記したツエナーダイオ
ードＤZ や、所定の直流オフセットを有する図５に例示
した半導体素子２０を使用することもできる。 【００２５】 【発明の効果】以上説明したように本発明の電流共振型
スイッチング電源は、特にハーフブリッジ型の電流共振
型スイッチング電源において、スイッチング素子を構成
する各バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に
対して逆方向にオフセット電圧を持ったツェナダイオー
ドを接続し、該ツェナーダイオードが有するオフセット
電圧によって上記スイッチング素子を交互に断続するた
めに印加する駆動信号に逆方向のバイアス電圧を加え、
上記スイッチング素子の切り換え時に安定化したデッド
タイムを電気回路的に形成することができ、スイッチン
グ電源の設計が容易になるという効果が生じると共に、
その動作を安定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源回路の実施例を示す
回路図である。 【図２】図１においてスイッチング素子を駆動するドラ
イブ信号の波形図を示す。 【図３】本発明のスイッチング電源の他の実施例を示す
回路図である。 【図４】本発明のスイッチング電源を他励型とした実施
例を示す回路図である。 【図５】電流特性にオフセットを与える具体例を示す半
導体回路図である。 【図６】ハーフブリッジ型の電流共振型スイッチング電
源の回路図である。 【図７】ハーフブリッジ型の電流共振型のスイッチング
電源の等価回路と信号波形図である。 【符号の説明】 Ｄ1 ブリッジ型整流回路 Ｑ1 、Ｑ2 スイッチング素子 Ｔ1 ドライブトランス ＬＢ1 、ＬＢ2 駆動コイル Ｃ1 平滑コンデンサ Ｃ4 共振コンデンサ Ｔ2 絶縁トランス Ｌ1 １次コイル Ｌ2 ２次コイル Ｔ3 直交型のドライブトランス ＤZ ツエナーダイオード
回路図である。 【図２】図１においてスイッチング素子を駆動するドラ
イブ信号の波形図を示す。 【図３】本発明のスイッチング電源の他の実施例を示す
回路図である。 【図４】本発明のスイッチング電源を他励型とした実施
例を示す回路図である。 【図５】電流特性にオフセットを与える具体例を示す半
導体回路図である。 【図６】ハーフブリッジ型の電流共振型スイッチング電
源の回路図である。 【図７】ハーフブリッジ型の電流共振型のスイッチング
電源の等価回路と信号波形図である。 【符号の説明】 Ｄ1 ブリッジ型整流回路 Ｑ1 、Ｑ2 スイッチング素子 Ｔ1 ドライブトランス ＬＢ1 、ＬＢ2 駆動コイル Ｃ1 平滑コンデンサ Ｃ4 共振コンデンサ Ｔ2 絶縁トランス Ｌ1 １次コイル Ｌ2 ２次コイル Ｔ3 直交型のドライブトランス ＤZ ツエナーダイオード
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ａ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 3/28
H02M 7/06
H02M 7/537
H02M 7/5383
H02M 7/5387
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 直流電圧に対してフルブリッジ接続、又
はハーフブリッジ接続されたバイポーラトランジスタを
スイッチング素子として交互に断続し、該スイッチング
素子によって断続された電流を共振コンデンサを介して
絶縁トランスの１次巻線に印加し、上記絶縁トランスの
２次巻線から所定の交番電圧が得られるようにした電流
共振型スイッチング電源において、 上記各バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に
対して逆方向にオフセット電圧を持ったツェナダイオー
ドを接続し、該ツェナーダイオードが有するオフセット
電圧によって上記スイッチング素子を交互に断続するた
めに印加する駆動信号に逆方向のバイアス電圧を加え、
上記スイッチング素子の切り換え時にデッドタイムが確
保されるようにしたことを特徴とする電流共振型スイッ
チング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03293995A JP3371595B2 (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 電流共振型スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03293995A JP3371595B2 (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 電流共振型スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08214559A JPH08214559A (ja) | 1996-08-20 |
| JP3371595B2 true JP3371595B2 (ja) | 2003-01-27 |
Family
ID=12372926
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|---|---|---|---|
| JP03293995A Expired - Fee Related JP3371595B2 (ja) | 1995-01-31 | 1995-01-31 | 電流共振型スイッチング電源 |
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| JP (1) | JP3371595B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| WO2008093692A1 (ja) | 2007-01-30 | 2008-08-07 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | 絶縁型ａｃ－ｄｃコンバータおよびそれを用いるｌｅｄ用直流電源装置 |
| JP2009100639A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-05-07 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009100640A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-05-07 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009100641A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-05-07 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009201326A (ja) * | 2008-02-25 | 2009-09-03 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009268246A (ja) * | 2008-04-24 | 2009-11-12 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009278818A (ja) * | 2008-05-16 | 2009-11-26 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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| JP4526488B2 (ja) * | 2005-01-12 | 2010-08-18 | 昌和 牛嶋 | 電流共振型放電管用インバータ回路 |
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1995
- 1995-01-31 JP JP03293995A patent/JP3371595B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| WO2008093692A1 (ja) | 2007-01-30 | 2008-08-07 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | 絶縁型ａｃ－ｄｃコンバータおよびそれを用いるｌｅｄ用直流電源装置 |
| US8125158B2 (en) | 2007-01-30 | 2012-02-28 | Panasonic Electric Works Co., Ltd. | Insulation type AC-DC converter and LED DC power supply device using the same |
| JP2009100639A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-05-07 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2009100640A (ja) * | 2007-09-25 | 2009-05-07 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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| JP2009278818A (ja) * | 2008-05-16 | 2009-11-26 | Panasonic Electric Works Co Ltd | スイッチング電源装置 |
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| JPH08214559A (ja) | 1996-08-20 |
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