TWI384743B - 多相開關電源轉換電路 - Google Patents

Description

多相開關電源轉換電路

本案係關於一種電源轉換電路，尤指一種多相開關電源轉換電路。

隨著針對電源產品的高功率密度，高效率的要求不斷提升，提升電路的工作頻率變得越來越重要。對於常見脈衝寬度調變(pulse width modulation,PWM)模式的電源轉換電路來說，高開關頻率能夠減小電源的體積，但同時意味著較大的開關損耗。

諧振模式的電源轉換電路因為利用了諧振網路，開關管的導通狀態損耗與脈衝寬度調變模式的電源轉換電路相比可能會有所增加。但是隨著開關元件的進步，開關元件的導通狀態電阻不斷下降，由於導通狀態損耗帶來的損耗增加越來越有限。而諧振模式的電源轉換電路往往擁有零電壓或零電流開關條件以減小開關損耗，所以在高頻工作下能夠達到很高效率。同時由於開關頻率的提高，電路體積也能夠減小。因此，現在諧振模式的電源轉換電路越來越受到重視並得到廣泛應用。諧振模式的電源轉換電路是達成高頻率，高功率密度，高效率的重要方案之一。

請參閱第一圖，其係為傳統諧振模式的直流-直流電源轉換電路之電路方塊示意圖。如第一圖所示，包含多個開關管的開關電路A1將輸入電壓源V_in 進行斬波而產生一高頻脈動電壓，該高頻脈動電壓通過由諧振電感L_r 、諧振電容C_r 等組成的諧振網路A2進行諧振變換，使變壓器T_r 之初級繞組(primary winding)產生電壓變化，而將電能通過變壓器T_r 傳送至連接於次級繞組(secondary winding)的濾波整流輸出電路A3濾波及整流而產生輸出電壓V_o 。其中，濾波整流輸出電路A3往往包括輸出電容C_o ，整流開關管S_w (例如二極體，Mosfet)等，有時也包含輸出濾波電感L_o 。需要補充說明的是，變壓器存在激磁電感和漏感，它們也可以是諧振網路的一部分。例如在LLC線路中，當電路的開關頻率低於LLC諧振網路的諧振頻率的情況下，激磁電感參與諧振，此時諧振網路也包含了變壓器的激磁電感。

請參閱第二圖並配合第一圖，第二圖係為傳統單相半橋LLC諧振模式的電源轉換電路之電路示意圖。如第二圖所示，其主要特點之一為初級繞組側之開關管S₁ ,S₂ 之導通為零電壓導通(zero voltage switching,ZVS)，而關斷為諧振關斷；當電路的開關頻率低於LLC諧振網路的諧振頻率

次級繞組側的開關管D₁ ,D₂ 會零電流關斷，其中L_m 為變壓器T_r 的激磁電感，該電感也可以通過在變壓器T_r 外與變壓器T_r 初級繞組並聯一個獨立的電感得到。由於該電路具備了軟開關的工作條件，所以開關損耗很小，更因為電路架構簡單，因此被廣泛應用於例如LCD-TV、筆記型電腦(Notebook)、通信設備以及伺服器之供電電路。

傳統單相半橋LLC諧振變換電路雖然有很多好處，但是也有其缺點。比較大的缺點是隨著功率的增加，特別是輸出電流的增加，輸出濾波器上的電流紋波會增加很多，從而導致輸出電壓V_o 的紋波增大。為了降低輸出的紋波，必須加大輸出電容C_o ，甚至於輸出側設置較複雜的兩級式濾波電路，而這些降低輸出紋波的手段，一方面增加了元件數目與體積大小，另一方面也增加了成本。

當然，隨著輸出電流I_o 的增大，輸入電流I_in 的紋波也會對應增加，為了降低輸入電流以及輸出電流的紋波，兩相交錯諧振模式的直流-直流電源轉換電路常常被採用。在專利號EP1331723A2中，提出了兩相交錯半橋LLC諧振模式的電源轉換電路，其中兩相電路之初級繞組側之開關管在控制上存在90度相移，且開關頻率相同。採用該交錯技術以後，輸出電流和輸入電流的紋波都會大幅度降低。

然而，隨著功率的進一步提高，兩相交錯控制諧振模式的電源轉換電路也無法滿足要求，需要使用多相交錯諧振模式的直流-直流電源轉換電路，例如三相交錯控制的諧振模式的電源轉換電路以更加有效的減小輸出電流I_o 和輸入電流I_in 的紋波。

請參閱第三圖，其係為一種傳統三相交錯半橋LLC諧振模式的電源轉換電路之電路示意圖。如第三圖所示，每一相電路P1,P2,P3的輸入側與輸出側分別並聯連接在一起，每一相電路P1,P2,P3彼此之間除了輸入側與輸出側有連接關係外，並沒有其他的連接關係。其中各相電路P1,P2,P3的第一控制信號S_1a ,S_2a ,S_3a 與第二控制信號S_1b ,S_2b ,S_3b 分別為互補關係；各相電路P1,P2,P3的第一控制信號S_1a ,S_2a ,S_3a 之間相位差為120度，對應各相電路P1,P2,P3的第二控制信號S_1b ,S_2b ,S_3b 之間相位差亦為120度。

上述的這些方案應用於耗電量較高的電子產品時，在各相電路中相互對應的元件參數，例如諧振電容值(C_r1 ,C_r2 ,C_r3 )或、諧振電感值(L_r1 ,L_r2 ,L_r3 )以及激磁電感值(L_m1 ,L_m2 ,L_m3 )，必需毫無偏差地相同的情況下，才能使各相電路具有相同大小的電流值，且相位差為120度。從目前大規模生產的元件能夠達到的精確度來看，一般電感標示的電感值與實際的電感值之間具有-15%^~ +15%的偏差量(tolerance)，而電容標示的電容值與實際的電容值之間具有-20%^~ +20%的偏差量，若要進一步提高元件的精確度，價格往往會成倍上升。由此可知，一般同樣標示值的元件例如電感、電容等，電感與電容彼此之間實際之電感值與電容值具有偏差量，會造成每相電路的諧振頻率有差異，且差異值之範圍相當大，在同樣的輸入輸出條件下，由於元件的一致性不好，傳統多相交錯諧振模式的電源轉換電路的工作點也會隨之有很大的變化。請參閱第四圖，其係為第三圖之電流波形示意圖。如第三圖所示，每一相電路因為對應的元件彼此之間實際電感值與電容值具有偏差量，導致第一相電流i1、第二相電流i2以及第三相電流i3之電流峰值大為不同。由上述可知，傳統多相交錯諧振模式的電源轉換電路若各相電路中相互對應的元件參數之間有一點偏差量，就會造成各相電路之間的電流值發生很大的偏差，各相電路中變壓器之初級側(primary side)以及次級側(secondary side)之電流值會嚴重不對稱，使整體電源轉換電路的功率損失(power loss)增加且效率降低甚至于電路的電子元件損壞，無法運作。

Sanken公司的一篇公開於2001年3月23日的日本專利JP200178449中也發現此問題，可由此專利的第三圖得知各相電路不均流的情況。針對這個問題，該專利提出一個具體的解決方法，請參閱第五圖，其係為專利號JP200178449之電源轉換電路之電路示意圖。如第五圖所示，每一相電路之諧振網路迴路上串聯連接一個耦合電感，分別為L₁₂ 、L₂₂ 和L₃₂ ，這三個耦合電感彼此之間互相耦合，藉由此額外串聯連接的耦合電感L₁₂ ,L₂₂ ,L₃₂ 使每一相電路之間有較好的均流。此方法需要在每一相電路中額外加入一個元件，不但會降低電源轉換電路的效率，應用於電子產品時更會增加電子產品的體積。因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失之多相開關電源轉換電路，實為相關技術領域者目前所迫切需要解決之問題。

本案之目的在於提供一種多相開關電源轉換電路，於提供較高輸出電流至負載或電子產品時，可以有效地降低輸入輸出電流的紋波、輸入電流的電流值以及輸出電壓的紋波大小，更不用加大輸出電容或於輸出側設置較複雜的兩級式濾波電路，元件數目不會增加、體積較小且成本較低，同時電路簡單可以應用於液晶電視(LCD-TV)、筆記型電腦、手持式通信裝置以及伺服器。此外，於各相對應的元件參數之間有偏差量或選用偏差量較大的元件時，在不考慮相位差下，不但不會造成各相電路之間的電流值發生很大的電流差值，更不會導致多相開關電源轉換電路的電子元件損壞而無法運作。各相電路中變壓器之初級側與次級側之電流值較對稱，整體多相開關電源轉換電路的功率損失較小且效率較高。負載處於高度耗電或高電流例如滿載時，多相開關電源轉換電路可提供較快速的回應及良好的穩定度。

