JP3137236B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチングイ
ンバータ形式の電源回路に関するものであり、詳しく
は、電圧共振および電流共振の双方を利用してスイッチ
ング損失を極限まで減少させ変換効率の向上を図るとと
もに、回路内の各部電圧および各部電流の動作波形をよ
り正弦波に近づけて低雑音化を図った電源回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、電源回路構成としては、通常大型
電源トランスを用いその１次巻線に商用ＡＣ電源を接続
し２次側出力を整流平滑するものが多かったが、これと
は別にスイッチング電源と称される小型軽量かつ高効率
の電源があった。後者のものには、交互にオンオフする
スイッチング素子（トランジスタ、サイリスタ、ＭＯＳ
−ＦＥＴ等）を用いた、例えば、ハーフブリッジ、フル
ブリッジ、プッシュプル形等のスイッチングインバータ
の電源回路があった。従来、このスイッチングインバー
タは、動作電圧、動作電流ともに方形波によるものであ
ったためノイズの発生が多く、また基本的に高周波動作
となるため、整流ダイオードのリカバリータイム、スイ
ッチングトランジスタのオフタイムが有限値であること
により発生する損失による発熱が問題となっていた。

【０００３】近年、このスイツチングインバータ形式の
電源回路において、共振を利用して電流もしくは電圧波
形を正弦波に近づけることで高調波の発生を少なくし、
ノイズを少なくするとともに、素子の損失も小さくする
工夫がされている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、これらの共振
形スイッチング電源は、スイッチング素子のオンオフの
タイミングの設定がシビアであり、この設定が不完全で
あると効率の向上は望み薄であったし、場合によっては
タイミングを決めるため回路電流等を検出する必要があ
って回路の複雑化も招来しており、さらには、共振の利
用といっても実際には、電流または電圧のどちらか一方
の波形を共振により正弦波に近づけるものが殆どであ
り、本来この種の回路から生じるノイズは電圧によるも
のと電流によるものの双方が存在するを考慮すると、未
だ不完全なものであった。この発明は、この種共振形電
源において、簡単な構成で、極めて高効率でかつ極めて
低雑音の電源回路を実現しようとするものである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この発明の電源回路は、
直流電源と、この直流電源に直列に接続され交互にオ
ン、オフ制御可能な２個のスイッチング素子を含み、こ
れら２個のスイッチング素子の接続点から交流電圧を出
力するスイッチング手段と、前記スイッチング手段から
出力される交流電圧を全波整流しコンデンサで平滑して
直流出力を取り出す直流出力手段と、前記スイッチング
手段の出力端から前記直流出力手段の入力端に至る電力
供給路に直列に形成される直列共振手段と、前記電力供
給路に並列に形成される並列共振手段と、前記スイッチ
ング手段の２個のスイッチング素子を周期的かつ交互に
オン、オフ制御するとともに、個々のスイッチング素子
について当該スイッチング素子をオンした後は当該スイ
ッチング素子を流れる電流が前記直列共振手段による直
列共振の終了によってほぼ零となった後に当該スイッチ
ング素子をオフし、一方のスイッチング素子をオフした
後は他方のスイッチング素子に印加される電圧が前記並
列共振手段による並列共振により変化してほぼ零となっ
た後に当該他方のスイッチング素子をオンするように制
御するタイミング制御手段とを具備してなるものであ
る。

【０００６】また、この発明の電源回路は、高低２つの
電位とその中間の電位を発生する直流電源と、前記高低
２つの電位間に直列に接続され交互にオン、オフ制御可
能な２個のスイッチング素子を含み、前記高い方の電位
と前記中間の電位間の電圧を一方のスイッチング素子で
スイッチングし、前記低い方の電位と前記中間の電位間
の電圧を他方のスイッチング素子でスイッチングして、
前記２個のスイッチング素子の接続点から交流電圧を出
力するスイッチング手段と、前記スイッチング手段から
出力される交流電圧を全波整流し、この整流出力を中間
接続点が前記中間の電位に接続される２つのコンデンサ
からなる直列コンデンサで平滑して直流出力を取り出す
直流出力手段と、前記スイッチング手段の出力端から前
記直流出力手段の入力端に至る電力供給路に直列に形成
される直列共振手段と、前記電力供給路に並列に形成さ
れる並列共振手段と、前記スイッチング手段の２個のス
イッチング素子を周期的かつ交互にオン、オフ制御する
とともに、個々のスイッチング素子について当該スイッ
チング素子をオンした後は当該スイッチング素子を流れ
る電流が前記直列共振手段による直列共振の終了によっ
てほぼ零となった後に当該スイッチング素子をオフし、
一方のスイッチング素子をオフした後は他方のスイッチ
ング素子に印加される電圧が前記並列共振手段による並
列共振により変化してほぼ零となった後に当該他方のス
イッチング素子をオンするように制御するタイミング制
御手段とを具備してなるものである。

【０００７】また、この発明の電源回路は、直流電源
と、この直流電源に直列に接続され交互にオン、オフ制
御可能な２個のスイッチング素子を含み、これら２個の
スイッチング素子の接続点から交流電圧を出力するスイ
ッチング手段と、前記一方のスイッチング素子の両端に
並列に接続された第１のコンデンサと、この第１のコン
デンサとほぼ等しい容量に設定され前記他方のスイッチ
ング素子の両端に並列に接続された第２のコンデンサ
と、前記第１、第２のコンデンサよりも相当に小さな容
量に設定されて前記２個のスイッチング素子の直列接続
回路の両端に並列に接続されたほぼ等しい容量を有する
第３、第４のコンデンサを直列接続した回路と、１次巻
線が前記２個のスイッチング素子の接続点と前記第３、
第４のコンデンサの接続点との間に接続され、１次２次
間漏れインダクタンスと前記第１のコンデンサの組合せ
および当該１次２次間漏れインダクタンスと前記第２の
コンデンサの組合せがそれぞれ直列共振手段を構成し、
１次自己インダクタンスと前記第３のコンデンサの組合
せおよび当該１次自己インダクタンスと前記第４のコン
デンサの組合せがそれぞれ並列共振手段を構成するトラ
ンスと、前記トランスの２次巻線から出力される交流電
圧を全波整流しコンデンサで平滑して直流出力を取り出
す直流出力手段と、前記スイッチング手段の２個のスイ
ッチング素子を周期的かつ交互にオン、オフ制御すると
ともに、個々のスイッチング素子について当該スイッチ
ング素子をオンした後は当該スイッチング素子を流れる
電流が前記直列共振手段による直列共振の終了によって
ほぼ零となった後に当該スイッチング素子をオフし、一
方のスイッチング素子をオフした後は他方のスイッチン
グ素子に印加される電圧が前記並列共振手段による並列
共振により変化してほぼ零となった後に当該他方のスイ
ッチング素子をオンするように制御するタイミング制御
手段とを具備してなるものである。

