TWI683522B - 高頻分時多相電源轉換器 - Google Patents

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Abstract

一種高頻分時多相電源轉換器，包括電源、開關電路、第一諧振槽、無鐵芯變壓器、第二諧振槽、輸出整流電路、輸出負載電路及控制電路。開關電路包括並聯的第一半橋電路及第二半橋電路。第一諧振槽包括第一諧振電容、第一諧振電感及激磁電感。無鐵芯變壓器包括初級側線圈及次級側線圈。第二諧振槽包括第二諧振電容及第二諧振電感。輸出負載電路包括輸出電容及輸出負載。控制電路控制開關電路在多個開關狀態之間切換，且開關電路的第一上橋開關、第一下橋開關、第二上橋開關及第二下橋開關在切換週期中的導通狀態為互斥的。

Description

高頻分時多相電源轉換器
本發明涉及一種電源轉換器，特別是涉及一種高頻分時多相電源轉換器。
在電源市場中，直流轉直流的低功率電源轉換器佔了很大的比例，舉凡生活中所使用的手機、平板、筆記型電腦、遊戲機都需要使用到，因此效率的提升又顯得特別重要。
因應市場的需求及潮流，電路轉換器整體尺寸也朝向輕薄的方向發展，以不占空間、方便攜帶為目標。對切換式電源供應器而言，透過提升切換頻率可將產品體積輕薄化。
然而，現有切換式電源常用的鐵氣體材質變壓器鐵芯有頻率上的使用限制，而使得頻率的提昇幅度受到限制。此外，在高頻下，傳統以矽材料為基底的半導體元件擁有較大的寄生電容使得開關的切換較為緩慢，造成更多的切換損失。
故，如何通過轉換器設計的改良，來實現適用高頻操作的轉換器，並且能減少電路高頻操作之切換損耗及導通損耗，來克服上述的缺陷，已成為該項事業所欲解決的重要課題之一。
本發明所要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足提供一種高頻分時多相電源轉換器，能減少電路高頻操作之切換損 耗，並採用同步整流技術以減少導通損耗。
為了解決上述的技術問題，本發明所採用的其中一技術方案是，提供一種高頻分時多相電源轉換器，其包括電源、開關電路、第一諧振槽、無鐵芯變壓器、第二諧振槽、輸出整流電路、輸出負載電路及控制電路。開關電路耦接電源，包括並聯的第一半橋電路及第二半橋電路，第一半橋電路包括第一上橋開關及第一下橋開關，第二半橋電路包括第二上橋開關及第二下橋開關。第一諧振槽耦接開關電路，包括第一諧振電容、第一諧振電感及激磁電感。無鐵芯變壓器耦接第一諧振槽，包括初級側線圈及次級側線圈。第二諧振槽耦接無鐵芯變壓器，包括第二諧振電容及第二諧振電感。輸出整流電路耦接第二諧振槽，包括多個整流元件。輸出負載電路包括輸出電容及輸出負載。控制電路，用於控制開關電路在多個開關狀態之間切換，其中第一上橋開關、第一下橋開關、第二上橋開關及第二下橋開關在一切換週期中的各導通狀態為互斥的。
為了解決上述的技術問題，本發明所採用的另一技術方案是，提供一種高頻分時多相電源轉換器，其包括電源、開關電路、轉換電路、輸出負載電路及控制電路。開關電路耦接電源，包括相對於一第一共用端及一第二共用端並聯的多個第一開關。轉換電路耦接開關電路，包括二極體及電感。輸出負載電路耦接轉換電路包括輸出電容及輸出負載。控制電路用於控制開關電路在多個開關狀態之間切換，其中多個第一開關在一切換週期中的各導通狀態為互斥的。
本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的高頻分時多相電源轉換器，以無鐵芯平板變壓器做為主要傳送功率之架構，以達薄型、輕量化之目的，同時設置具備零電壓切換功能的初級側開關，以及於次級側採用同步整流技術，以減少電路高頻操作之切換損耗以及導通損耗。
本發明的另一有益效果在於，本發明所提供的高頻分時多相電源轉換器，於初、次級側開關方面以氮化鎵功率元件替換傳統矽材料功率開關，減少電源轉換器體積以及高頻的切換損耗，提升整體電路的功率密度，更藉由改善線圈繞製次序設計方式，減少線圈損耗，並提高變壓器耦合係數以提升傳輸效率。
為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。
1、2‧‧‧高頻分時多相電源轉換器
11、22‧‧‧開關電路
110‧‧‧第一半橋電路
112‧‧‧第二半橋電路
12‧‧‧第一諧振槽
13‧‧‧第二諧振槽
14、222‧‧‧輸出整流電路
140‧‧‧第一整流電路
142‧‧‧第二整流電路
15、25‧‧‧輸出負載電路
16、26‧‧‧控制電路
Q1‧‧‧第一上橋開關
Q2‧‧‧第一下橋開關
Q3‧‧‧第二上橋開關
Q4‧‧‧第二下橋開關
Bc1‧‧‧第一上下橋中心點
Bc2‧‧‧第二上下橋中心點
Coss1、Coss2、Coss3、Coss4‧‧‧電容
D1、D2、D3、D4‧‧‧整流二極體