為達上述目的，本案之一較廣義實施態樣為提供一種多相開關電源轉換電路，用以接收輸入電壓源之電能而產生輸出電壓至負載，且總相數大於等於三，多相開關電源轉換電路包括：多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於輸入電壓源之端點與第一參考端；多個變壓器，每一個變壓器具有初級繞組與次級繞組；多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於多個變壓器之其中一個變壓器之次級繞組，用以整流而產生輸出電壓至負載；諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端和多相分支，諧振網路之每一個對稱端分別對應連接於多個開關電路其中之一個開關電路之輸出側，多相分支共同連接於不同於輸入電壓源之正端點和第一參考端之諧振共接端並形成星形連接；以及控制電路，分別連接於多相開關電源轉換電路之輸出與多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應輸出電壓控制多個開關電路導通或截止，使輸入電壓源之電能選擇性地傳送至諧振網路。

為達上述目的，本案之另一較廣義實施態樣為提供一種多相開關電源轉換電路，用以接收輸入電壓源之電能而產生輸出電壓至負載，且總相數大於等於三，多相開關電源轉換電路包括：多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於輸入電壓源之正端點與第一參考端；多個變壓器，每一個變壓器具有初級繞組與次級繞組；多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於多個變壓器之其中一個變壓器之次級繞組，用以整流而產生輸出電壓至負載；諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端、多相分支與環形電路，環形電路之每一個環形接點連接於多相分支對應之一相分支，且諧振網路之每一個對稱端分別對應連接於多個開關電路其中之一個開關電路之輸出側；以及控制電路，分別連接於多相開關電源轉換電路之輸出與多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應輸出電壓控制多個開關電路導通或截止，使輸入電壓源之電能選擇性地傳送至諧振網路。

為達上述目的，本案之另一較廣義實施態樣為提供一種多相開關電源轉換電路，用以接收輸入電壓源之電能而產生輸出電壓至負載，且總相數大於等於三，該多相開關電源轉換電路包括：多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於輸入電壓源之正端點與第一參考端；多個變壓器，每一個變壓器具有初級繞組與次級繞組；多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於多個變壓器之其中一個變壓器之次級繞組，用以整流而產生輸出電壓至負載；諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端與環形電路，環形電路之每一個環形接點連接於多個對稱端對應之一個對稱端，且諧振網路之每一個對稱端分別對應連接於多個開關電路其中之一個開關電路之輸出側；以及控制電路，分別連接於多相開關電源轉換電路之輸出與多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應輸出電壓控制多個開關電路導通或截止，使輸入電壓源之電能選擇性地傳送至諧振網路。

體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。

請參閱第六圖，其係為本案較佳實施例之多相(大於等於三相)開關電源轉換電路之電路方塊示意圖。如第一圖所示，本案之多相開關電源轉換電路1係用以接收輸入電壓源V_in 之電能而產生額定的輸出電壓V_o 至負載2，於本實施例中，該多相開關電源轉換電路1為三相，其包括：第一開關電路11a、第二開關電路11b、第三開關電路11c、諧振網路12、第一變壓器T_r1 、第二變壓器T_r2 、第三變壓器T_r3 、第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b、第三輸出整流電路13c、輸出濾波電路14以及控制電路15。其中，第一開關電路11a、第二開關電路11b以及第三開關電路11c之輸入連接於多相開關電源轉換電路1之輸入，第一開關電路11a、第二開關電路11b以及第三開關電路11c之輸出各別對應連接於諧振網路12之第一對稱端12a、第二對稱端12b以及第三對稱端12c，用以接收輸入電壓源V_in 之電能而各別產生第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 以及第三相電壓V₃ 。

於本實施例中，第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 以及第三激磁電感L_m3 分別並聯連接於第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 、第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 以及第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 。這些激磁電感可以是變壓器T_r1 、T_r2 、T_r3 本身的激磁電感，也可以通過在變壓器T_r1 、T_r2 、T_r3 外分別並聯一個獨立的電感得到。

諧振網路12之一部份包含第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 以及第三激磁電感L_m3 ，且與諧振網路之另一部份121構成三相對稱之連接關係，用以分別因應第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 以及第三相電壓V₃ 形成諧振關係(resonant)；對應產生第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 流入諧振網路12，且藉由諧振網路12之特性各別使第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 、第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 以及第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 之電壓產生變化，而對應使第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 、第二變壓器T_r2 之次級繞組N_2s 以及第三變壓器T_r3 之次級繞組N_3s 產生感應電壓。

第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c之輸入側分別對應連接於第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 、第二變壓器T_r2 之次級繞組N_2s 以及第三變壓器T_r3 之次級繞組N_3s ，而第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c之輸出側連接於輸出濾波電路14之輸入側，用以分別實現整流功能。輸出濾波電路14用以減小輸出電壓V_o 之紋波，其輸出側連接於負載2。當然在實際運用時，各變壓器的次級側也可以採用這樣的結構即每一個輸出整流電路的輸出側都可以連接到各自對應的輸出濾波電路的輸入側，用以分別實現各自的整流濾波功能，而各個對應的輸出濾波電路的輸出側則共同連接於負載。

控制電路15分別連接於多相開關電源轉換電路1之輸出、第一開關電路11a之控制端、第二開關電路11b之控制端以及第三開關電路11c之控制端，用以因應輸出電壓V_o 等信號產生第一相之第一控制訊號S_1a 、第一相之第二控制訊號S_1b 、第二相之第一控制訊號S_2a 、第二相之第二控制訊號S_2b 、第三相之第一控制訊號S_3a 以及第三相之第二控制訊號S_3b ，藉由第一相之第一控制訊號S_1a 、第一相之第二控制訊號S_1b 、第二相之第一控制訊號S_2a 、第二相之第二控制訊號S_2b 、第三相之第一控制訊號S_3a 以及第三相之第二控制訊號S_3b 各別控制第一開關電路11a、第二開關電路11b以及第三開關電路11c導通或截止，使輸入電壓源V_in 之電能選擇性地經由第一開關電路11a、第二開關電路11b以及第三開關電路11c傳送至諧振網路12，對應使第一開關電路11a、第二開關電路11b以及第三開關電路11c分別產生第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 以及第三相電壓V₃ 。

第一相之第一控制訊號S_1a 、第一相之第二控制訊號S_1b 、第二相之第一控制訊號S_2a 、第二相之第二控制訊號S_2b 、第三相之第一控制訊號S_3a 以及第三相之第二控制訊號S_3b 之開關頻率是因應輸出電壓V_o 而變化，當輸出電壓V_o 低於額定電壓值時，控制電路15會減小開關頻率。反之，當輸出電壓V_o 高於額定電壓值時，控制電路15會提高開關頻率。

請參閱第七圖並配合第六圖，第七圖係為本案較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。如第七圖所示，第一開關電路11a包含第一開關Q_1a 與第二開關Q_1b 組成的半橋線路，其中第一開關電路11a之第一開關Q_1a 之第一端與第二端分別連接於輸入電壓源V_in 之正端點與諧振網路12之第一對稱端12a，而第一開關電路11a之第二開關Q_1b 之第一端與第二端分別連接於諧振網路12之第一對稱端12a與第一參考端COM1。至於第一開關電路11a之第一開關Q_1a 與第二開關Q_1b 之控制端則分別連接於控制電路15(未圖示)，且接收控制訊號S_1a 和S_1b 而分別因應第一相之第一控制訊號S_1a 與第二控制訊號S_1b 導通或截止，使輸入電壓源V_in 之電能選擇性地經由第一開關Q_1a 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而產生第一相電壓V₁ 。