【０００８】この発明によれば、２個のスイッチング素
子を用いて、個々のスイッチング素子について当該スイ
ッチング素子をオンした後は当該スイッチング素子を流
れる電流が前記直列共振手段による直列共振の終了によ
ってほぼ零となった後に当該スイッチング素子をオフ
し、一方のスイッチング素子をオフした後は他方のスイ
ッチング素子に印加される電圧が前記並列共振手段によ
る並列共振により変化してほぼ零となった後に当該他方
のスイッチング素子をオンするようにこれら２個のスイ
ッチング素子をプッシュプル動作させることにより、ス
イッチング素子の全スイッチング動作が零電圧オンおよ
び零電流オフで行われるため、スイッチング損失が極め
て零に近く、回路全体としての効率は、整流素子損失を
除けばほぼその理論的限界近くまで向上する。整流素子
損失はどうしても排除しきれないものであるがこれも電
源回路の出力電圧をより高電圧にしていけば無視可能と
なる。また、直列共振電流および並列共振電圧のいずれ
も単一周波数に近いスペクトラムとなり、回路各部の共
振ディップと緩衝してリンギングあるいはオーバシュー
トを生じる可能性が激減する。したがって高調波等の不
要輻射が極めて少なくなる。すなわち、電流、電圧、双
方の波形を共振の利用により正弦波に近づけノイズを少
なくするとともに、スイッチングロスを小さくする。ま
たスイッチングトランジスタのオンオフのタイミングは
固定でよく、設定が容易であり全体の回路がシンプルに
設計できる。

【０００９】

【発明の実施の形態】まず、図２は、この発明の電源回
路の基本原理を説明するブロック図である。

【００１０】この電源回路は、直流電源１と、それぞれ
任意のタイミングでオンオフ可能なスイッチング素子を
含み、前記入力直流電源をスイッチングして交流に変換
し出力するスイッチング手段２と、供給される交流入力
を全波整流しコンデンサで平滑して直流出力を取り出す
直流出力手段３と、前記スイッチング手段の出力端子に
流れる電流に対して直列に形成される直列共振手段４
と、前記スイッチング手段の出力端子に生じる電圧に対
して並列に形成される並列共振手段５と、前記スイッチ
ング手段のスイッチング素子を間欠的にオンするように
制御するタイミング制御手段６とを具備してなる。

【００１１】この発明は上述の原理を用い、スイッチン
グ手段２をプッシュプル接続された２個のスイッチング
素子で構成したものである。その実施の形態を図１に示
す。直流電源１は＋ＶＩ、−ＶＩおよびそれらの中間の
電位（＝０Ｖ）を発生する。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２は、＋ＶＩ、−ＶＩ間に直列に接続されている。スイ
ッチング素子Ｓ１，Ｓ２はタイミング制御手段６により
プッシュプル駆動される。スイッチング素子Ｓ１は電圧
＋ＶＩをスイッチングし、スイッチング素子Ｓ２は電圧
−ＶＩをスイッチングするように回路が構成され、これ
によりスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点Ａからは交
流電圧が出力される。この交流電圧は、Ａ点にからＡ′
点に至る電力供給路Ｐを経てダイオードＤ１，Ｄ２およ
びコンデンサＣ３，Ｃ４で構成された直流出力手段で全
波整流および平滑されて、直流電圧となり、負荷ＲＬに
供給される。コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点は直流電源
１の中間点に接続されている。

【００１２】スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点Ａと
直流出力手段の入力端Ａ′との間の電力供給路Ｐには、
インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２で構成される直列
共振手段が直列に配置されている。また、電力供給路Ｐ
には、インダクタンスＬ１とコンデンサＣ２で構成され
る並列共振手段が並列に配置されている。

【００１３】タイミング制御手段６によるスイッチング
素子Ｓ１，Ｓ２のスイッチング制御は次のように行われ
る。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は周期的かつ交互にオ
ン、オフされる。個々のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２
は、オンした後は自己を流れる電流が前記直列共振手段
による直列共振の終了によってほぼ零となった後にオフ
する。スイッチング素子Ｓ１がオフした後は、スイッチ
ング素子Ｓ２に印加される電圧が前記並列共振手段によ
る並列共振により変化してほぼ零となった後にスイッチ
ング素子Ｓ２がオンする。スイッチング素子Ｓ２がオフ
した後は、スイッチング素子Ｓ１に印加される電圧が前
記並列共振手段による並列共振により変化してほぼ零と
なった後にスイッチング素子Ｓ１がオンする。

【００１４】図１に示す電源回路の動作を、各部の動作
タイミングを示す図３を用いて説明する。

【００１５】図１においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２
が、図３（カ）（キ）のタイミングでオン、オフを繰り
返している時、電源電圧＋ＶＩ、−ＶＩは、Ａ点におい
てほぼ波高値ＶＩの交流となり、インダクタンスＬ２、
コンデンサＣ２を通ってダイオードＤ１、ダイオードＤ
２で整流され、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４で平滑
されて、ＺＶ１の直流となり、負荷ＲＬに電流が流れて
いる。

【００１６】Ｓ１がオンしている時、Ｄ１が順方向とな
りチャージ電流がＣ３に流れ込むが、Ｓ１およびＤ１の
インピーダンスが十分小さいとして、Ｃ３＞＞Ｃ２に設
定されているため、この電流はＬ２とＣ２による正弦波
状の直列共振電流となる（図３中（イ）参照）。この共
振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるところで
Ｄ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できなくな
り、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了して
電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。

【００１７】この時Ｃ２には、流れた共振電流に対応し
た電荷が蓄積され両端に電圧が残る（図３中（オ）参
照）。この電荷ＱＣ２＝Ｃ２・ＶＣ２は次のＳ２がオン
するサイクルで負荷に放出されるので、エネルギのロス
にはならない。またインダクダンスに畜えられるエネル
ギは、電流に比例するため、電流零で共振が止まったと
きＬ２のエネルギは零である。このことは、ここでの有
害なノイズの発生が極めて少ないことを意味するととも
に、最終的な回路で電圧共振モードが成立する大きなポ
イントである。

【００１８】Ｌ２の磁気エネルギを完全に零にするに
は、共振電流が零にもどるまでＳ１をオンしておく必要
がある。共振電流が零になった後はＳ１をオンし続けて
も何も起らないが、エネルギを伝達しない時間が長くな
るだけで非効率的なため、多少のマージンを見てオフす
ればよい。Ｌ２、Ｃ２による共振の時間は一定であるた
め、Ｓ１のオン時間も一定値でよい。

【００１９】Ｓ１をオフする時、電流共振は終了し、電
流が零になっているため、Ｓ１を流れる電流はインダク
タンスＬ１に流れる電流のみである。Ｌ１の値はＬ２、
Ｃ２と独立して設定でき、Ｌ１＞＞Ｌ２とすることで、
Ｌ１を流れる電流は、Ｌ２、Ｃ２の共振電流に比べて十
分小さな値とできるため、Ｓ１はほとんど零電流オフと
なり、オフ時の損失が極めて小さくなる。Ｓ１がオフす
ると（まだＳ２はオンしていないためＳ１、Ｓ２ともに
オフ）Ｄ１、Ｄ２もオフしているためここでの動作は単
にＬ１とコンデンサＣ１のみとなる。

【００２０】Ｓ１がオンしている間にＬ１に蓄えられた
磁気エネルギー（電流）はＣ１との並列共振を動作させ
るエネルギとなり、Ａ点の電圧を正弦波状で低下させ、
零を超えて−ＶＩに近づいていく。この間の動作が電圧
共振モードである。なお、電圧共振波形は原理的には電
圧基準電位（図３（ア）中に零と表記した電位）と交差
する点に対して上下点対称の形となり図３（ア）のごと
く形成されるはずであるが、回路構成によっては（具体
的には、後述するタイミング制御回路等がその結合巻線
を介してこの電圧共振のエネルギを一部消費しているよ
うな場合が考えられる）、波形変形が生じ得る。