D‧‧‧二極體
Vgs1‧‧‧第一開關訊號
Vgs2‧‧‧第二開關訊號
Vgs3‧‧‧第三開關訊號
Vgs4‧‧‧第四開關訊號
Vgs5、Vgs6、Vgs7、Vgs8‧‧‧控制訊號
Vds1‧‧‧第一導通電壓
Vds2‧‧‧第二導通電壓
Vds3‧‧‧第三導通電壓
Vds4‧‧‧第四導通電壓
RT‧‧‧無鐵芯平板變壓器
ILr‧‧‧諧振電感電流
IL‧‧‧電感電流
ID‧‧‧二極體電流
Vo‧‧‧輸出電壓
Q21、Q22、Q23、...、Q2N、Q31、Q32、Q33、...、Q3N‧‧‧開關
DT‧‧‧死區時間
Dmax‧‧‧最大工作週期
P1‧‧‧第一初級側繞組
P2‧‧‧第二初級側繞組
S1‧‧‧第一次級側繞組
S2‧‧‧第二次級側繞組
x、y‧‧‧串聯連接點
Rc1‧‧‧第一整流電路中心點
Rc2‧‧‧第二整流電路中心點
Vin‧‧‧電源
Vp‧‧‧電壓
Cp‧‧‧第一諧振電容
L‧‧‧電感
Lr1‧‧‧第一諧振電感
Lr2‧‧‧第二諧振電感
L1‧‧‧初級側線圈
L2‧‧‧次級側線圈
Lm‧‧‧激磁電感
Cs‧‧‧第二諧振電容
TR、220‧‧‧無鐵芯變壓器
Ts‧‧‧切換週期
rr1、rr2、rr3、rr4‧‧‧整流元件
Co‧‧‧輸出電容
RL‧‧‧輸出負載
為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。
圖1為本發明第一實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。
圖2為本發明另一實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。
圖3為本發明實施例的高頻分時多相電源轉換器的驅動訊號圖。
圖4為本發明又一實施例的高頻分時多相電源轉換器的同步整流控制訊號時序圖。
圖5為本發明的無鐵芯平板變壓器的四層板示意圖。
圖6為本發明第二實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。
圖7本發明第二實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。
圖8為本發明第三實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。
圖9本發明第三實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。
圖10為本發明第四實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。
圖11本發明第四實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。
圖12為本發明第五實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。
圖13本發明第五實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。
以下是通過特定的具體實施例來說明本發明所公開有關“高頻分時多相電源轉換器”的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所公開的內容瞭解本發明的優點與效果。本發明可通過其他不同的具體實施例加以施行或應用，本說明書中的各項細節也可基於不同觀點與應用，在不悖離本發明的構思下進行各種修改與變更。另外，本發明的附圖僅為簡單示意說明，並非依實際尺寸的描繪，事先聲明。以下的實施方式將進一步詳細說明本發明的相關技術內容，但所公開的內容並非用以限制本發明的保護範圍。
應當可以理解的是，雖然本文中可能會使用到“第一”、“第二”、“第三”等術語來描述各種元件或者信號，但這些元件或者信號不應受這些術語的限制。這些術語主要是用以區分一元件與另一元件，或者一信號與另一信號。另外，本文中所使用的術語“或”，應視實際情況可能包括相關聯的列出項目中的任一個或者多個的組合。
[第一實施例]
參閱圖1所示，本發明第一實施例提供一種高頻分時多相電源轉換器1，其包括電源Vin、開關電路11、第一諧振槽12、無鐵芯變壓器TR、第二諧振槽13、輸出整流電路14、輸出負載電路15及控制電路16。
開關電路11耦接電源Vin，包括並聯的第一半橋電路110及第二半橋電路112。第一諧振槽12耦接開關電路11，包括第一諧振電容Cp、第一諧振電感Lr1及激磁電感Lm。無鐵芯變壓器TR耦接第一諧振槽12，包括初級側線圈L1及次級側線圈L2。
第二諧振槽13耦接無鐵芯變壓器TR，包括第二諧振電容Cs及第二諧振電感Lr2。輸出整流電路14耦接第二諧振槽13，包括多個整流元件rr1、rr2、rr3及rr4。