相似地，第二開關電路11b包含第一開關Q_2a 與第二開關Q_2b 組成的半橋線路，其中第二開關電路11b之第一開關Q_2a 之第一端與第二端分別連接於輸入電壓源V_in 之正端點與諧振網路12之第二對稱端12b，而第二開關電路11b之第二開關Q_2b 之第一端與第二端分別連接於諧振網路12之第二對稱端12b與第一參考端COM1。至於第二開關電路11b之第一開關Q_2a 與第二開關Q_2b 之控制端則分別連接於控制電路15(未圖示)，且接收控制訊號S_2a 和S_1b 而分別因應第二相之第一控制訊號S_2a 與第二控制訊號S_2b 導通或截止，使輸入電壓源V_in 之電能選擇性地經由第一開關Q_2a 傳送至諧振網路12之第二對稱端12b，而產生第二相電壓V₂ 。

相似地，第三開關電路11c包含第一開關Q_3a 與第二開關Q_3b 組成的半橋線路，其中第三開關電路11c之第一開關Q_3a 之第一端與第二端分別連接於輸入電壓源V_in 之正端點與諧振網路12之第三對稱端12c，而第三開關電路11c之第二開關Q_3b 之第一端與第二端分別連接於諧振網路12之第三對稱端12c與第一參考端COM1。至於第三開關電路11c之第一開關Q_3a 與第二開關Q_3b 之控制端分別連接於控制電路15(未圖示)，且接收控制訊號S_3a 和S_3b 而分別因應第三相之第一控制訊號S_3a 與第二控制訊號S_3b 導通或截止，使輸入電壓源V_in 之電能選擇性地經由第一開關Q_3a 傳送至諧振網路12之第三對稱端12c，而產生第三相電壓V₃ 。

於本實施例中，諧振網路12包含第一諧振電感L_r1 、第二諧振電感L_r2 、第三諧振電感L_r3 、第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 以及第三激磁電感L_m3 、第一主諧振電容C_r1 、第二主諧振電容C_r2 以及第三主諧振電容C_r3 。其中，第一主諧振電容C_r1 、第一激磁電感L_m1 以及第一諧振電感L_r1 串聯連接構成第一相分支(branch)，第二主諧振電容C_r2 、第二激磁電感L_m2 以及第二諧振電感L_r2 串聯連接構成第二相分支，第三主諧振電容C_r3 、第三激磁電感L_m3 以及第三諧振電感L_r3 串聯連接構成第三相分支。第一相分支連接於諧振網路12之第一對稱端12a與諧振共接端K_r 之間，第二相分支連接於諧振網路12之第二對稱端12b與諧振共接端K_r 之間，第三相分支連接於諧振網路12之第三對稱端12c與諧振共接端K_r 之間，三相分支行成一個星形(Y形)連接，使得諧振網路12形成三相對稱。其中，該諧振共接端K_r 是一個不同於第一參考端COM1的一個端點。

第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c可以是但不限為半波整流或全波整流，可以使用全橋整流等方式實現，更可以採用一般的整流二極體整流或是採用同步整流管進行同步整流，於本實施例中，第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c為全橋整流電路。其中，第一輸出整流電路13a包含第一二極體D_1a (diode)、第二二極體D_1b 、第三二極體D_1c 以及第四二極體D_1d ，第一輸出整流電路13a之第一二極體D_1a 與第二二極體D_1b 之陰極端連接於輸出濾波電路14之輸入側，第一輸出整流電路13a之第三二極體D_1c 與第四二極體D_1d 之陽極端連接於第二參考端COM2，第一輸出整流電路13a之第一二極體D_1a 之陽極端與第三二極體D_1c 之陰極端連接於第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 之一端，第一輸出整流電路13a之第二二極體D_1b 之陽極端與第四二極體D_1d 之陰極端連接於第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 之另一端。

至於，第二輸出整流電路13b之第一二極體D_2a 、第二輸出整流電路13b之第二二極體D_2b 、第二輸出整流電路13b之第三二極體D_2c 以及第二輸出整流電路13b之第四二極體D_2d 、第三輸出整流電路13c之第一二極體D_3a 、第三輸出整流電路13c之第二二極體D_3b 、第三輸出整流電路13c之第三二極體D_3c 以及第三輸出整流電路13c之第四二極體D_3d 之連接關係相似於第一輸出整流電路13a，在此不再贅述。於本實施例中，輸出濾波電路14包含輸出電容C_o ，且連接於多相開關電源轉換電路1之輸出與第二參考端COM2之間，用以消除輸出電壓V_o 之高頻雜訊。

由於本案之多相開關電源轉換電路1之諧振網路12之連接關係為多相對稱，因此，諧振網路12之電路特性可以簡單地等效為多相之等效阻抗(impedance)，且多相之等效阻抗為多相對稱連接關係，以下將以三相舉例說明。請參閱第八圖並配合第七圖，第八圖係為第七圖之諧振網路之等效電路示意圖。如第八圖所示，諧振網路12等效為第一相等效阻抗Z₁ 、第二相等效阻抗Z₂ 以及第三相等效阻抗Z₃ 。第一相等效阻抗Z₁ 連接於諧振網路12之第一對稱端12a與諧振共接端K_r 之間，第二相等效阻抗Z₂ 連接於諧振網路12之第二對稱端12b與諧振共接端K_r 之間，第三相等效阻抗Z₃ 連接於諧振網路12之第三對稱端12c與諧振共接端K_r 之間。第一相等效阻抗Z₁ 、第二相等效阻抗Z₂ 以及第三相等效阻抗Z₃ 分別包含了諧振網路12各分支的阻抗以及個各相的負載資訊等。舉例而言，依據第一相輸出功率和輸出電壓，可以得到該相負載阻抗。將該負載阻抗等效至第一變壓器T_r1 之初級側再與第一變壓器T_r1 之第一激磁電感L_m1 並聯，之後再與第一諧振電感L_r1 、第一主諧振電容C_r1 串聯，以此計算之阻抗即為第一相等效阻抗Z₁ ，同理可以分別求得第二相等效阻抗Z₂ 與第三相等效阻抗Z₃ 。

為了簡化分析，可以採用諧振電路常用的頻域分析方法，透過電路原理的分析，很容易得到如下公式。其中，第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 以及第三相電壓V₃ 之電壓變化量(幅值)相同，且相位差等於360度除以總相數，於本實施例中，相位差為120度，而第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 之關係式如下：

由上述第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 之關係式(1),(2),(3)中可以看出，每一相的電流不僅和這第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 以及第三相電壓V₃ 的幅值和相位相關，還和第一相等效阻抗Z₁ 、第二相等效阻抗Z₂ 以及第三相等效阻抗Z₃ 相關。因此，第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 、第三相電壓V₃ 、第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 皆為向量。

當第一諧振電感L_r1 、第二諧振電感L_r2 以及第三諧振電感L_r3 之電感值相等，第一主諧振電容C_r1 、第二主諧振電容C_r2 以及第三主諧振電容C_r3 之電容值相等，第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 以及第三激磁電感L_m3 之電感值相等，即表示諧振網路12中每一相對應的元件參數相等。相對地，第一相等效阻抗Z₁ 、第二相等效阻抗Z₂ 以及第三相等效阻抗Z₃ 會相等，對應使第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 相等，且相位差為120度，在不考慮相位差下第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 之電流值實質上相等。

當第一諧振電感L_r1 、第二諧振電感L_r2 以及第三諧振電感L_r3 之電感值有偏差量，或第一主諧振電容C_r1 、第二主諧振電容C_r2 以及第三主諧振電容C_r3 之電容值有偏差量，或第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 以及第三激磁電感L_m3 之電感值有偏差量，即表示諧振網路12中每一相對應的元件參數有偏差量，會對應使第一相等效阻抗Z₁ 、第二相等效阻抗Z₂ 以及第三相等效阻抗Z₃ 有偏差量。

從上面關係式(1),(2),(3)可知，第一相電流i₁ 不僅和第一相電壓V₁ 以及第一相等效阻抗Z₁ 相關，更與第二相電壓V₂ 、第三相電壓V₃ 、第二相等效阻抗Z₂ 以及第三相等效阻抗Z₃ 之相關。第二相電流i₂ 不僅和第二相電壓V₂ 以及第二相等效阻抗Z₂ 相關，更與第一相電壓V₁ 、第三相電壓V₃ 、第一相等效阻抗Z₁ 以及第三相等效阻抗Z3之相關。第三相電流i₃ 不僅和第三相電壓V₃ 以及第三相等效阻抗Z₃ 相關，更與第一相電壓V₁ 、第二相電壓V2、第一相等效阻抗Z₁ 以及第二相等效阻抗Z₂ 之相關。