【００２１】Ａ点の電位が−ＶＩ近く（Ｃ４の一端電位
より下ると）になると、Ｄ２がオンし、Ｌ１の残ってい
るエネルギ（電流）をＬ２、Ｃ２、Ｄ２を通じてＣ４に
放出するがＬ１の電流はもともと小さく設定されている
ため、電流的には大きな変化とならず、Ａ点の電位が−
ＶＩ近くで止っている状態となる。このままＳ１、Ｓ２
をオフし続けると、Ｓ１がオンしていた時間の約半分の
時間でＬ１の磁気エネルギー（電流）は零となりＬ１
（Ｃ１）の両端電圧は−ＶＩ近くの電位から零に向かっ
て落ちてゆくことになる。逆に言えばＳ１のオン時間の
約半分の時間は、Ｌ１の磁気エネルギーでＡ点を−ＶＩ
近くの電位に保持できるため、その間にＳ２をオンすれ
ば、Ｓ２はその両端電圧が非常に小さい状態でオンする
零電圧オン動作となり、オン時の損失も極めて小さくな
る。

【００２２】Ｓ２をオンさせる時の両端電圧（上記−Ｖ
Ｉ近くと表現した値と−ＶＩとの差）は厳密に言えば零
でなく、主にＳ１のオン時の電流共振後に残ったＶＣ２
等による電圧が存在している。しかし、ＶＣ２はＣ２の
値によって異なった値となる。同じ共振周波数でもＬ２
とのかね合いでＣ２の設定には自由度があり、一般的
に、直列共振が正常に起こる範囲でＣ２を大きくＬ２を
小さくしたほうがロスが小さくなるのでＶＣ２も結果的
に小さい値となり、ＶＩに比べればほとんど無視できる
電圧となる。

【００２３】Ｓ２をオンすると負側の電流共振が生じＣ
４にチャージ電流が流れる。以後は図３に示すように上
述した動作をＳ１とＳ２の立場を入れ換えつつ繰り返し
ていく。

【００２４】Ｓ１をオフしてからＳ２をオンするまでの
時間は、Ｌ１、Ｃ１による電圧共振によりＡ点が−ＶＩ
近くに達する時間より多少長くとればよく、これもそれ
以上長く取りすぎても非効率なだけである。この時間も
それほど厳密な設定を必要とせず、固定値でよい。

【００２５】なお、以上の説明から明かなように、各共
振回路の値の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞
Ｃ１であることが望ましく、整流方式は全波整流方式と
する必要があり、また、平滑方式は、電流共振のために
コンデンサインプット方式とし、平滑コンデンサの容量
は直列共振手段のコンデンサより相当に大きくして、電
流共振のＱが低下しないようにする必要がある。

【００２６】次に、図１の電源回路の実用的価値につい
て今少し詳細に吟味してみる。まず、この電源回路の出
力電圧の設定について述べる。この電源回路は、一見、
トランス等の電圧変換手段が見えないため、出力電圧の
調整ができないようにも見える。しかし、出力整流回路
構成を２倍以上の倍電圧化構成とすれば、入力電圧と出
力電圧が整数倍の関係で変化する。また、並列共振手段
のインダクタンスを自己トランスとして構成すれば任意
の電圧出力を得ることができる。すなわち、インダクタ
ンスＬ１を構成するトランス等の任意の巻線位置に中間
タップを設け、スイッチング回路出力端と直列共振回路
のスイッチング回路出力端側の一端を必要端子間に接続
してやれば任意の電圧出力が得られる。このように図１
に示す構成は出力電圧について相応の自由度を持つ。次
に入出力間のアイソレート機能について述べる。この種
電源の一つの機能に、１次側２次側の絶縁（アイソレー
ト）があるが、図１のように表現してしまうと、その機
能はないかに見えるが、後述する中間トランスを利用し
た具体的構成によれば、絶縁機能を具備させることがで
きる。次に、負荷変動に対する出力レギュレーションに
ついて述べる。図１に示す構成は特別な定電圧機能は具
備していない。これは、この発明の電源回路の用途の１
つとして、オーデイオ用電力増幅器等の電源回路が想定
されており、そのような用途の場合には、増幅器出力に
定格負荷より異常に小さい負荷が接続されても回路がオ
ーバーパワーとなり焼損すること等を防止するため出力
段の定電圧化は通常行なわないほうがよいためである
が、別の用途にこの電源回路を用いる場合あるいは増幅
器の電源でも何らかの理由から定電圧化が必要な時に
は、さらに定電圧化のための付加構成をつけたり、ある
いはこの電源回路の後段側に、例えばシリーズレギュレ
ータをつければ済むことである。また、基本的な負荷電
力追従性（負荷電流が変動しても、出力電圧がほぼ一定
で出力電流のみ変化する機能）については、通常のトラ
ンス電源回路同様、図１の構成も当然備えている。すな
わち、負荷電流に応じて出力取出コンデンサの電圧低下
が決まり、この電圧低下の電圧差Ｖが、直列共振手段の
両端インピーダンスＺ（原理的には零、但し実際には有
限小値）に印加され、ほぼＶ／Ｚで定まる直列共振電流
が流れる。すなわち、大電力消費時には共振電流は大き
く、小電力消費時に小さい。

【００２７】上述した図１の回路構成を実用回路として
具体化しようとする場合、上述した説明からも明かなよ
うに、各共振回路の値の実際の設定条件として、Ｌ１＞
＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいため、Ｌ１
は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２は、独立
したインダクタンスを使用するかまたはトランスの１次
２次間の漏れインダクタンスを利用する方法が有効的に
用い得る。また整流回路は、トランスの２次側に来るた
め、センタタップ方式かブリッジ方式のどちらでもよい
が、電流共振を正負の電流で行なわせる必要があるため
全波整流方式とする必要がある。平滑方式は、電流共振
のために、コンデンサインプット方式とし、Ｃ３＞＞Ｃ
２として電流共振のＱが低下しないようにする。

【００２８】トランスを１次側から見たとき、図４のよ
うに見える。トランスはもともと、自己インダクタンス
と漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれ
を適切な値にすることで、図１のＬ１、Ｌ２の代わりに
使用できる。また、一般的なトランスではもともとＬ１
＞Ｌ２となっている。

【００２９】図１に示す回路構成を変形すると図５のよ
うになる。図５において、電流共振は、Ｌ２と２分割さ
れたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１とＬ
１で行なわれる。電圧共振のループ内にはＬ２、Ｃ２も
含まれる点で、図１のものと異なるかに見えるが、Ｌ２
＜＜Ｌ１、Ｃ２＞＞Ｃ１であるため、Ｌ２、Ｃ２の存在
は電圧共振に影響を与えることはなく、実質的な電圧共
振は図１の構成と同様にＣ１とＬ１で行なわれる。

【００３０】図６は、自己インダクタンスＬ１と漏れイ
ンダクタンスＬ２を持つトランスＴ１を使用したより具
体的な実施例回路である。出力回路はセンタタップ方式
としてある。センタタップ方式を採用した理由は、各整
流サイクルにおける整流経路上のダイオード数を減らし
てこれらダイオードによる損失を最小限にし回路全体の
効率向上に寄与させるためである。そして、Ｓ１、Ｓ２
のベースは、図３（カ）（キ）のようなタイミングを持
つ駆動回路により、固定タイミングでドライブされる。
このように極めてシンプルな回路で、ローノイズ、高効
率の電源回路が実現できる。