輸出負載電路15包括輸出電容Co及輸出負載RL。控制電路15用於控制開關電路11在多個開關狀態之間切換，其中，第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4在一切換週期中的各導通狀態為互斥的。其中，第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2之間的第一上下橋中心點Bc1連接於第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4之間的第二上下橋中心點Bc2。
由於無鐵芯變壓器TR雖與一般變壓器同樣是由一、次級側繞組間的磁力線耦合傳送能量。一般變壓器耦合係數通常大於0.9，而無鐵芯變壓器TR的耦合係數遠小於一般變壓器。若耦合係數小於0.5，導致初、次級側漏感之比例，將大於激磁電感Lm，無法達到有效傳送功率之目的。為改善此問題，透過雙邊諧振技術的補償，於初級側諧振槽加入第一諧振電容Cr1，以產生符合次級側諧振頻率之正弦電源，而次級側也加入諧振技術，使得功率更有效傳輸。
在本發明中，於初級側選用半橋諧振轉換器架構，由於並聯諧振式與串、並聯諧振式轉換器，通常有較大的循環電流流動， 在諧振電感上也容易造成較大的損失，而於無線能量傳輸的電路中，串聯-串聯比起串聯-並聯在效率上有更明顯的優勢。因此，本發明將採用串聯-串聯諧振技術。串聯-串聯諧振電路應用架構類似於串聯諧振轉換器(Series Resonant Converter,SRC)或是LLC諧振轉換器(LLC Resonant Converter)。
其中，第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4為氮化鎵開關。需要說明的是，本發明以氮化鎵作為開關元件的諧振式電路，為了使電路效率提高，降低開關切換損耗，會將電路設計至電感性區間，以達成零電壓切換之目的。
分時多相電源轉換器1可如圖2所示，圖2為本發明另一實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。其中，第一半橋電路110包括第一上橋開關Q1及第一下橋開關Q2，第二半橋電路112包括第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4。而電容Coss1、Coss2、Coss3及Coss4分別為第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4的開關輸出電容。此處，輸出整流電路14包括並聯的第一整流電路140及第二整流電路142，第一整流電路140包括整流元件rr1及整流元件rr3，第二整流電路142包括整流元件rr2及整流元件rr4，且整流元件rr1及整流元件rr3之間的第一整流電路中心點Rc1耦接於該第二諧振槽13的一端，整流元件rr2及整流元件rr4之間的第二整流電路中心點Rc2耦接於第二諧振槽13的第二端。在本實施例中，整流元件rr1、rr2、rr3及rr4為整流二極體D1、D2、D3及D4。
詳細而言，本發明採用此架構與半橋諧振轉換器亦是利用諧振技術，使得第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4在導通時，可達到零電壓切換之目的。為了讓第一諧振槽12能達到更高的頻率，其控制方式為第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關 Q4開關訊號依序導通，利用相移方式讓每個開關訊號相差90度，且不會有兩個以上的開關於同一時序下導通，亦即，第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4彼此的導通狀態為互斥的。因為使用此控制方法，而工作週期(Duty Cycle)與傳統半橋串聯諧振轉換器為50%不同，須減少至25%以下，才能避免第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4中有兩個開關同時導通之情況。
請參考圖3，其為本發明實施例的高頻分時多相電源轉換器的驅動訊號圖。如圖3中的第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4的第一開關訊號Vgs1、第二開關訊號Vgs2、第三開關訊號Vgs3及第四開關訊號Vgs4所示，當第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2依序導通或截止時間，可視為第一諧振槽12的操作頻率為第一開關訊號Vgs1、第二開關訊號Vgs2的兩倍。