由於，第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 之電流值會受諧振網路12中每一相對應的元件參數影響，因此，當諧振網路12中每一相對應的元件參數有偏差量時，諧振網路12中每一相對應的元件參數會相互作用而影響第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 之電流值，使第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 之電流差值可以有效地被降低。

請參閱第九圖A並配合第七圖，第九圖A係為第七圖之多相開關電源轉換電路之訊號時序示意圖。如第九圖A所示，第一相之第一控制訊號S_1a 與第二控制訊號S_1b 為互補關係，當第一相之第一控制訊號S_1a 為高電位的使能狀態(enable)時，第一相之第二控制訊號S_1b 為低電位的禁能狀態(disable)，此時，第一開關電路11a的第一開關Q_1a 會因應使能狀態的第一控制訊號S_1a 而導通，輸入電壓源V_in 之電能經由第一開關Q_1a 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而第一開關電路11a的第二開關Q_1b 則會因應禁能狀態的第二控制訊號S_1b 而截止。當第一相之第一控制訊號S_1a 為低電位的禁能狀態時，第一相之第二控制訊號S_1b 對應為高電位的使能狀態，此時，第一開關電路11a的第一開關Q_1a 會因應禁能狀態的第一控制訊號S_1a 而截止，輸入電壓源V_in 之電能無法經由第一開關Q_1a 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而第一開關電路11a的第二開關Q_1b 則會因應使能狀態的第二控制訊號S_1b 而導通，使諧振網路12之第一對稱端12a通過第二開關Q_1b 連接至第一參考端COM1。

同樣地，第二相之第一控制訊號S_2a 與第二控制訊號S_2b 為互補關係，第三相之第一控制訊號S_3a 與第二控制訊號S_3b 為互補關係，而第二開關電路11b之第一開關Q_2a 和第二開關Q_2b 、第三開關電路11c之第一開關Q_3a 和第二開關Q_3b 一樣會分別因應第二相之第一控制訊號S_2a 、第二相之第二控制訊號S_2b 、第三相之第一控制訊號S_3a 以及第三相之第二控制訊號S_3b 之使能狀態或禁能狀態對應導通或截止。

於本實施例中，諧振網路12為三相對稱，因此，第一相之第一控制訊號S_1a 、第二相之第一控制訊號S_2a 以及第三相之第一控制訊號S_3a 之相位差設定為120度，對應使第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 以及第三相電壓V₃ 之相位差為120度。

請參閱第九圖B並配合第七圖，第九圖B係為第七圖之多相開關電源轉換電路之電路波形示意圖。如第九圖B所示，在t0-t1時間區間，第一相之第一控制訊號S_1a 、第二相之第二控制訊號S_2b 以及第三相之第一控制訊號S_3a 為高電位的使能狀態，對應使第一開關電路11a之第一開關Q_1a 、第二開關電路11b之第二開關Q_2b 以及第三開關電路11c之第一開關Q_3a 導通。在t1-t2時間區間，第三相之第一控制訊號S_3a 改變為低電位的禁能狀態，對應第三開關電路11c之第一開關Q_3a 截止，所以t1-t2時間區間為第三開關電路11c之第一開關Q_3a 與第二開關Q_3b 的死區時間。此時，正的第三相電流i₃ 會對第三開關電路11c之第二開關Q_3b 之寄生電容(未圖示)放電，在第三開關電路11c之第二開關Q_3b 未再次導通之前，第三開關電路11c之第二開關Q_3b 之寄生電容之電壓值會降低到零電壓值，從而實現零電壓開通。之後，由於交錯相的工作方式，在t7-t8時間區間亦為第三開關電路11c之第一開關Q_3a 與第二開關Q_3b 的死區時間，此時，第三相之第一控制訊號S_3a 與第二控制訊號S_3b 同時為禁能狀態，對應使第三開關電路11c之第一開關Q_3a 與第二開關Q_3b 同時截止。相似地，在t3-t4時間區間為第二開關電路11b之第一開關Q_2a 與第二開關Q_2b 的死區時間，在t5-t6時間區間為第一開關電路11a之第一開關Q₁ a與第二開關Q_1b 的死區時間。

請參閱第九圖C並配合第七圖與第九圖B，第九圖C係為第七圖之多相開關電源轉換電路之另一波形示意圖。第一輸出整流電路13a輸出之第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電路13b輸出之第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電路13c輸出之第三輸出整流電流i_o3 分別為第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 經過整流後得到，即是將第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 小於零的部分依據時間軸軸對稱後變成大於零的整流電流。因此如第九圖B所示之第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 之相位差為120度，對應使第九圖C所示之第一輸出整流電路13a輸出之第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電路13b輸出之第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電路13c輸出之第三輸出整流電流i_o3 之相位差為60度。

由於，第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 在不同時間為峰值(peak)，因此，第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 相加後(i_o1 +i_o2 +i_o3 )之波形會具有較小的紋波，對應使多相開關電源轉換電路1之輸出電流I_o 之紋波有效地被降低。

同理，第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 在不同時間為峰值，因此，第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 相加後(i₁ +i₂ +i₃ )之波形(未圖示)會具有較小的紋波，同樣可以有效地降低多相開關電源轉換電路1之輸入電流I_in 之紋波。

請參閱表格1，其係為諧振網路中每一相的元件參數值。如表格1所示，第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 以及第三激磁電感L_m3 之平均電感值為99.6微亨(micro-henry,μH)，依計算式(a1)定義並計算三相激磁電感值的偏差度如下：

可知三相的激磁電感值偏差度大約為15%。

本案之多相開關電源轉換電路1即使諧振網路12中每一相對應的元件參數有較大偏差量時，利用諧振網路12的對稱特性以及各相之間的互相影響可以有效降低第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 之電流差值，以及第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 之電流差值，從而使第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 近似均流，且第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 亦近似均流。為了衝量第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 、第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 之電流差值與均流的程度，於此定義均流誤差值(current sharing error,CSE)的概念，以三相為例，輸出整流電流均流誤差值為

其中，I_o 為多相開關電源轉換電路1之輸出電流，而關係式(4)的含義是將輸出電流I_o 的三分之一作為基準，取各相的輸出整流電流與該基準差值的最大值後再規一化(normalization)以後得到均流誤差值。若均流誤差值越小，表示第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 之間的電流差值越小，均流的狀況越好。同樣地，第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 之電流差值也越小。

請參閱表格2，其係為在表格1之元件參數值的情況下輸出電流值與均流誤差值的關係表。如表格2所示，第一行(row)為多相開關電源轉換電路之輸出電流I_o 之電流值，且因應表格1所示之每一相元件參數值，對應取得第二行中傳統多相交錯開關電源轉換電路(如第三圖所示)之第一均流誤差值CSE_{_a1} ，以及第三行中本案之多相開關電源轉換電路1之第二均流誤差值CSE_{_a2} 。

請參閱第十圖A與表格2，第十圖A係為表格2之輸出電流值與均流誤差值之對應關係圖。於本實施例中，三相激磁電感之電感值大約為15%的偏差量，在此情況下，不論輸出電流I_o 在輕載(例如6A,9A等)或滿載(例如21A)下，本案之多相開關電源轉換電路1之第二均流誤差值CSE_{_a2} 都能夠有效地降低到10%以下，具有非常好的效果。反觀傳統多相交錯開關電源轉換電路，不但傳統多相交錯開關電源轉換電路之第一均流誤差值CSE_{_a1} 較大，第一均流誤差值CSE_{_a1} 更會隨著輸出電流I_o 產生較大的變化。換言之，每一相對應的元件參數之偏差量除了會嚴重影響第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 、第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 之電流差值與均流的程度之外，在輕載或滿載時所造成的影響亦會不同。

請參閱表格3，其係為諧振網路中另一組每一相的元件參數值。由於元件本身於製造時，相同參數標示值之元件本身彼此於出廠時就存在無法避免之偏差值，表格3所示為此情況。其中，第一主諧振電容C_r1 、第二主諧振電容C_r2 以及第三主諧振電容C_r3 之平均電容值為7.1納法(nano-farad,nF)，依計算式(a2)定義並計算主諧振電容的偏差度如下：