【００３１】以上述べた電源回路の構成についてその効
果をまとめると次のようになる。電流共振による効果と
してまず電流性ノイズの低減がある。電流性ノイズは特
に電流の多いところで電流の急な変化を生じさせると多
量に発生するが、電流共振により正弦波状に変化した電
流が零になったところで自動的に止まるため、ノイズの
発生が極めて少ない。次に効率の改善であるがＳ１、Ｓ
２が零電流オフとなるとともにＤ１、Ｄ２も電流が零に
なってから電圧が反転するため、リカバリーの時間の影
響が少なく、これに起因する効率の悪化がなくなる。電
圧共振による効果もノイズの低減と効率の向上にある。
電源回路に使われる半導体等の部品は放熱のためシャー
シ等に絶縁物を介して取り付けられるがこれより、部品
電極とシャーシは電気容量をもつことになる。よって部
品電極が交流信号をもつこの容量を通じて電流が流れ、
コモンモードノイズの主な原因となる。また半導体はそ
れ自身接合容量をもち、インダクタンスやトランスも線
間容量をもっている。これらの容量は回路図上に表われ
ないが現実にはそれぞれの部品や回路基盤中に存在して
いるため、回路が動作している時にはこれらの容量には
すべて電流が流れている。この電流は容量に流れる電流
であるため電圧の変化が（ｄＶ／ｄＴ）大きいほど大き
な電流となり、方形波でスイッチングした場合、パルス
状の電流となり、電流性ノイズとなったり、シャーシに
流れた電流はパルス状のコモンモードノイズの原因とな
る。また、このパルス状の電流はスイッチングトランジ
スタから供給されるため当然それは損失を生じ効率を低
下させる。ｄＶ／ｄＴの大きな電圧は高い周波数成分を
含むため回路から直接放射される電波（不要副射）も当
然大きくなる。

【００３２】電圧共振を利用して波形を正弦波の一部と
し、ｄＶ／ｄＴを小さくすることで、これらの改善が実
現できるが、この発明では、この電圧共振がＳ１、Ｓ２
双方ともオフしている時にＬ１、Ｃ１のみで作られるた
め、スイッチング素子の損失が発生せず、Ｌ１、Ｃ１を
流れる電流も相互のエネルギの移動だけであって、無効
電力のみであり、電圧共振による損失は極めて少ない
（原理的には零である）。

【００３３】ここで重要なことは、電圧性のノイズを低
減するには、回路内のすべての端子の電圧波形のｄＶ／
ｄＴが小さいことが必要である。一箇所でも方形波形が
あればそこがノイズ源となってしまう。一般的な電圧共
振形の電源回路は、回路中のあるポイント（例えばトラ
ンス出力とか）が正弦波状になるものの（他の回路部分
に）方形波形が存在しているものが多い。この発明は、
実用的なローノイズ化を重点的目標としており、すべて
の電圧波形がＬ１、Ｃ１の電圧共振波形と相似になるこ
とが特長である。この点が満たされた理由は、電流共振
と時間を分けて電圧共振を利用しているためである。電
流共振によりＳ１、Ｓ２、Ｄ２の電流を零にし、Ｌ２の
磁気エネルギも零にしてから、電圧共振モードにもち込
み、Ｓ１、Ｓ２、Ｄ１、Ｄ２をオフの状態にしておくこ
とで電圧共振モード中のＬ２、Ｃ２の電流移動を零にす
ることでＡ点とＡ’点の波形を同じにしている。これに
より、Ｌ１、Ｃ１の端子電圧波形とＳ１、Ｓ２、Ｌ２、
Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２のすべての端子の波形が同じ（相似）
になり、方形波形は回路中から消える。

【００３４】次に各スイッチング素子のスイッチングタ
イミングを制御するタイミング制御手段について説明す
る。

【００３５】まず、この発明を実施するにあたり用いる
タイミング制御回路の構成のベースとなつている回路構
成について図７を用いて説明する。この図７に示す回路
は、本出願人が特願昭５６−１２３８３９号として出願
し特公平３−１９１４号として出願公告されたものであ
り、そのタイミング制御に関する部分の概略動作として
は、巻線２１または２２によりオン電圧が印加されると
抵抗２３または２４により主スイッチングトランジスタ
２５または２６がオンされ、時定数回路２７または２８
により補助スイッチングトランジスタ２９または３０が
一定時間後にオンすると主スイッチングトランジスタ２
５または２６がオフするというものである。この回路を
ベースとして、この発明の電源回路のタイミング制御手
段として構成したものが図８に示すものである。

【００３６】コンデンサ３１、３２は、図７の構成では
存在しなかったが、図８の回路では設けられている。図
７の構成の制御対象としては基本的に、方形波によるイ
ンバータ回路であり、すなわち、主スイッチングトラン
ジスタ２５または２６がオフして電流が切れると、トラ
ンスＴ１の自己インダクタンス（Ｌ１）および漏れイン
ダクタンス（Ｌ２）によりトランスの電圧が瞬時に反転
するため、反対側の主スイッチングトランジスタ２６ま
たは２５はその電圧を利用して（帰還巻線により）即時
にオンすれば良かったわけである。

【００３７】もう少し詳しく説明すると、図７の回路は
電流共振型ではないため、トランスＴ１の漏れインダク
タンス（Ｌ２）を利用してはいない。しかし、トランス
の漏れインダクタンスは、零にはできず、どうしてもあ
る値は存在する。主スイッチングトランジスタ２５また
は２６をオフしたとき、漏れインダクタンスＬ２には電
流が流れているので、図７の回路の場合、電流を流し続
けようとしてスパイク状に電圧が反転することになる。
よって、極めてｄＶ／ｄＴの大きな波形で切り替わるこ
とになる。方形波インバータでは、漏れインダクタンス
は何のメリットにもならないので、なるべく小さくする
ようにトランスを設計する。また、漏れインダクタンス
は零ではないため、仮に電流共振をさせずに、この発明
における並列共振コンデンサＣ１相当のコンデンサ３
３、３４のみを追加し、トランスＴ１の自己インダクタ
ンスＬ１と電圧共振させ、切り替わる波形のｄＶ／ｄＴ
を下げようとしても、漏れインダクタンスＬ２の電流が
流れている状態で切り替えることになり、Ｌ１を流れる
電流よりはるかに大きいＬ２の電流で波形は決定され、
スパイク状の電圧が発生してしまう。

【００３８】しかし、この発明を実施する場合は、主ス
イッチングトランジスタ２５がオフすると電圧共振モー
ドとなり、共振波形が主スイッチングトランジスタ２６
の電圧をほぼ零にした後で、これをオンする必要があ
る。図７のように、コンデンサ３１、３２がないと、帰
還巻線の電圧が主スイッチングトランジスタ２６をオン
させる電圧になったところで、すぐにオンし、図９に示
すように、電圧共振モードが半ばを過ぎた当りで崩れ、
ｄＶ／ｄＴの大きな波形に変化してしまう。これを防ぐ
ためにコンデンサ３１、３２を追加し、抵抗３５、３６
との時定数により図９中のＴだけオンを遅らせることで
点線のような電圧共振波形にできる。なお、主スイッチ
ングトランジスタ２５および２６のオンオフタイミング
と、ＶＴ１、ｉＤ１、ｉＤ２の関係は、図３中（カ）
（キ）および（ア）（イ）（ウ）に示されるものと同じ
である。そして、図３中に示したＴＱ１、Ｔｏｆｆ、Ｔ
ｉ、Ｔｖの各期間を、ＴＱ１≧Ｔｉ、Ｔｏｆｆ≧Ｔｖと
なるように設定する。