另外，在圖3所示的簡易時序圖中，如第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4的第一導通電壓Vds1、第二導通電壓Vds2、第三導通電壓Vds3及第四導通電壓Vds4所示，第二上橋開關Q3的電容Coss3因為與電容Coss1並聯，所以電容Coss1上的電壓波形與電容Coss3之電壓波形相同。
同樣的，第一下橋開關Q2的電容Coss2與第二下橋開關Q4的電容Coss4的電壓波型相同。當第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2的開關訊號結束之後，接著第二上橋開關Q3、第二下橋開關Q4接續動作，可觀察到電容Coss1、Coss3、Coss2、Coss4在第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2動作時皆為相同的電壓波形。第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4的開關訊號結束為一個週期循環，則第一諧振槽12與第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下 橋開關Q4上的電壓已重複了相同的動作區間，可視為第一諧振槽12的操作頻率為第一開關訊號Vgs1、第二開關訊號Vgs2、第三開關訊號Vgs3及第四開關訊號Vgs4的兩倍。透過上述之動作，可得分時多相架構是兩個以上的半橋電路以訊號錯相之方式驅動同一諧振槽，使得第一諧振槽12可達到頻率加倍、甚至三倍以上之目的。
當本發明實施例的高頻分時多相電源轉換器1操作在固定增益點上，其特性為電感性區間。而操作在此電路區間時，電路動作與半橋串聯諧振轉換器SRC狀態相似，並且輸出電壓不會產生太大變動，也會隨著負載電流增大進而達成零電壓切換之目的。而當分時多相電源轉換器1操作於此範圍時，可達到初次側開關零電壓切換之功能。
藉此，在本發明的高頻分時多相電源轉換器中，主功率架構為兩組半橋轉換器開關並聯，並透過開關控制使得諧振槽操作於初級側開關訊號倍數的頻率訊號，且初級側開關具零電壓切換功能，減少電路高頻操作之切換損耗。因此，整體電路可工作於更高切換頻率，同時更透過雙邊諧振技術，補償其電路的虛功率，增加整體傳輸效率。
在如圖2的實施例中，整流二極體D1、D2、D3及D4可採用蕭特基二極體(Schottky Diodes))做為次級側整流二極體。然而，二極體作為整流器時會因為導通所產生的電壓降使得導通損耗隨輸出電流增大。在另一實施例中，為了減少導通損失，解決元件熱的問題，提升轉換器的效率，將利用導通電阻較小的氮化鎵開關電晶體來取代蕭特基二極體，例如，整流元件rr1、整流元件rr2、整流元件rr3及整流元件rr4可以氮化鎵開關作為同步整流的整流開關，用以減少導通損失。
在本發明的高頻分時多相電源轉換器中，針對其操作頻率範圍，變壓器TR的初級側任何時候皆有電流通過，在整個工作週期 中都是處於傳送能量的狀態。如同半橋諧振轉換器電路SRC(Region1)的操作原理，所以加入同步整流並不會如同LLC-SRC(Region2)，可能產生輸出電流逆灌之情形。
LLC-SRC之動作原理與本發明有相當大的差異，故同步整流訊號部分將不贅述。採用同步整流的整流開關與整流二極體D1、D2、D3及D4不同之處在於，當同步整流開關截止時，變壓器TR的初級側仍然有電流流入，所以次級側流出的電流會改由同步整流開關的源、汲極來接續，因此要注意同步整流開關的源、汲極所擺放之位置必須與原本整流二極體D1、D2、D3及D4相同。
請參閱如圖4所示，其為本發明一實施例的高頻分時多相電源轉換器的同步整流控制訊號時序圖。如圖所示，其顯示了操作於此電路之電感性範圍正確的同步整流訊號，其中，控制電路16進一步控制整流元件rr1、rr4與第一上橋開關Q1及第二上橋開關Q3同步導通，且控制整流元件rr2、rr3與第一下橋開關Q2及第二下橋開關Q4同步導通。
更詳細而言，同步整流元件rr1、rr4之控制訊號Vgs5、Vgs8必須與相對應的第一上橋開關Q1及第二上橋開關Q3之第一開關訊號Vgs1及第三開關訊號Vgs3延遲導通且提前截止。而整流元件rr2、rr3之控制訊號Vgs6、Vgs7必須與相對應的主電路第一下橋開關Q2及第二下橋開關Q4的第二開關訊號Vgs2及第四開關訊號Vgs4也須延遲導通及提前截止。
類似的，在第一上橋開關Q1、第一下橋開關Q2、第二上橋開關Q3及第二下橋開關Q4皆為截止的區間稱為死區時間(Dead time)DT。死區時間DT是用來避免第一上橋開關關Q1尚未完全截止，而第一下橋開關Q2導通造成輸入電壓Vin短路的狀況。