主諧振電容的偏差度大約為15%。

請參閱表格4，其係為表格3之元件參數值所對應之輸出電流值與均流誤差值。如表格4所示，第一行為多相開關電源轉換電路之輸出電流I_o 之電流值，且因應表格3所示之每一相元件參數值，對應取得第二行中傳統多相交錯開關電源轉換電路(如第三圖所示)之第三均流誤差值CSE_{_b1} ，以及第三行中本案之多相開關電源轉換電路1之第四均流誤差值CSE_{_b2} 。

請參閱第十圖B與表格4，第十圖B係為表格4之輸出電流值與均流誤差值之對應關係圖。於本實施例中，主諧振電容的偏差度大約15%，在此情況下，輸出電流I_o 在半載(例如11A至21A)以上，本案之多相開關電源轉換電路1之第四均流誤差值CSE_{_b2} 都能夠有效地降低到10%以下，即使輸出電流I_o 在輕載(例如6A至9A)時，第四均流誤差值CSE_{_b2} 也能降低到20%以下。反觀傳統多相開關電源轉換電路，不但傳統多相開關電源轉換電路之第三均流誤差值CSE_{_b1} 較大，第三均流誤差值CSE_{_b1} 也更容易隨輸出電流I_o 變化而產生較大的變化。

整體而言，本案之多相開關電源轉換電路1即使諧振網路12中每一相對應的元件參數值之具有較大偏差量時，本案之多相開關電源轉換電路1可以在大多數的情況下(例如半載以上)有效地將均流誤差值降低到10%以下，使第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 以及第三相電流i₃ 之電流差值較小，同樣地，第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 以及第三輸出整流電流i_o3 之電流差值亦較小，均流的狀況較佳。

請參閱第十一圖並配合第七圖，第十一圖係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。第十一圖與第七圖不同之處在於諧振網路12、第一變壓器T_r1 、第二變壓器T_r2 、第三變壓器T_r3 、第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c。如第十一圖所示，第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 、第二變壓器T_r2 之次級繞組N_2s 以及第三變壓器T_r3 之次級繞組N_3s 更各別包含一中心抽頭(center tap)，第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c為全波整流電路，且每一輸出整流電路僅包含兩個二極體。以第一輸出整流電路13a為例，僅包含第一二極體D_1a 與第二二極體D_1b ，其中，第一二極體D_1a 與第二二極體D_1b 的陽極端連接於第二參考端COM2，第一二極體D_1a 與第二二極體D_1b 的陰極端各連接於第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 之一端，第一變壓器T_r1 之次級繞組N_1s 之中心抽頭則連接於輸出濾波電路14之輸入側。當然該全波整流電路也可以用同步整流管來實現。

至於，第十一圖與第七圖之諧振網路12不同之處在於第一相分支、第二相分支以及第三相分支中之元件串聯連接之順序不相同。於第十一圖中，第一相分支中之元件串聯連接之順序依序為第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 、第一諧振電感L_r1 以及第一主諧振電容C_r1 ，第二相分支中之元件串聯連接之順序依序為第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 、第二諧振電感L_r2 以及第二主諧振電容C_r2 ，第三相分支中之元件串聯連接之順序依序為第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 、第三諧振電感L_r3 以及第三主諧振電容C_r3 。同樣地，第一相分支連接於諧振網路12之第一對稱端12a與諧振共接端K_r 之間，第二相分支連接於諧振網路12之第二對稱端12b與諧振共接端K_r 之間，第三相分支連接於諧振網路12之第三對稱端12c與諧振共接端K_r 之間，使得諧振網路12三相對稱，元件串聯連接之順序的改變並不改變電路的特性，因此，電路特性同上所述，在此不再贅述。

請參閱第十二圖並配合第十一圖，第十二圖係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。第十二圖與第十一圖不同之處在於第十二圖之諧振網路12更包含第一次諧振電容C_r1b 、第二次諧振電容C_r2b 以及第三次諧振電容C_r3b 。其中，第一次諧振電容C_r1b 、第二次諧振電容C_r2b 以及第三次諧振電容C_r3b 分別連接於第一相分支、第二相分支、第三相分支以及第一參考端COM1，用以改善或調整每一相之諧振特性，尤其在諧振網路12中每一相對應的元件參數之偏差量過大時，藉由直接設置第一次諧振電容C_r1b 、第二次諧振電容C_r2b 以及第三次諧振電容C_r3b 可以更有效地調整且改善每一相之諧振特性。

於本實施例中，第一次諧振電容C_r1b 之一端連接於第一諧振電感L_r1 與第一主諧振電容C_r1 ，第一次諧振電容C_r1b 之另一端與第一參考端COM1連接，第二次諧振電容C_r2b 之一端連接於第二諧振電感L_r2 與第二主諧振電容C_r2 ，第二次諧振電容C_r2b 之另一端與第一參考端COM1連接，第三次諧振電容C_r3b 之一端連接於第三諧振電感L_r3 與第三主諧振電容C_r3 ，第三次諧振電容C_r3b 之另一端與第一參考端COM1連接。至於，諧振網路12之電路特性一樣可以簡單地等效為多相之等效電抗，且多相之等效電抗為多相對稱連接關係，因此，電路特性同上所述，在此不再贅述。另外，各次諧振電容C_r1b 、C_r2b 、C_r3b 之另一端也可以與變壓器的初級繞組側相對於第一參考端COM1固定的電位點，例如輸入電壓源V_in 的正端點相連接。

請參閱第十三圖並配合第十一圖，第十三圖係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。第十三圖之多相開關電源轉換電路1為四相，除了諧振網路12不同於第十一圖外，第十三圖之多相開關電源轉換電路1更包含第四開關電路11d、第四輸出整流電路13d以及第四變壓器T_r4 。

相似地，第四開關電路11d之輸入與多相開關電源轉換電路1之輸入連接，第四開關電路11d之輸出與諧振網路12之第四對稱端12d連接，用以接收輸入電壓源V_in 之電能而產生第四相電壓V₄ 。第四激磁電感L_m4 與第四變壓器T_r4 之初級繞組N_4p 並聯，並同樣為諧振網路12之一部份，相較於第十一圖，第十三圖之諧振網路12更包含第四主諧振電容C_r4 與第四諧振電感L_r4 。於本實施例中，第四激磁電感L_m4 與第四變壓器T_r4 之初級繞組N_4p 並聯後與第四諧振電感L_r4 以及第四主諧振電容C_r4 串聯連接構成第四相分支，且第四相分支連接於諧振網路12之第四對稱端12d與諧振共接端K_r 之間，四相分支連接於共接端K_r 形成一星形連接(該星形連接包含有四條分支，第七圖以及第十一圖中的星形連接包含有三條分支，第十二圖中的諧振網路12的部份電路即除去各相次諧振電容後第一相、第二相以及第三相分支也形成了星形連接)，使得諧振網路12形成四相對稱。第四輸出整流電路13d之輸入側連接於第四變壓器T_r4 之次級繞組N_4s ，第四輸出整流電路13d之輸出側連接於輸出濾波電路14之輸入側，用以將第四變壓器T_r4 之次級繞組N_4s 之感應電壓整流。

第十三圖與第十一圖之多相開關電源轉換電路1另一不同處在於第一相電壓V₁ 、第二相電壓V₂ 、第三相電壓V₃ 、第四相電壓V₄ ；第一相電流i₁ 、第二相電流i₂ 、第三相電流i₃ 、第四相電流i₄ ；第一輸出整流電流i_o1 、第二輸出整流電流i_o2 、第三輸出整流電流i_o3 、第四輸出整流電流i_o4 ；第一相之第一控制訊號S_1a 、第二相之第一控制訊號S_2a 、第三相之第一控制訊號S_3a 、第四相之第一控制訊號S_4a ；第一相之第二控制訊號S_1b 、第二相之第二控制訊號S_2b 、第三相之第二控制訊號S_3b 、第四相之第二控制訊號S_4b ，之相位差為90度。至於，諧振網路12之電路特性一樣可以簡單地等效為多相之等效電抗，且多相之等效電抗為多相對稱連接關係，因此，電路特性同上所述，在此不再贅述。