【００３９】図８は、この発明の実施例の回路が動作す
るのに必要な基本要素をすべて含んでいるが、このまま
では自己起動ができない。起動は、別の回路により単発
パルスを同回路中に注入することでも動作させられる
が、ここでは少ない部品で実現することができる図１０
の回路を示す。なお、図１０は図８の主スイッチングト
ランジスタ２５周辺を抜粋して示してある。 （起動回路）図１０において主スイッチングトランジス
タ２５のベース回路に抵抗４０、コンデンサ４１、ダイ
オード４２が追加されている。抵抗４０は電力ロスを伴
うので高抵抗とし、強い起動のためにはコンデンサ４１
の容量を大きくする。

【００４０】電源をオンしたとき、トランスの巻線電圧
は零であり、コンデンサ４１の充電電荷も零である。抵
抗４０を流れる電流はわずかであり、コンデンサ４１を
充電しながら抵抗３５を通り、巻線を流れ、Ｂ点に至る
が、抵抗３５に大きな電位差を生じさせるほどの電流で
はない。よって、最初はＢ点、Ｃ点、Ｄ点はほぼ同電位
であるため主スイッチングトランジスタ２５もオフして
いる。

【００４１】時間とともにコンデンサ４１は充電されＢ
点とＤ点の電位差が主スイッチングトランジスタ２５の
ベースエミッタ間順方向電圧に達するとトランジスタ２
５が能動領域に入る。このとき正帰環巻線から抵抗３
５、コンデンサ４１を通ってトランジスタ２５のベース
に至る正帰環ループが形成され、正帰還により主スイッ
チングトランジスタ２５は加速的にオンし、巻線から抵
抗３５を通って流れる大きなベース電流によりオンを続
ける。このとき抵抗３５からコンデンサ４１に流れる電
流は、抵抗４０から逆充電される電流よりはるかに大き
いため、コンデンサ４１の電位はダイオード４２の順方
向電位となり、起動後は、このダイオード４２の順方向
電位で固定される。よって起動後にトランジスタ２５の
オフタイミングで抵抗４０により、主スイッチングトラ
ンジスタ２５が誤ってオンすることはない。

【００４２】（デューティ補正動作）この発明が応用で
きる２石式のスイッチング電源では、交互にオンオフす
る２つのトランジスタおよび２つの整流ダイオードに流
れる電流値がそろっていることが望まれる。しかしスイ
ッチング電源の場合トランスの巻線抵抗が極めて低い値
であるため、ロスが少ない反面、抵抗性のロス電圧で電
流のアンバランスを押え込むことができない。特に大電
力の電源では電流経路の抵抗値が極めて小さいため重大
な問題となる。電流がアンバランスになると、電流のピ
ーク値が大きくなり、半導体、トランス等の発熱が大き
くなり、１石式のような動作となるため効率も１石式と
同等まで低下し、２石使用した意味がなくなる。

【００４３】電流にアンバランスを生じさせる原因は２
つあり、一つ目はトランスの誘起電圧そのもののアンバ
ランスによるものである。図１１はトランスの巻線電圧
を示している。例えば図８のトランジスタ２５、ダイオ
ードＤ１がオンする側のサイクルがＡであり、トランジ
スタ２６、ダイオードＤ２がオンするサイクルがＢであ
る。トランスの巻線電圧は直流成分を持たないため、サ
イクルＡとサイクルＢの面積は等しくなる。スイッチン
グ素子の損失がないとき、ＶＡ＋ＶＢは図８では電源電
圧Ｖと等しくなる。しかし、ＶＡ＝ＶＢとなるには、波
形が上下で同じ形として、ＴＡ＝ＴＢである必要が生じ
る。これは領域Ａと領域Ｂの面積が等しくなるようにト
ランスが動作するためＴＡがＴＢとほぼ同じ場合、ＶＡ
とＶＢもほぼ同じとなってしまうことによる。この問題
は上述した特公平３−１９１４号に詳述されているので
参考にされたい。よってＶＡ＝ＶＢとするためには、Ｔ
Ａ＝ＴＢつまりデューティ比が正確に５０％となるよう
スイッチング素子を駆動する必要が生ずる。

【００４４】もう１つの原因は、電流経路で発生するロ
ス電圧がサイクルＡとサイクルＢで異なることである。
このロスは電流が大きいほど多いため、電圧共振モード
ではほとんど影響なく、電流共振モードで発生する。サ
イクルＡでの電流経路はスイッチングトランジスタ２
５、トランスＴ１、分割された直列共振コンデンサＣ
２、ダイオードＤ１であり、サイクルＢではスイッチン
グトランジスタ２６、トランスＴ１、分割された直列共
振コンデンサＣ２、ダイオードＤ２である。ここで、分
割された直列共振コンデンサＣ２はどちらも通過するか
ら差はないが、トランスＴ１は、１次は同一巻線である
が２次は異なる巻線を電流が流れるため、これに抵抗値
差があればロス電圧は異なる。スイッチングトランジス
タ２５、２６のオン抵抗差、ダイオードＤ１、Ｄ２の順
方向電圧差はそのままロス電圧の差となる。特にＤ１、
Ｄ２の順方向電圧は、電流が一方に偏ると発熱が大きく
なり、温度上昇し、順方向電圧が低下することでロス電
圧が少なくなるため、さらに電流がアンバランスになる
方向に加速してしまう。

【００４５】電源が小電力の場合、ダイオードの順方向
電圧の差やトランジスタのオン抵抗の差よりもトランス
の巻線抵抗によるロス電圧の方が大きくなるため、２つ
目の原因による影響はそれほど目立たず、１つ目の電圧
デューティを５０％にすることでほとんど問題は解決さ
れる。この発明を実施する電源回路においては損失が少
なく相当に大きな出力を得ることができるため、特に大
出力とした場合に備えて、上述した２つ目の原因による
アンバランスの問題を解決しておくべきである。

【００４６】デューティが正確に５０％であっても発生
する電流の偏りを解決するためには、サイクルＡでのロ
ス電圧をＶＬＯＳＡ、サイクルＢでのロス電圧をＶＬＯ
ＳＢとすれば図１１のＶＡ、ＶＢを用いると、ＶＡ−Ｖ
ＬＯＳＡ＝ＶＢ−ＶＬＯＳＢとする必要がある。しか
し、ロス電圧は一定ではなく、電流値、温度等で変動す
るため、ＶＡおよびＶＢを一定値としてこれを満たすこ
とは現実には不可能である。ＶＡ、ＶＢの比は電圧デュ
ーティで決定されるため、言い換えればデューティは固
定値では駄目であり、ロス電圧の変化に合わせてデュー
ティを変化させ、電流バランスを取り続ける必要がある
ことになる。

【００４７】デューティを固定したままで電流のアンバ
ランスをなくす方法として次の２つが考えられる。１つ
目は、２次側の整流方式を倍電圧方式とすることであ
る。デューティやロス電圧の差による電圧差は各コンデ
ンサへの充電電圧の差となるが、負荷電流は各コンデン
サの合計電圧から共通に流れ出すため、各ダイオードを
流れる電流量は必然的に同じになる。