此外，請參閱圖6，其為本發明的無鐵芯平板變壓器的四層板示意圖。如圖所示，本發明實施例中還採用了無鐵芯平板變壓器RT，其是以兩個螺旋線圈所組成，為了在有限的面積下增加電感 值，採用線圈串聯之形式，增加其電感值。其中，初級側線圈L1包括第一初級側繞組P1及第二初級側繞組P2，次級側線圈L2包括第一次級側繞組S1及第二次級側繞組S2，並且，第一初級側繞組P1及第二初級側繞組P2通過串聯連接點x，並利用灌孔(Via)進行串聯，第一次級側繞組S1及第二次級側繞組S2通過串聯連接點y，並利用灌孔(Via)進行串聯。
此外，為了將耦合係數提高，通過將初級側與次級側線圈放置到同一塊印刷電路板的四層(Layer)板內，以減少兩線圈之間的氣隙。以上述之方式將初、次級側濃縮至同一塊電路板中，除了可以縮小變壓器整體體積，並且將耦合係數增加，增加其功率傳輸之效率。再者，初級側、次級側線圈繞製次序，兩者之間的排列對於變壓器內部磁動勢分布、耦合係數、線圈損耗皆有影響，較佳者，可採用PSSP的交錯繞組方式，其擁有最高的耦合係數，並具有最小的損耗。
藉此，可知本發明的高頻分時多相架構可運用在諧振式轉換器及脈寬調變轉換器中，當頻率達到夠高時更可達到無鐵芯變壓器設計來降低傳統變壓器所產生的鐵芯損耗。
[第二實施例]
參閱圖7所示，圖7為本發明第二實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。本發明第二實施例提供一種高頻分時多相電源轉換器2，其包括電源Vin、開關電路21、轉換電路22、輸出負載電路25及控制電路26。
開關電路21耦接電源Vin，包括相對於第一共用端N21及一第二共用端N22並聯的多個開關Q21、Q22、...、Q2N。轉換電路22耦接開關電路21，包括二極體D及電感L，而輸出負載電路25，耦接轉換電路22，包括輸出電容Co及輸出負載RL。
在本實施例中，高頻分時多相電源轉換器2為一非隔離式降 壓型直流轉換器，如圖所示，電感L的一端耦接二極體D2的一端，電感L的另一端耦接輸出電容Co及輸出負載RL，開關電路21的第一共用端N21耦接電源Vin以及電感L與二極體D2之間的第一節點N1，而第二共用端N22接地。
類似於前述實施例，控制電路26可用於控制開關電路21在多個開關狀態之間切換，其中，開關Q21、Q22、...、Q2N在切換週期中的各導通狀態為互斥的。
詳細而言，可參考圖8所示，圖8本發明第二實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。在N為3的情況下，開關Q21、Q22、Q23可為功率開關，且開關Q21、Q22、Q23在切換週期Ts中的各導通狀態為互斥的。當開關Q21、Q22、Q23的其中之一導通時，電源Vin將會提供至輸出負載RL，而此時電感電流IL會順向流經電感L，由於開關Q21、Q22、Q23中導通的其中之一會處在飽和情況，此時二極體D的陰極的電位大約會等於電源Vin的輸入電壓，因此，二極體D此時處在逆向偏壓狀態，且輸出電容Co將會被充電。另一方面，當開關Q21、Q22、Q23均在截止狀態時，電感L上的電壓極性被反轉，而使二極體D處在順向偏壓的狀態，並具有二極體電流ID，而輸出電容Co中儲存的能量可經由二極體D及電感L釋放至輸出負載RL上。在此實施例中，由於電感L及二極體D的操作週期為切換週期Ts除上開關Q21至Q2N的數量，亦即N，因此頻率亦會是開關Q21至Q2N的N倍，因此可降低電感L及二極體D的面積。
此外，可通過控制電路26以脈寬調變控制開關Q21至Q2N的導通時間，其可為最大工作週期Dmax除上開關Q21至Q2N的數量。
[第三實施例]
參閱圖9所示，圖9為本發明第三實施例的高頻分時多相電 源轉換器的電路架構圖。本發明第三實施例提供一種高頻分時多相電源轉換器2，其包括電源Vin、開關電路21、轉換電路22、輸出負載電路25及控制電路26。
開關電路21耦接電源Vin，包括相對於第一共用端N21及一第二共用端N22並聯的多個開關Q21、Q22、...、Q2N。轉換電路22耦接開關電路21，包括二極體D及電感L，而輸出負載電路25，耦接轉換電路22，包括輸出電容Co及輸出負載RL。
在本實施例中，高頻分時多相電源轉換器2為一非隔離式升壓型直流轉換器，如圖所示，電感L的一端耦接電源Vin，電感L的另一端耦接二極體D2的一端，二極體D2的另一端耦接輸出電容Co及輸出負載RL，開關電路21的第一共用端N21耦接電感L與二極體D2之間，而第二共用端N22接地。
類似於前述實施例，控制電路26可用於控制開關電路21在多個開關狀態之間切換，其中，開關Q21、Q22、...、Q2N在切換週期中的各導通狀態為互斥的。