請參閱第十四圖並配合第十一圖，第十四圖係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。第十四圖之諧振網路12之連接關係不同於第十一圖，於第十四圖之實施例中，諧振網路12除了包含第一相分支、第二相分支以及第三相分支外，更包含一環形電路(在第十四圖中顯示為一三角形電路即Δ形電路，在電路原理中星形和環形例如三角形電路之間可以做等價的轉換，也就是說二者是等價的)。其中，第一相分支由第一主諧振電容C_r1 與第一諧振電感L_r1 串聯連接構成，第二相分支由第二主諧振電容C_r2 與第二諧振電感L_r2 串聯連接構成，第三相分支由第三主諧振電容C_r3 與第三諧振電感L_r3 串聯連接構成。環形電路由第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 、第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 以及第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 互相環形連接構成，且相連接處分別為環形電路之第一環形接點122a、第二環形接點122b以及第三環形接點122c，其中第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 、第三激磁電感L_m3 分別和N_1p 、N_2p 、N_3p 並聯連接。

於本實施例中，第一相分支連接於諧振網路12之第一對稱端12a與環形電路之第一環形接點122a，第二相分支連接於諧振網路12之第二對稱端12b與環形電路之第二環形接點122b，第三相分支連接於諧振網路12之第三對稱端12b與環形電路之第三環形接點122c，使得諧振網路12形成三相對稱。同樣地，諧振網路12之電路特性一樣可以簡單地等效為多相之等效電抗，且多相之等效電抗為多相對稱連接關係，因此，電路特性同上所述，在此不再贅述。

於一些實施例中，第一相分支由第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 與第一諧振電感L_r1 串聯連接構成，第二相分支由第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 與第二諧振電感L_r2 串聯連接構成，第三相分支由第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 與第三諧振電感L_r3 串聯連接構成，環形電路由第一主諧振電容C_r1 、第二主諧振電容C_r2 以及第三主諧振電容C_r3 互相環形連接構成，諧振網路12同樣可以形成三相對稱。其中，第一激磁電感L_m1 、第二激磁電感L_m2 、第三激磁電感L_m3 分別和N_1p 、N_2p 、N_3p 並聯連接。

於一些實施例中，第一諧振電感L_r1 、第二諧振電感Lr₂ 以及第三諧振電感L_r3 分別為第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 、第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 以及第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 之漏電感。

請參閱第十五圖並配合第十四圖，第十五圖係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。第十五圖之諧振網路12之連接關係不同於第十四圖，第十五圖之諧振網路12僅包含環形電路，不包含第一相分支、第二相分支以及第三相分支，且環形電路之第一環形接點122a、第一環形接點122a以及第二環形接點122b分別連接於諧振網路12之第一對稱端12a、第二對稱端12b以及第三對稱端12c。而環形電路本身同樣具備對稱性，即各環形連接點122a,122b,122c連接起來的各環形電路分支在電路特性上相同。

其中，第一主諧振電容C_r1 和第一諧振電感L_r1 與第一變壓器T_r1 之初級繞組N_1p 串聯連接構成第一環形電路分支，該環形電路分支對應的環形接點分別為第一環形接點122a和第二環形接點122b。相似地，第二主諧振電容C_r2 和第二諧振電感L_r2 與第二變壓器T_r2 之初級繞組N_2p 串聯連接構成第二環形電路分支，第三主諧振電容C_r3 和第三諧振電感L_r3 與第三變壓器T_r3 之初級繞組N_3p 串聯連接構成第三環形電路分支，最後，諧振網路12僅有環形分支。

請參閱第十六圖並配合第十一圖，第十六圖係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。第十六圖之第一開關電路11a、第二開關電路11b、第三開關電路11c不同於第十一圖，如第十六圖所示，第一開關電路11a包含第三開關Q_1c 、第四開關Q_1d 、第五開關Q_1e 、第六開關Q_1f 、第一分壓電容C_1a 、第二分壓電容C_1b 、第一整流二極體D_1e 、第二整流二極體D_1f 以及第一相電容C_1c ，且控制電路15係因應輸出電壓V_o 等信號產生第一相之第三控制訊號S_1c 、第一相之第四控制訊號S_1d 、第一相之第五控制訊號S_1e 、第一相之第六控制訊號S_1f 、第二相之第三控制訊號S_2c 、第二相之第四控制訊號S_2d 、第二相之第五控制訊號S_2e 、第二相之第六控制訊號S_2f 、第三相之第三控制訊號S_3c 、第三相之第四控制訊號S_3d 、第三相之第五控制訊號S_3e 以及第三相之第六控制訊號S_3f 。

於第一開關電路11a中，第一相之第三開關Q_1c 連接於輸入電壓源V_in 之正端點與第一相之第一連接端K_1a 之間，第一相之第四開關Q_1d 連接於第一相之第一連接端K_1a 與諧振網路12之第一對稱端12a之間，第一相之第五開關Q_1e 連接於諧振網路12之第一對稱端12a與第一相之第二連接端K_1b 之間，第一相之第六開關Q_1f 連接於第一相之第二連接端K_1b 與第一參考端COM1之間，第一相之第三開關Q_1c 、第四開關Q_1d 、第五開關Q_1e 以及第六開關Q_1d 之控制端分別連接於控制電路15，第一相電容C_1c 連接於第一相之第一連接端K_1a 與第一相之第二連接端K_1b 之間，第一分壓電容C_1a 連接於輸入電壓源V_in 之正端點與第一相之第三連接端K_1c 之間，第二分壓電容C_1b 連接於第一相之第三連接端K_1c 與第一參考端COM1之間，第一相之第一整流二極體D_1e 連接於第一相之第三連接端K_1c 與第一連接端K_1a 之間，第一相之第二整流二極體D_1f 連接於第一相之第二連接端K_1b 與第三連接端K_1c 之間。

其中，第一相之第一分壓電容C_1a 與第二分壓電容C_1b 係構成對輸入電壓源V_in 分壓電路，在正常情況下，各分壓電容的電壓均為電壓源V_in 電壓的一半。即在第一相之第三連接端K_1c 產生分壓電壓也是電壓源V_in 電壓的一半。第一相之第三開關Q_1c 、第四開關Q_1d 、第五開關Q_1e 以及第六開關Q_1f 分別因應第一相之第三控制訊號S_1c 、第四控制訊號S_1d 、第五控制訊號S_1e 以及第六控制訊號S_1f 導通或截止，使輸入電壓源V_in 之電能選擇性地經由第一相之第三開關Q_1c 或/及第四開關Q_1f 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而產生第一相電壓V₁ 。

當第一相之第三控制訊號S_1c 與第四控制訊號S_1d 為使能狀態，而第一相之第五控制訊號S_1e 與第六控制訊號S_1f 為禁能狀態時，第一相之第三開關Q_1c 與第四開關Q_1d 會對應導通，使輸入電壓源V_in 之電能經由第三開關Q_1c 與第四開關Q_1d 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而第一相之第五開關Q_1e 與第六開關Q_1d 則會對應截止，此時，第一相電壓V₁ 等於輸入電壓源V_in 。

當第一相之第四控制訊號S_1d 為使能狀態，而第一相之第三控制訊號S_1c 、第五控制訊號S_1e 與第六控制訊號S_1f 為禁能狀態時，第一相之第四開關Q_1d 會對應導通，使輸入電壓源V_in 之電能經由第一相之第一分壓電容C_1a 、第一整流二極體D_1e 以及第四開關Q_1d 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而第一相之第三開關Q_1c ，第五開關Q_1e 與第六開關Q_1d 則會對應截止，此時，第一相電壓V₁ 為輸入電壓源V_in 的一半(0.5V_in )。

當第一相之第三控制訊號S_1c 與第四控制訊號S_1d 為禁能狀態，而第一相之第五控制訊號S_1e 與第六控制訊號S_1f 為使能狀態時，第一相之第三開關Q_1c 與第四開關Q_1d 會對應截止，而第一相之第五開關Q_1e 與第六開關Q_1d 則會對應導通，使諧振網路12之第一對稱端12a通過第五開關Q_1e 與第六開關Q_1d 連接至第一參考端COM1，此時，第一相電壓V₁ 為零電壓值。