【００４８】２つ目は、ブリッジ整流方式とし、トラン
ス１次側経路に直列にコンデンサを入れる方法である。
直列コンデンサの存在により、トランス巻線から負荷に
流れる電流は正負の電流値の量が等しい交流電流（ＤＣ
オフセット電流を含まない）となるため、これも必然的
にアンバランスにはなり得ない。

【００４９】よって、上述した２つの場合は、電圧デュ
ーティをほぼ５０％としておけば、実用上問題となるよ
うな電流の偏りは発生しない。しかし、この２つの回路
は、ともに１つの出力電圧を作り出すために２つの整流
ダイオードを通って電流が流れるため、２つのダイオー
ドの順方向電圧分のロスを生じる。整流ダイオードによ
る損失は、スイッチング電源の回路中で最も大きな問題
となる場合が一般的であるため、ここの損失が２倍にな
ることは重大な問題となる。特に、低電圧大電流出力の
電源では大幅に効率が低下する。

【００５０】このような損失を少なくするため、通常ス
イッチング電源の整流方式は、センタタップ方式（図８
参照）や、±２電源の場合センタタップブリッジ方式を
使用するのが一般的であるが、この場合２次側で電流の
アンバランス分を防止する手法はないと思われる。高効
率化のためにはセンタタップもしくはセンタタップブリ
ッジ方式を使用せざるを得ない場合には、やはり先に述
べたデューティを変化させて電流バランスを保つ手法が
必要である。（先の説明は、仮にデューティが正確に５
０％であってもロス電圧がアンバランスであると電流の
アンバランスを生じるという意味であり、デューティを
正確に５０％にする努力をしても根本解決にならないこ
とを示したものである。しかし、そもそも今回のような
わずかなロス電圧の差が問題となる場合、この電圧差よ
り小さな誤差しか持たない波高値を得るデューティ比は
極めて正確に５０％でなくてはならないため、これ自体
も容易なことではない。よってロス電圧の差はないとい
う条件で、電流のアンバランスを無くそうとしたとき
も、同じように、電流がそろうようにデューティを自動
的に制御させるしかないと考えられる。逆にそうしたと
き、デューティが正確に５０％を維持している状態にで
きる。）

【００５１】デューティを変化させて電流バランスを保
つ手法についてであるが、実は図７の構成が不完全なが
らその能力を持っていた。しかし、このデューティを補
正する能力、正確に言うと、デューティ比を５０％に補
正する能力がないのは２次側から負荷電流を取り出さな
いときである。負荷があろうがなかろうがデューティは
５０％であることが望ましいとの考えは間違いではない
が、この無負荷時にデューティが定まらないという動作
は、負荷時には、電流バランスが自動的にそろうという
動作の一部であった。つまり、もともと電流が自動的に
バランスするようにデューティを自動調整しながら動作
する能力（完全なものではないが）を持った回路から負
荷をなくして電流を零にしたため、デューティが定まら
なくなっていたのである。確かに電流を取り出したとき
は自動的にデューティは５０％に近い状態になるが、図
７の回路はデューティが５０％で動作するはずであると
考え、何らかの原因で無負荷時に不安定な状態になるの
でそれを無くせばよいとの観点で検討されていた。実際
には、無理やりデューティを固定しようとすると電流バ
ランスがずれたままになり易いのであるが、電力のそれ
ほど大きくない電源の場合それほど電流のアンバランス
は目立たないものである。以下に述べる手法は、この図
７とは逆の手法で解決させようとしていることになる
が、これは図７の構成が無意味というわけではなく、電
源の容量により両方とも有効な手段となり得るものであ
る。ただし、以下に述べる解決方法の方がより本質的で
有効であるといえる。

【００５２】図１２に示すように、一定のデューティ
（ここでは５０％としておく）をもつ信号源によりコン
デンサを介して１次巻線が駆動されるトランスの２次巻
線波形ＶＴ２の正負いずれか一方（ここでは正側とす
る）の電圧のみから負荷電流を取り出したとする。波形
は図１３に示すようになる。ここで、ｉＤは、ＶＴ２の
正側の電圧を低下させるように働く。先に述べたように
トランスの巻線電圧は正と負の面積が等しくなるため、
仮に正側のＶＴ２が低下した場合、同じ面積を保つため
にはＴＡ＞ＴＢとならなくてはならない。よって、ｉＤ
はＴＡを長く、ＴＢを短くする方向にデューティを変化
させる力となるが、駆動側が一定の（５０％の）デュー
ティを保つように動作している場合、デューティは変化
できないためＶＴ２は電流経路でロスする電圧降下分だ
けの低下にとどまる。

【００５３】しかし、駆動信号源が一定周期で発振しな
がら、デューティの保持能力がなく、どのようなデュー
ティも取り得る場合、ｉＤを流すと、正側の電圧が低下
すると同時にＴＡが長くなり、負側の電圧は大きくなり
ＴＢは短くなる。最終的に、ｉＤが零になるまで正側の
電圧は低下し、デューティは極端に偏った波形となる。
図１２の構成の場合、このようにｉＤが零になって出力
電圧がなくなってしまうが、センタタップ型整流の場
合、出力電流は正負両方のサイクルで取り出すため、図
１３のｉＤに相当する片側のサイクルのみから流れる電
流は、電流のアンバランス分そのものである。よってア
ンバランス分はなくなり、正負のサイクルの電流値が同
じになるデューティに自動的に調整されることになる。
図１４に示すように、センタタップ方式の場合でも駆動
信号源のデューティ保持能力をなくしておくと、ｉＤ１
とｉＤ２のアンバランス電流が零になるようなデューテ
ィに自動調整される。

【００５４】図７の回路もデューティの保持能力がある
とはいえず、電流のアンバランスを少なくする効果は持
っているのであるが、同時に発振周波数を一定に保つ能
力は不確実である。そのため、アンバランス電流がデュ
ーティを変化させる力は、デューティの変化だけでな
く、発振周波数の変化としても消費され、確実な動作と
言えるものではない。

【００５５】図１５に示す回路は、これらを完全に解決
するためのもので、発振周波数は一定でかつデューテイ
保持能力を完全に失わせることができる。これは図８の
時定数回路の抵抗２７Ｒ、２８Ｒにダイオード４５（４
６）を並列接続するだけで実現できる。このダイオード
を追加した場合の動作を説明する。主スイッチングトラ
ンジスタ２５および補助スイッチングトランジスタ２９
のエミッタ電位を基準電圧（零）として、帰還巻線電圧
をＶＬＦ１、トランジスタ２９のベース電圧をＶＱ２
Ｂ、トランジスタ２５のベース電圧をＶＱ１Ｂ、同トラ
ンジスタ２５のコレクタ電圧をＶＱ１Ｃとすると、それ
ぞれの波形は図１６に示すようになる。