詳細而言，可參考圖10所示，圖10本發明第三實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。在N為3的情況下，開關Q21、Q22、Q23可為功率開關，且開關Q21、Q22、Q23在切換週期Ts中的各導通狀態為互斥的。當開關Q21、Q22、Q23的其中之一導通時，由電源Vin所得的能量將儲存在電感L上，此時二極體D的陽極的電位會小於電源Vin的輸入電壓，因此，二極體D此時處在逆向偏壓狀態，而由輸出電容Co提供輸出電流至輸出負載RL上。另一方面，當開關Q21、Q22、Q23均在截止狀態時，電感L的電感電流IL將繼續流通，而電感L改變磁場進而改變電壓極性，而使二極體D處在順向偏壓的狀態，並具有二極體電流ID，同時儲存於電感L的能量會產生輸出電流並經由二極體D釋放至輸出負載RL上。在此實施例中，由於電感L及二極體D的操作週期為切換週期Ts除上開關Q21至Q2N的數量， 亦即N，因此頻率亦會是開關Q21至Q2N的N倍，因此可降低電感L及二極體D的面積。
類似的，可通過控制電路26以脈寬調變控制開關Q21至Q2N的導通時間，其可為最大工作週期Dmax除上開關Q21至Q2N的數量。
[第四實施例]
參閱圖11所示，圖11為本發明第四實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。本發明第四實施例提供一種高頻分時多相電源轉換器2，其包括電源Vin、開關電路21、轉換電路22、輸出負載電路25及控制電路26。
開關電路21耦接電源Vin，包括相對於第一共用端N21及一第二共用端N22並聯的多個開關Q21、Q22、...、Q2N。轉換電路22耦接開關電路21，包括二極體D及電感L2m，而輸出負載電路25，耦接轉換電路22，包括輸出電容Co及輸出負載RL。
在本實施例中，高頻分時多相電源轉換器2為一隔離式反馳型直流轉換器，如圖所示，轉換電路22更包括無鐵芯變壓器220，包括初級側線圈L1及次級側線圈L2。其中，電感L2m的一端耦接電源Vin及初級側線圈L1的一端，且電感L2m的另一端耦接初級側線圈L1的另一端及開關電路21的第一共用點N21，第二共用點N22耦接接地端。另一方面，二極體D的一端耦接次級側線圈L2的一端，二極體D的另一端耦接輸出電容Co及輸出負載RL。
類似於前述實施例，控制電路26可用於控制開關電路21在多個開關狀態之間切換，其中，開關Q21、Q22、...、Q2N在切換週期中的各導通狀態為互斥的。
詳細而言，可參考圖12所示，圖12本發明第四實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。在N為3的情況下， 開關Q21、Q22、Q23可為功率開關，且開關Q21、Q22、Q23在切換週期Ts中的各導通狀態為互斥的。當開關Q21、Q22、Q23的其中之一導通時，無鐵芯變壓器220的初級側線圈L1漸漸的會有電流流過，而能量儲存於其中。然而，由於無鐵芯變壓器220的初級側線圈L1與次級側線圈L2的極性是相反的，二極體D處在逆向偏壓狀態，如圖15的二極體電流ID所示，此時能量並未轉移至輸出負載RL，而輸出電容Co則用來提供輸出能量。
在開關Q21、Q22、Q23導通期間，能量儲存於無鐵芯變壓器220中，此時僅有初級側線圈L1是在觸發(Active)狀態，因此無鐵芯變壓器220可視為串聯電感器，並且在導通期間，初級側線圈L1的電流會線性增加，可由圖15的電流IQN得知。
而當在開關Q21、Q22、Q23截止時，初級側線圈L1的電流會降為零。當磁通密度向負方向改變時，初級側線圈L1與次級側線圈L2的極性將會反轉，而使得二極體D變為順向偏壓狀態而導通，而磁化電流將會轉移至次級側線圈L2，換言之，無鐵芯變壓器220的能量會經由二極體D，傳送至輸出電容Co及輸出負載RL上。
類似的，由於電感L及二極體D的操作週期為切換週期Ts除上開關Q21至Q2N的數量，亦即N，因此頻率亦會是開關Q21至Q2N的N倍，因此可降低電感L及二極體D的面積。
類似的，可通過控制電路26以脈寬調變控制開關Q21至Q2N的導通時間，其可為最大工作週期Dmax除上開關Q21至Q2N的數量。
[第五實施例]
參閱圖13所示，圖13為本發明第五實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路架構圖。本發明第五實施例提供一種高頻分時多相電源轉換器2，其包括電源Vin、開關電路21、轉換電路22、 輸出負載電路25及控制電路26。
開關電路21耦接電源Vin，包括相對於第一共用端N21及一第二共用端N22並聯的多個開關Q21、Q22、...、Q2N。開關電路21更包括相對於第一共用點N21及第三共用點N23並聯的多個開關Q31、Q32、...、Q3N，且第三共用點N23耦接電源Vin，第二共用點N22耦接接地端。
轉換電路22耦接開關電路21，包括二極體D及電感L2m，而輸出負載電路25，耦接轉換電路22，包括輸出電容Co及輸出負載RL。