本實施例中，第一開關電路11a產生之第一相電壓V₁ 的電壓可以是V_in 、0.5V_in 或0三種情況，因此被稱為三電平電路。由於在第一相電壓以及第一參考端或輸入電壓源V_in 之正端點之間連接有2個開關，因此，每個開關的電壓應力可以降低一半，在採用同樣的電子元件下，輸入電壓源V_in 之電壓上限值可以是原來的兩倍。所以，三電平電路特別適合應用於輸入電壓源V_in 之電壓值較高之電子產品。至於，第二開關電路11b與第三開關電路11c之電路連接關係相似於第一開關電路11a，且運作方式亦相似，於此不再贅述。於本實施例中，多相開關電源轉換電路1為三相電路，因此第一相、第二相以及第三相之控制訊號之間相位差為120度。

當然，前面的各種實施方式都可以應用在第十六圖中的三電平線路中，例如第十六圖中的多相開關電源轉換電路可以為四相電路，如第十三圖所示，則各相之間的控制訊號之間的相位差為90度，也可以為更多相，則各相之間的控制訊號之間的相位差等於360度除以總相數；第十六圖中的多相開關電源轉換電路中的諧振網路12，輸出整流電路13，輸出濾波電路14也可以採用前述實施例中的各種變化電路。

本案之控制電路15可以是但不限定為脈衝寬度調變控制器(pulse width modulation controller,PWM controller)、脈衝頻率調變控制器(pulse frequency modulation controller,PFM controller)或數位訊號處理器(digital signal processor,DSP)。對應不同的控制器多相開關電源轉換電路工作於不同的模式下。例如控制電路15為一脈衝頻率調變控制器時，多相開關電源轉換電路工作於調頻模式下，並且多相開關電源轉換電路可以是一個諧振電路；控制電路15為一脈衝寬度調變控制器時，多相開關電源轉換電路工作於脈衝寬度調變模式下；控制電路15也可以兼有脈衝寬度調變以及脈衝頻率調變兩種功能，則多相開關電源轉換電路即可以以脈衝寬度調變工作也可以以調頻模式工作，例如在重載時以調頻模式工作而在輕載時以脈衝寬度調變模式工作，這樣可以使得全範圍內的效率都保持在一個比較高的值。至於控制電路15為數位訊號處理器時，多相開關電源轉換電路工作模式則取決於數位訊號處理器內部的程序，可以以調頻模式工作也可以以以脈衝寬度調變模式工作。本案之開關元件可以是但不限定為雙載體電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)或金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。

綜上所述，本案之多相開關電源轉換電路於提供較高輸出電流至負載或電子產品時，可以有效地降低輸入輸出電流的紋波、輸入電流的電流峰值以及輸出電壓的紋波大小，更不用加大輸出電容或於輸出側設置較複雜的兩級式濾波電路，元件數目不會增加、體積較小且成本較低，同時電路簡單可以應用於液晶電視(LCD-TV)、伺服器，以及通訊系統等。此外，於各相對應的元件參數之間有偏差量或選用偏差量較大的元件時，不會造成各相電路之間的電流值發生很大的電流差值，因此，不會導致多相開關電源轉換電路的電子元件損壞而無法運作。各相電路中變壓器之初級側與次級側之電流值較對稱，整體多相開關電源轉換電路的功率損失較小且效率較高。負載處於高度耗電例如滿載時，多相開關電源轉換電路可提供較快速的回應及良好的穩定度。

本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。

A1．．．開關電路

A2．．．諧振網路

A3．．．濾波整流輸出電路

T_r ．．．變壓器

L_r ．．．諧振電感

C_r ．．．諧振電容

C_o ．．．輸出電容

S_w ．．．整流開關管

S₁ ,S₂ ．．．開關管

D₁ ,D₂ ．．．開關管

L_o ．．．輸出濾波電感

P1,P2,P3．．．每一相電路

L₁₂ ,L₂₂ ,L₃₂ ．．．耦合電感

1．．．多相開關電源轉換電路

2．．．負載

11a^~ 11d．．．第一^~ 四開關電路

12．．．諧振網路

12a^~ 12d．．．第一^~ 四對稱端

121．．．諧振網路之另一部份

122a^~ 122c．．．第一^~ 三環形接點

14．．．輸出濾波電路

13a^~ 13d．．．第一^~ 四輸出整流電路

15．．．控制電路

COM1．．．第一參考端

COM2．．．第二參考端

K_r ．．．諧振共接端

T_r1 ^~ T_r4 ．．．第一^~ 四變壓器

N_1p ^~ N_4p ．．．初級繞組

N_1s ^~ N_4s ．．．次級繞組

Q_1a ^~ Q_4a ．．．第一開關

Q_1b ^~ Q_4b ．．．第二開關

D_1a ^~ D_4a ．．．第一二極體

D_1b ^~ D_4b ．．．第二二極體

D_1c ^~ D_3c ．．．第三二極體

D_1d ^~ D_3d ．．．第四二極體

L_r1 ^~ L_r4 ．．．第一^~ 四諧振電感

L_m1 ^~ L_m4 ．．．第一^~ 四激磁電感

Z₁ ^~ Z₃ ．．．第一^~ 三相等效電抗

C_r1 ^~ C_r4 ．．．第一^~ 四主諧振電容

C_r1b ^~ C_r3b ．．．第一^~ 三次諧振電容

V_in ．．．輸入電壓源

V_o ．．．輸出電壓

V₁ ^~ V₄ ．．．第一^~ 四相電壓

i₁ ^~ i₄ ．．．第一^~ 四相電流

i_o1 ^~ _io4 ．．．第一^~ 四輸出整流電流

I_o ．．．輸出電流

S_1a ^~ S_4a ．．．第一控制訊號

I_in ．．．輸入電流

S_1b ^~ S_4b ．．．第二控制訊號

CSE_{_a1} ．．．第一均流誤差值

CSE_{_a2} ．．．第二均流誤差值

CSE_{_b1} ．．．第三均流誤差值

CSE_{_b2} ．．．第四均流誤差值

Q_1c ^~ Q_3c ．．．第三開關

Q_1d ^~ Q_3d ．．．第四開關

Q_1e ^~ Q_3e ．．．第五開關

Q_1d ^~ Q_3d ．．．第六開關

C_1a ^~ C_3a ．．．第一分壓電容

C_1c ^~ C_3c ．．．第一^~ 第三相電容

C_1b ^~ C_3b ．．．第二分壓電容

D_1e ^~ D_3e ．．．第一整流二極體

D_1f ^~ D_3f ．．．第二整流二極體

K_1a ^~ K_3a ．．．第一連接端

K_1b ^~ K_3b ．．．第二連接端

K_1c ^~ K_3c ．．．第三連接端

S_1c ^~ S_3c ．．．第三控制訊號

S_1d ^~ S_3d ．．．第四控制訊號

S_1e ^~ S_3e ．．．第五控制訊號

S_1f ^~ S_3f ．．．第六控制訊號

第一圖：係為傳統諧振模式的直流-直流電源轉換電路之電路方塊示意圖。

第二圖：係為傳統單相半橋LLC諧振模式的電源轉換電路之電路示意圖。

第三圖：係為傳統三相交錯半橋LLC諧振模式的電源轉換電路之電路示意圖。

第四圖：係為第三圖之電流波形示意圖。

第五圖：係為專利號JP200178449之電源轉換電路之電路示意圖。

第六圖：係為本案較佳實施例之多相開關電源轉換電路之電路方塊示意圖。

第七圖：係為本案較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

第八圖：係為第七圖之諧振網路之等效電路示意圖。

第九圖A：係為第七圖之多相開關電源轉換電路之訊號時序示意圖。

第九圖B：係為第七圖之多相開關電源轉換電路之電路波形示意圖。

第九圖C：係為第七圖之多相開關電源轉換電路之另一波形示意圖。

第十圖A：係為表格2之輸出電流值與均流誤差值之對應關係圖。

第十圖B：係為表格4之輸出電流值與均流誤差值之對應關係圖。

第十一圖：係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

第十二圖：係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

第十三圖：係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

第十四圖：係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

第十五圖：係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

第十六圖：係為本案另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。

1‧‧‧多相開關電源轉換電路

2‧‧‧負載

11a~11c‧‧‧第一~三開關電路

12‧‧‧諧振網路

12a~12c‧‧‧第一~三對稱端

121‧‧‧諧振網路之另一部 份

14‧‧‧輸出濾波電路

13a~13c‧‧‧第一~三輸出整 流電路

15‧‧‧控制電路

COM1‧‧‧第一參考端

T_r1 ~T_r3 ‧‧‧第一~三變壓器

N_1p ~N_3p ‧‧‧初級繞組

N_1s ~N_3s ‧‧‧次級繞組

L_m1 ~L_m3 ‧‧‧第一~三激磁電 感

V_in ‧‧‧輸入電壓源

V_o ‧‧‧輸出電壓

V₁ ~V₃ ‧‧‧第一~三相電壓

S_1a ~S_3a ‧‧‧第一控制訊號

S_1b ~S_3b ‧‧‧第二控制訊號

V₁ ~V₃ ‧‧‧第一~三相電壓

i₁ ~i₃ ‧‧‧第一~三相電流

Claims (27)