【００５６】帰還巻線電圧が負側に下降する時、負側の
電圧Ｖ２は、ダイオード４５を通してコンデンサ２７Ｃ
を負にチャージする。この電圧がＶ３であるが、ダイオ
ード４５の順方向電圧をＤＦとすると、Ｖ３＝Ｖ２−Ｄ
Ｆである。電圧が反転してＶＬＦ１が正の電圧になる
と、抵抗２７Ｒからの電流でコンデンサ２７Ｃがチャー
ジされＶＱ２Ｂが上昇していく。同時にトランジスタ２
５のベース電圧ＶＱ１Ｂは抵抗３５とコンデンサ３１の
時定数でＶＬＦ１にやや遅れて上昇し、ＶＱ１Ｂがトラ
ンジスタ２５のベースエミッタオン電圧ＶＢＥＱ１（Ｖ
５）に達すると、同トランジスタ２５はオンする。ＶＱ
２Ｂが上昇を続けトランジスタ２９のベースエミッタオ
ン電圧ＶＢＥＱ２（Ｖ４）に達すると同トランジスタ２
９がオンし、ＶＱ１Ｂが低下する。トランジスタ２９に
よってベース電流を切られるとともに、ベース蓄積電荷
を放電されたトランジスタ２５はオフし電圧が反転す
る。ここで周波数およびデューティを決定するタイミン
グは、コンデンサ２７Ｃの電圧が−Ｖ３からＶ４まで上
昇する時間で決定される。この間の上昇カーブは、−Ｖ
３から＋Ｖ１に至る時定数回路２７の時定数カーブの一
部である。Ｖ３＝Ｖ２−ＤＦであるため、このカーブは
図１７のようになる。Ｖ１＋Ｖ２−ＤＦという電圧は、
ＤＦは一定であるから、（Ｖ１＋Ｖ２）で決まるが、デ
ューティが変化するとＶ１、Ｖ２の比は変化するが（Ｖ
１＋Ｖ２）は一定であるため、このカーブはデューティ
に拘らず一定となる。

【００５７】このカーブがＶ３＋Ｖ４＝Ｖ２−ＤＦ＋Ｖ
ＱＥＱ２に至る時間ＴＲＣ１がここで作られるタイミン
グである。ＤＦとＶＢＥＱ２はほぼ同じであるためキャ
ンセルされるとし、（Ｖ１＋Ｖ２）に比べてＤＦは小さ
な値であるため、簡素化のため無視すると、ＴＲＣ１は
ほぼ（Ｖ１＋Ｖ２）とＶ２の比で決まることになる。こ
のことは電源電圧が変化しても（（Ｖ１＋Ｖ２）が変化
しても）、Ｖ１とＶ２の比が一定であればＴＲＣ１は変
化しないということになる。また逆側の回路の時定数Ｔ
ＲＣ２は（Ｖ１＋Ｖ２）とＶ１の比で決まる。時定数カ
ーブは直線ではないため、極端にデューティが異なる場
合は別として、実際の動作時にはほぼデューティ５０％
付近で動作するためほぼ直線とみなせば、（ＴＲＣ１＋
ＴＲＣ２）は電源電圧の変動に対してほぼ一定で、ＴＲ
Ｃ１とＴＲＣ２の比には自由度を持っていると考えてよ
い。

【００５８】図８の構成において、ｉＤ１がｉＤ２より
大きい時上述したように、ＴＲＣ１を長く、ＴＲＣ２を
短くする作用が働く。図１７のカーブから明かなように
ＴＲＣ１を長くすればＶ２が大きくなり、逆にＴＲＣ２
を短くすればＶ１が小さくなって安定できるため、ｉＤ
１とｉＤ２が等しくなるところでデューティが決定され
る動作が実現できる。

【００５９】

【実施例】図１８は、この発明を実施した電源回路全体
の具体的回路構成を示す回路図である。図１８におい
て、各構成部品に付記した定数は具体的な設計定数の一
例である。また各構成部品の指示符号は上述した説明の
中の対応する構成要素と同一の符号を付してある。この
具体的回路構成においては、商用ＡＣ電源として１００
Ｖ系／２００Ｖ系を切り換えて利用できるように構成さ
れている。１００Ｖ系のＡＣ電源が用いられた場合に
は、倍電圧整流構成となる。入力平滑コンデンサの中間
接続点は基準電位として利用できるため、ここでは直列
共振コンデンサＣ２が電源ラインへの２分割構成ではな
くトランス巻線に単独に接続されている。このようなコ
ンデンサ介挿法によればコンデンサ自体の耐圧が小さく
て済み、特性的にも損失の少ないフィルムコンが容易に
利用できる。この電源回路は、定格出力５００Ｗ（最大
１ｋＷ）で設計されており、スイッチング周波数が３５
ｋＨｚ、電流共振周波数が５０ｋＨｚ、電圧共振周波数
が６０ｋＨｚであって、トランスの自己インダクタンス
実測値は２．３ｍＨ、また漏れインダクタンス実測値は
２．３μＨであつた。この具体的回路構成においては、
商用ＡＣ電源を平滑コンデンサの入力電力に対する平滑
コンデンサから取り出される出力電力の比で表される効
率実測値は約９７％（通常トランス電源では約８０％、
従来のスイッチング電源では約８０〜８５％）であつ
た。また、この電源回路は従来のスイッチング電源に比
べてノイズ発生量が３０ｄＢ近く低減でき、具体的に
は、この電源回路を特にシールド等を設けることなく裸
で動作させ近くでＡＭラジオ受信をしても実用上何ら問
題とないレベルとなっている。

【００６０】以上、この発明について実施例とともに詳
細に説明をしたが、この明細書中に示される種々の技術
的思想を再度まとめて下記に列記しておく。

【００６１】この技術は、交互にオンオフするスイッチ
ングトランジスタを用いた、ハーフブリッジ、フルブリ
ッジ、プッシュプル等のインバータ回路において、トラ
ンジスタがオンし出力に電流を供給するタイミングにお
いては電流共振、スイッチングトランジスタがオフし電
圧が切り替わるタイミングにおいては電圧共振となり、
電流電圧双方の波形の高調波を少なくすることで電流電
圧ノイズを低下させるとともに、スイッチングトランジ
スタを零電圧でオン、零電流でオフさせ効率を向上させ
るようにした電源回路技術である。

【００６２】この技術は、直流電源と、それぞれ任意の
タイミングでオンオフ可能なスイッチング素子を含み、
前記入力直流電源をスイッチングして交流に変換し出力
するスイッチング手段と、供給される交流入力を全波整
流しコンデンサで平滑して直流出力を取り出す直流出力
手段と、前記スイッチング手段の出力端子に流れる電流
に対して直列に形成される直列共振手段と、前記スイッ
チング手段の出力端子に生じる電圧に対して並列に形成
される並列共振手段と、前記スイッチング手段のスイッ
チング素子を間欠的にオンするように制御するタイミン
グ制御手段とを具備してなり、前記直流出力手段を用い
ることにより前記直列共振手段の共振電流から直流出力
を取り出すとともに、前記並列共振手段の並列共振電圧
を用いることにより前記スイッチング手段の出力端の電
位を一方の電位から他方の電位へ変化させ、もって、前
記スイッチング手段のスイッチング素子の全てのスイッ
チング動作がほぼ零電圧またはほぼ零電流で行われるよ
うに構成するとともに、回路内の動作電圧および動作電
流の高調波成分を低減するように構成した電源回路技術
である。

【００６３】この技術では、各共振回路の値の設定条件
として、並列共振手段のインダクタンスの値Ｌ１は直列
共振手段のインダクタンスの値Ｌ２より相当に大きく、
並列共振手段のコンデンサの値Ｃ１は直列共振手段のコ
ンデンサの値Ｃ２より相当に小さいことが望ましく、整
流方式は全波整流方式とする必要があり、またその平滑
方式は、電流共振のためにコンデンサインプット方式と
し、平滑コンデンサの容量は直列共振手段のコンデンサ
より相当に大きくして、電流共振のＱが低下しないよう
にする必要がある。