在本實施例中，高頻分時多相電源轉換器2為一隔離式半橋型直流轉換器，如圖所示，轉換電路22更包括諧振槽221，耦接第一共用點N21，包括諧振電容Cr、諧振電感Lr及激磁電感Lm。
轉換電路22還包括無鐵芯變壓器220，包括初級側線圈L1及次級側線圈L2。其中，電感L2m與初級側線圈L1相對於第一共用點N21及第二共用點N22並聯。另一方面，轉換電路22還包括整流電路222，耦接無鐵芯變壓器220及輸出負載電路25，包括多個整流元件，多個整流元件可包括二極體D1、D2、D3及D4。需要說明的是，諧振槽221、無鐵芯變壓器220及整流電路222類似於第一實施例中對應的電路，其運作亦與第一實施例中描述的相同，故不在此贅述。
類似於前述實施例，控制電路26可用於控制開關電路21在多個開關狀態之間切換，其中，開關Q21、Q22、...、Q2N在切換週期中的各導通狀態為互斥的。
詳細而言，可參考圖14所示，圖14本發明第五實施例的高頻分時多相電源轉換器的電路動作時序圖。在N為3的情況下，開關Q21、Q22、Q23、Q31、Q32、Q33可為功率開關，且開關Q21、Q22、Q23、Q31、Q32、Q33在切換週期Ts中的各導通狀態為互斥的，且激磁電感Lm的電壓Vp及諧振電感Lr的諧振電 感電流ILr如圖所示。其中，開關Q21、Q22、Q23、Q31、Q32、Q33的切換機制類似於第一實施例的說明，故不在此贅述。
類似的，由於諧振電感Lr的操作週期為切換週期Ts除上開關Q21至Q2N或Q31至Q3N的數量，亦即N，因此頻率亦會是開關Q21至Q2N或Q31至Q3N的N倍，因此可降低諧振電感Lr的面積。
類似的，可通過控制電路26以脈寬調變控制開關Q21至Q2N及Q31至Q3N的導通時間，其可為最大工作週期Dmax除上開關Q21至Q2N及Q31至Q3N的數量。
本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的高頻分時多相電源轉換器，通過並聯多個開關的開關電路，可適用於各種降低電源轉換器中降低被動元件的面積，此外，以無鐵芯平板變壓器做為主要傳送功率之架構，以達薄型、輕量化之目的，同時設置具備零電壓切換功能的初級側開關，以及於次級側採用同步整流技術，以減少電路高頻操作之切換損耗以及導通損耗。
本發明的另一有益效果在於，本發明所提供的高頻分時多相電源轉換器，於初、次級側開關方面以氮化鎵功率元件替換傳統矽材料功率開關，減少電源轉換器體積以及高頻的切換損耗，提升整體電路的功率密度，更藉由改善線圈繞製次序設計方式，減少線圈損耗，並提高變壓器耦合係數以提升傳輸效率。
以上所公開的內容僅為本發明的優選可行實施例，並非因此侷限本發明的申請專利範圍，所以凡是運用本發明說明書及圖式內容所做的等效技術變化，均包含於本發明的申請專利範圍內。
1‧‧‧高頻分時多相電源轉換器
11‧‧‧開關電路
110‧‧‧第一半橋電路
112‧‧‧第二半橋電路
12‧‧‧第一諧振槽
13‧‧‧第二諧振槽
14‧‧‧輸出整流電路
140‧‧‧第一整流電路
142‧‧‧第二整流電路
15‧‧‧輸出負載電路
16‧‧‧控制電路
Q1‧‧‧第一上橋開關
Q2‧‧‧第一下橋開關
Q3‧‧‧第二上橋開關
Q4‧‧‧第二下橋開關
Bc1‧‧‧第一上下橋中心點
Bc2‧‧‧第二上下橋中心點
Coss1、Coss2、Coss3、Coss4‧‧‧電容
Vo‧‧‧輸出電壓
Rc1‧‧‧第一整流電路中心點
Rc2‧‧‧第二整流電路中心點
Vin‧‧‧電源
Cp‧‧‧第一諧振電容
Lr1‧‧‧第一諧振電感
Lr2‧‧‧第二諧振電感
L1‧‧‧初級側線圈
L2‧‧‧次級側線圈
Lm‧‧‧激磁電感
Cs‧‧‧第二諧振電容
TR‧‧‧無鐵芯變壓器
rr1、rr2、rr3、rr4‧‧‧整流元件
Co‧‧‧輸出電容
RL‧‧‧輸出負載

Claims (14)

  1. 一種高頻分時多相電源轉換器，其包括：一電源；一開關電路，耦接該電源，包括並聯的一第一半橋電路及一第二半橋電路，該第一半橋電路包括一第一上橋開關及一第一下橋開關，該第二半橋電路包括一第二上橋開關及一第二下橋開關；一第一諧振槽，耦接該開關電路，包括一第一諧振電容、一第一諧振電感及一激磁電感；一無鐵芯變壓器，耦接該第一諧振槽，包括一初級側線圈及一次級側線圈；一第二諧振槽，耦接該無鐵芯變壓器，包括一第二諧振電容及一第二諧振電感；一輸出整流電路，耦接該第二諧振槽，包括多個整流元件；一輸出負載電路，包括一輸出電容及一輸出負載；以及一控制電路，用於控制該開關電路在多個開關狀態之間切換，其中該第一上橋開關、該第一下橋開關、該第二上橋開關及該第二下橋開關在一切換週期中的各導通狀態為互斥的，其中該第一上橋開關及該第一下橋開關之間的一第一上下橋中心點連接於該第二上橋開關及該第二下橋開關之間的一第二上下橋中心點。