1. 一種多相開關電源轉換電路，用以接收一輸入電壓源之電能而產生一輸出電壓至一負載，且總相數大於等於三，該多相開關電源轉換電路包括：多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於該輸入電壓源之一正端點與一第一參考端；多個變壓器，每一個變壓器具有一初級繞組與一次級繞組；多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於該多個變壓器之其中一個變壓器之該次級繞組，用以整流而產生該輸出電壓至該負載；一諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端和多相分支，該諧振網路之每一個對稱端分別對應連接於該多個開關電路其中之一個開關電路之輸出側，該多相分支共同連接於不同於該輸入電壓源之該正端點和該第一參考端之一諧振共接端並形成一星形連接；以及一控制電路，連接於該多相開關電源轉換電路之輸出與該多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應該輸出電壓控制該多個開關電路導通或截止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網路。
2. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路包含多個主諧振電容與多個諧振電感，其中該多相分支之每一相分支包含了串聯連接的該多個主諧振電容之一個主諧振電容以及該多個諧振電感中與該主諧振電容對應之一個諧振電感。
3. 如申請專利範圍第2項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多個諧振電感分別對應為該多個變壓器之每一個變壓器之該初級繞組之漏電感。
4. 如申請專利範圍第2項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路更包含多個次諧振電容，且該多個次諧振電容之每一個次諧振電容對應連接於該多相分支之一相分支與該第一參考端之間，或連接於該多相分支之一相分支與該輸入電壓源之該正端點之間。
5. 如申請專利範圍第2項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多相分支之每一相分支更包含一個激磁電感串聯連接於該主諧振電容以及該諧振電感。
6. 如申請專利範圍第5項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多相分支之每一相分支的該激磁電感為該多個變壓器之一個變壓器的該激磁電感。
7. 如申請專利範圍第5項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多相分支之每一相分支的該激磁電感為與該多個變壓器之每一個變壓器之該初級繞組並聯的獨立電感。
8. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電路，更包含至少一輸出濾波電路連接於該複數個輸出整流電路與該負載之間，用以減小該輸出電壓之紋波。
9. 如申請專利範圍第8項所述之多相開關電源轉換電路，其中該輸出濾波電路包含一輸出電容連接於該複數個輸出整流電路。
10. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電路，其中該控制電路因應該輸出電壓產生多相之第一控制訊號，且該多相之第一控制訊號之間具有一相位差。
11. 如申請專利範圍第10項所述之多相開關電源轉換電路，其中該控制電路因應該輸出電壓產生多相之第二控制訊號，且該多相之第二控制訊號與對應該多相之第一控制訊號為互補關係。
12. 如申請專利範圍第11項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多相之第一控制訊號與第二控制訊號之開關頻率因應該輸出電壓而變化。
13. 如申請專利範圍第10項所述之多相開關電源轉換電路，其中該相位差為360度除以總相數。
14. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多個輸出整流電路為半波整流式或全波整流式電路。
15. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多個開關電路之每一個開關電路包含：一第一開關，該第一開關的第一端、第二端與控制端分別連接於該輸入電壓源之該正端點、該諧振網路對應之對稱端與該控制電路；以及一第二開關，該第二開關的第一端、第二端與控制端分別連接於該諧振網路對應之對稱端、該第一參考端與該控制電路；其中，該控制電路係因應該輸出電壓控制該多個開關電路之每一個開關電路之該第一開關與該第一開關導通或截止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網路。
16. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多個開關電路之每一個開關電路包含：一第三開關，連接於該輸入電壓源之該正端點與對應一相之第一連接端之間；一第四開關，連接於對應一相之第一連接端與該諧振網路對應之一對稱端之間；一第五開關，連接於該諧振網路對應之對稱端與對應一相之第二連接端之間；一第六開關，連接於對應一相之第二連接端與該第一參考端之間；一第一相電容，連接於對應一相之第一連接端與第二連接端之間；一第一分壓電容，連接於該輸入電壓源之該正端點與對應一相之第三連接端之間；一第二分壓電容，連接於對應一相之第三連接端與該第一參考端之間；一第一整流二極體，連接於對應一相之第三連接端與第一連接端之間；以及一第二整流二極體，連接於對應一相之第二連接端與第三連接端之間；其中，每一相之該第三開關、該第四開關、該第五開關以及該第六開關之控制端分別連接於該控制電路，且分別因應對應之控制訊號導通或截止，使該輸入電壓源之電能選擇性地經由該多個開關電路傳送至該諧振網路。
17. 一種多相開關電源轉換電路，用以接收一輸入電壓源之電能而產生一輸出電壓至一負載，且總相數大於等於三，該多相開關電源轉換電路包括：多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於該輸入電壓源之一正端點與一第一參考端；多個變壓器，每一個變壓器具有一初級繞組與一次級繞組；多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於該多個變壓器之其中一個變壓器之該次級繞組，用以整流而產生該輸出電壓至該負載；一諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端、多相分支與一環形電路，該環形電路之每一個環形接點連接於該多相分支對應之一相分支，且該諧振網路之每一個對稱端分別對應連接於該多個開關電路其中之一個開關電路之輸出側；以及一控制電路，分別連接於該多相開關電源轉換電路之輸出與該多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應該輸出電壓控制該多個開關電路導通或截止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網路。
18. 如申請專利範圍第17項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路包含多個主諧振電容與多個諧振電感。
19. 如申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電路，其中該環形電路由該多個主諧振電容互相環形連接構成。
20. 如申請專利範圍第19項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路更包含多個變壓器對應之一個變壓器之該初級繞組，該多相分支之每一相分支由該多個諧振電感對應之一個諧振電感與該多個變壓器對應之一個變壓器之該初級繞組互相串聯連接構成。
21. 如申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電路，其中該環形電路由該多個諧振電感互相環形連接構成。
22. 如申請專利範圍第21項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路更包含多個變壓器對應之一個變壓器之該初級繞組，該多相分支之每一相分支由該多個主諧振電容對應之一個主諧振電容與該多個變壓器對應之一個變壓器之該初級繞組互相串聯連接構成。
23. 如申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路更包含多個變壓器對應之一個變壓器之該初級繞組，該環形電路由該多個變壓器之每一個變壓器之該初級繞組互相環形連接構成。
24. 如申請專利範圍第23項所述之多相開關電源轉換電路，其中該多相分支之每一相分支由該多個主諧振電容對應之一個主諧振電容與該多個諧振電感對應之一個諧振電感互相串聯連接構成。
25. 如申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路更包含多個變壓器對應之一個變壓器之該初級繞組，該環形電路由該多個變壓器之每一個變壓器之該初級繞組，該多個主諧振電容對應之每一個主諧振電容以及該多個諧振電感對應之每一個諧振電感互相環形連接構成。
26. 一種多相開關電源轉換電路，用以接收一輸入電壓源之電能而產生一輸出電壓至一負載，且總相數大於等於三，該多相開關電源轉換電路包括：多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於該輸入電壓源之一正端點與一第一參考端；多個變壓器，每一個變壓器具有一初級繞組與一次級繞組；多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於該多個變壓器之其中一個變壓器之該次級繞組，用以整流而產生該輸出電壓至該負載；一諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端與一環形電路，該環形電路之每一個環形接點連接於該多個對稱端對應之一個對稱端，且該諧振網路之每一個對稱端分別對應連接於該多個開關電路其中之一個開關電路之輸出側；以及一控制電路，分別連接於該多相開關電源轉換電路之輸出與該多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應該輸出電壓控制該多個開關電路導通或截止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網路。
27. 如申請專利範圍第26項所述之多相開關電源轉換電路，其中該諧振網路包含多個主諧振電容與多個諧振電感，該環形電路由該多個主諧振電容與該多個諧振電感互相環形連接構成。