【００６４】この技術による電源回路の１態様は、その
タイミング制御手段として、図７に示される構成に、主
スイッチング素子のオンのタイミングを遅らせるコンデ
ンサを追加するとともに、交互にオンオフする２つの主
スイッチングトランジスタの各々のオン期間に流れる電
流の電流値が等量となるようにデューティ比を自動的に
変化させる能力を持たせるためのダイオードを追加し、
このダイオードにより電源電圧が変動したときの発振周
波数の変化への影響を取り除いたものであり、もって、
スイッチング素子の動作を、極めて簡単に自励インバー
タ化できるとともに、正負の出力電流（共振電流）のア
ンバランスが自動的に補正され、電流の偏りによる効率
の劣化や電圧共振波形の崩れをなくすことができるもの
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態を示す構成回路図であ
る。

【図２】 この発明の基本原理を説明するブロック図で
ある。

【図３】 図１に示す回路構成の動作を説明するタイミ
ング図である。

【図４】 トランスの等価回路を説明する説明図であ
る。

【図５】 図１に示す回路構成の変形を説明する回路図
である。

【図６】 図１に示す回路構成を変形した実施の形態を
示す回路図である。

【図７】 この発明の実施の形態のタイミング制御手段
のベースとなる従来回路構成を説明するための回路図で
ある。

【図８】 この発明の実施の形態のタイミング制御手段
を説明する回路図である。

【図９】 図７に示す従来回路の問題点を説明するため
の波形図である。

【図１０】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段の起動構成を示す回路図である。

【図１１】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成を説明する波形図である。

【図１２】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成を説明する回路図である。

【図１３】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成を説明する波形図である。

【図１４】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成を説明する波形図である。

【図１５】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成を示す回路図である。

【図１６】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成の動作を説明する波形図であ
る。

【図１７】 この発明の実施の形態のタイミング制御手
段のデューティ補正構成の動作を説明する波形図であ
る。

【図１８】 この発明の実施の形態である電源回路全体
の具体的構成を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ６ タイミング制御手段 Ｓ１、Ｓ２ スイッチング素子（スイッチング手段） Ｄ１，Ｄ２，Ｃ３，Ｃ４ インダクタンス、コンデンサ
（直流出力手段） Ｌ１，Ｃ１ インダクタンス、コンデンサ（並列共振手
段） Ｌ２，Ｃ２ インダクタンス、コンデンサ（直列共振手
段） Ｐ 電力供給路 Ｃ１／２ 第１，第２のコンデンサ Ｃ２／２ 第３，第４のコンデンサ Ｔ１ トランス

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、 この直流電源に直列に接続され交互にオン、オフ制御可
   能な２個のスイッチング素子を含み、これら２個のスイ
   ッチング素子の接続点から交流電圧を出力するスイッチ
   ング手段と、 前記スイッチング手段から出力される交流電圧を全波整
   流しコンデンサで平滑して直流出力を取り出す直流出力
   手段と、 前記スイッチング手段の出力端から前記直流出力手段の
   入力端に至る電力供給路に直列に形成される直列共振手
   段と、 前記電力供給路に並列に形成される並列共振手段と、 前記スイッチング手段の２個のスイッチング素子を周期
   的かつ交互にオン、オフ制御するとともに、個々のスイ
   ッチング素子について当該スイッチング素子をオンした
   後は当該スイッチング素子を流れる電流が前記直列共振
   手段による直列共振の終了によってほぼ零となった後に
   当該スイッチング素子をオフし、一方のスイッチング素
   子をオフした後は他方のスイッチング素子に印加される
   電圧が前記並列共振手段による並列共振により変化して
   ほぼ零となった後に当該他方のスイッチング素子をオン
   するように制御するタイミング制御手段とを具備してな
   る電源回路。
2. 【請求項２】高低２つの電位とその中間の電位を発生す
   る直流電源と、 前記高低２つの電位間に直列に接続され交互にオン、オ
   フ制御可能な２個のスイッチング素子を含み、前記高い
   方の電位と前記中間の電位間の電圧を一方のスイッチン
   グ素子でスイッチングし、前記低い方の電位と前記中間
   の電位間の電圧を他方のスイッチング素子でスイッチン
   グして、前記２個のスイッチング素子の接続点から交流
   電圧を出力するスイッチング手段と、 前記スイッチング手段から出力される交流電圧を全波整
   流し、この整流出力を中間接続点が前記中間の電位に接
   続される２つのコンデンサからなる直列コンデンサで平
   滑して直流出力を取り出す直流出力手段と、 前記スイッチング手段の出力端から前記直流出力手段の
   入力端に至る電力供給路に直列に形成される直列共振手
   段と、 前記電力供給路に並列に形成される並列共振手段と、 前記スイッチング手段の２個のスイッチング素子を周期
   的かつ交互にオン、オフ制御するとともに、個々のスイ
   ッチング素子について当該スイッチング素子をオンした
   後は当該スイッチング素子を流れる電流が前記直列共振
   手段による直列共振の終了によってほぼ零となった後に
   当該スイッチング素子をオフし、一方のスイッチング素
   子をオフした後は他方のスイッチング素子に印加される
   電圧が前記並列共振手段による並列共振により変化して
   ほぼ零となった後に当該他方のスイッチング素子をオン
   するように制御するタイミング制御手段とを具備してな
   る電源回路。
3. 【請求項３】直流電源と、 この直流電源に直列に接続され交互にオン、オフ制御可
   能な２個のスイッチング素子を含み、これら２個のスイ
   ッチング素子の接続点から交流電圧を出力するスイッチ
   ング手段と、 前記一方のスイッチング素子の両端に並列に接続された
   第１のコンデンサと、この第１のコンデンサとほぼ等し
   い容量に設定され前記他方のスイッチング素子の両端に
   並列に接続された第２のコンデンサと、 前記第１、第２のコンデンサよりも相当に小さな容量に
   設定されて前記２個のスイッチング素子の直列接続回路
   の両端に並列に接続されたほぼ等しい容量を有する第
   ３、第４のコンデンサを直列接続した回路と、 １次巻線が前記２個のスイッチング素子の接続点と前記
   第３、第４のコンデンサの接続点との間に接続され、１
   次２次間漏れインダクタンスと前記第１のコンデンサの
   組合せおよび当該１次２次間漏れインダクタンスと前記
   第２のコンデンサの組合せがそれぞれ直列共振手段を構
   成し、１次自己インダクタンスと前記第３のコンデンサ
   の組合せおよび当該１次自己インダクタンスと前記第４
   のコンデンサの組合せがそれぞれ並列共振手段を構成す
   るトランスと、 前記トランスの２次巻線から出力される交流電圧を全波
   整流しコンデンサで平滑して直流出力を取り出す直流出
   力手段と、 前記スイッチング手段の２個のスイッチング素子を周期
   的かつ交互にオン、オフ制御するとともに、個々のスイ
   ッチング素子について当該スイッチング素子をオンした
   後は当該スイッチング素子を流れる電流が前記直列共振
   手段による直列共振の終了によってほぼ零となった後に
   当該スイッチング素子をオフし、一方のスイッチング素
   子をオフした後は他方のスイッチング素子に印加される
   電圧が前記並列共振手段による並列共振により変化して
   ほぼ零となった後に当該他方のスイッチング素子をオン
   するように制御するタイミング制御手段とを具備してな
   る電源回路。