  2. 如請求項1所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該第一上橋開關、該第一下橋開關、該第二上橋開關及該第二下橋開關為氮化鎵開關。
  3. 如請求項1所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該輸出整流電路包括並聯的一第一整流電路及一第二整流電路，該第一整 流電路包括一第一整流元件及一第二整流元件，該第二整流電路包括一第三整流元件及一第四整流元件，且該第一整流元件及該第二整流元件之間的一第一整流電路中心點耦接於該第二諧振槽的一第一端，該第三整流元件及該第四整流元件之間的一第二整流電路中心點耦接於該第二諧振槽的一第二端。
  4. 如請求項3所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該第一整流元件、該第二整流元件、該第三整流元件及該第四整流元件為整流二極體。
  5. 如請求項4所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該整流二極體為蕭特基二極體(Schottky Diodes)。
  6. 如請求項3所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該第一整流元件、該第二整流元件、該第三整流元件及該第四整流元件為氮化鎵開關。
  7. 如請求項6所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該控制電路進一步控制該第一整流元件及該第四整流元件與該第一上橋開關及該第二上橋開關同步導通，且控制該第二整流元件及該第三整流元件與該第一下橋開關及該第二下橋開關同步導通。
  8. 如請求項7所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該控制電路進一步控制該第一整流元件及該第四整流元件於該第一上橋開關及該第一下橋開關的導通狀態中延遲導通並提前截止，且進一步控制該第二整流元件及該第三整流元件於該第二上橋開關及該第二下橋開關的導通狀態中延遲導通並提前截止。
  9. 如請求項1所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該第一上橋開關、該第一下橋開關、該第二上橋開關及該第二下橋開關在該切換週期中的導通狀態時間分別為該切換週期的25%以下。
  10. 一種高頻分時多相電源轉換器，其包括：一電源；一開關電路，耦接該電源，包括相對於一第一共用端及一第二共用端並聯的多個第一開關；一轉換電路，耦接該開關電路，包括一二極體及一電感；一輸出負載電路，耦接該轉換電路，包括一輸出電容及一輸出負載；一控制電路，用於控制該開關電路在多個開關狀態之間切換，其中多個該第一開關在一切換週期中的各導通狀態為互斥的。
  11. 如請求項10所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該電感的一端耦接該二極體的一端，該電感的另一端耦接該輸出電容及該輸出負載，該開關電路的該第一共用端耦接該電源及該電感與該二極體之間的一第一節點，該第二共用端耦接一接地端。
  12. 如請求項10所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該電感的一端耦接該電源，該電感的另一端耦接該二極體的一端，該二極體的另一端耦接該輸出電容及該輸出負載，該開關電路的該第一共用端耦接該電源及該電感與該二極體之間，且該第二共用端耦接一接地端。
  13. 如請求項10所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該轉換電路更包括：一無鐵芯變壓器，包括一初級側線圈及一次級側線圈；其中該電感的一端耦接該電源及該初級側線圈的一端，且該電感的另一端耦接該初級側線圈的另一端及該開關電路的該第一共用點，該第二共用點耦接一接地端，以及 其中該二極體的一端耦接該次級側線圈，該二極體的另一端耦接該輸出電容及該輸出負載。
  14. 如請求項10所述的高頻分時多相電源轉換器，其中該開關電路更包括相對於該第一共用點及一第三共用點並聯的多個第二開關，且該第三共用點耦接該電源，該第二共用點耦接一接地端；其中該轉換電路更包括：一諧振槽，耦接該第一共用點，包括一諧振電容、一諧振電感及該電感；一無鐵芯變壓器，耦接該諧振槽，包括一初級側線圈及一次級側線圈；以及一整流電路，耦接該無鐵芯變壓器及該輸出負載電路，包括多個整流元件，其中該二極體的一端耦接該次級側線圈，該二極體的另一端耦接該輸出電容及該輸出負載。
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