JP2001238373A - 非接触電力伝達装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】回路構成を複雑化することなく負荷電流の広い
範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる安
価な非接触電力伝達装置を提供する。 【解決手段】分離可能なトランスＴの２次側に２次巻線
ｎ２の出力を全波整流する整流回路２が設けられてい
る。トランスＴの２次巻線ｎ２には、コンデンサＣ２が
並列接続されている。負荷５へ供給する負荷電流範囲の
最大値を規定するためにトランスＴの１次巻線ｎ１の両
端電圧の極性反転時点とコンデンサＣ２の両端電圧が極
大値、極小値となる時点とが略一致することを第１の条
件とし、負荷５へ供給する負荷電流範囲の最小値を規定
するために１次巻線の両端電圧の極性反転時点とコンデ
ンサＣ２の放電が完了する時点とが略一致することを第
２の条件とし、上記第１の条件及び上記第２の条件を同
時に満たすようにコンデンサＣ２の容量値を設定してあ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、１次巻線と２次巻
線との間が分離可能なトランスを備え、１次巻線が巻回
されたコアと２次巻線が巻回されたコアとが非接触の状
態でトランスの１次側から２次側へ電力を伝達する非接
触電力伝達装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、１次巻線が巻回された１次側
コアと２次巻線が巻回された２次側コアとで、１次巻線
と２次巻線との間が分離可能なトランスを構成し、１次
側コアと２次側コアとが非接触の状態で電磁誘導を利用
してトランスの１次側から２次側へ電力を伝達する非接
触電力伝達装置の実用化が各所で行われている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
非接触電力伝達装置は、トランスの２次側の出力端子間
に接続される負荷が特定されているものが大半であり、
出力端子間に接続可能な負荷として、複数種類の負荷を
対象としたり、１種類の負荷であっても負荷電流が大き
く変化するような負荷を対象とした非接触電力伝達装置
の実用化例は見当たらない。

【０００４】ところで、この種の非接触電力伝達装置
は、電力供給側となる上記トランスの１次側と出力端子
間に負荷が接続される２次側との間に電気的絶縁物が介
在した状態で１次側から２次側へ電力を伝送するもので
あるから、トランスの磁気結合度が低く、２次巻線に鎖
交する磁束が１次巻線で発生する総磁束よりも少なくな
るとともに、漏れ磁束による漏れインダクタンスが生じ
ている。

【０００５】ここにおいて、この種のトランスの１次巻
線へ供給される高周波交流電圧の周波数は一般に可聴域
周波数以上の周波数（つまり、約２０ｋＨｚ以上の周波
数）であるが、上記分離可能なトランスは磁気結合度が
低く漏れインダクタンスがあるので、２次巻線の誘起電
圧が低下するとともに漏れインダクタンスによる誘導リ
アクタンスでの電圧降下が生じるから、結果として、負
荷へ供給される電圧（負荷電圧）が所望の負荷電圧より
も小さくなったり、負荷へ流れる電流（負荷電流）が所
望の負荷電流よりも小さくなったりすることがある。

【０００６】具体例で説明すると、負荷電圧が一定で負
荷電流が種々異なる複数種類の機器を負荷の対象とする
場合、負荷電流が大きな負荷ほど、負荷の両端電圧が低
下してしまい、機器本来の性能を発揮できなくなる。

【０００７】一例として、図２４（ａ）に示すように分
離可能なトランスＴの２次側に設けた整流回路２及びチ
ョークコイルＬ_CHを通して可変抵抗よりなる負荷５へ負
荷電流Ｉを供給する回路について説明する。なお、整流
回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの
２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２
次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のア
ノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同
士を接続してある。

【０００８】両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士の
接続点と２次巻線ｎ２のセンタタップ１０との間にはチ
ョークコイルＬ_CHと負荷５との直列回路が接続され、負
荷５にはコンデンサＣ３が並列接続されている。

【０００９】図２４（ａ）に示す回路において、チョー
クコイルＬ_CHのインダクタンス値を１００μＨ、負荷５
に並列接続されたコンデンサＣ３の容量値を１００μ
Ｆ、トランスＴの１次側コア８と２次側コア９との間の
ギャップｇを２ｍｍとし、１次巻線ｎ１に図２４（ｂ）
に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚ
の方形波状の高周波交流電圧を印加する場合、負荷５の
抵抗値を種々変化させて負荷電圧（出力電圧）−負荷電
流特性と、負荷電力−負荷電流特性とを測定すると、図
２６に示すような特性が得られる。ここに、図２６は横
軸が負荷電流Ｉ、左側の縦軸が負荷電圧Ｖ₅、右側の縦
軸が負荷電力Ｐであって、同図中のイが負荷電圧、ロが
負荷電力を示す。

【００１０】なお、トランスＴは、図２５に示すような
構成を有し、１次巻線ｎ１がＵ型の１次側コア８の脚部
２箇所に分けて巻回され、２次巻線ｎ２がＵ型の２次側
コア９の脚部２箇所に分けて巻回され、２次巻線ｎ２の
中点にセンタタップ１０が設けられている。ここに、こ
のトランスＴの１次側のコイル端子Ａ−Ａ’側から見た
インダクタンス値は１１２μＨ、２次側のコイル端子Ｂ
−Ｂ’から見たインダクタンス値は４２μＨ、１次巻線
ｎ１と２次巻線ｎ２との相互インダクタンス値は９１μ
Ｈである。

【００１１】図２６から、負荷電流Ｉが増加すると負荷
電圧Ｖ₅はほぼ単調に減少し、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉ
が大きくなるにつれて増加量が小さくなっている（飽和
している）ことが分かる。

【００１２】また、負荷５への充電を行う非接触電力伝
達装置では、トランスＴの漏れインダクタンスによる影
響を打ち消し合ってトランスＴの１次側から２次側へ取
り出す有効電力を増加させる（すなわち、負荷整合によ
る力率の改善）ためにトランスＴの２次巻線ｎ２に並列
若しくは直列にコンデンサ（整合用のコンデンサ）が接
続されている。

【００１３】このような整合用のコンデンサを設けるこ
とによって、一定の負荷に対しては、電力伝送効率が大
幅に向上するので、装置の小型化を図ることができる。
したがって、整合用のコンデンサは非接触電力伝達装置
の実用化にあたっての重要な構成要素となっている。

【００１４】しかしながら、上述の整合用のコンデンサ
を設けた非接触電力伝達装置では、負荷電流Ｉが大きく
変化する負荷に対しては、整合用のコンデンサを設けて
いない場合に比べて負荷電圧Ｖ₅が顕著に低下してしま
うという不具合があった。

【００１５】例えば、上述の図２４（ａ）と略同じ回路
構成であって、図２７（ａ）に示すように、分離可能な
トランスＴの２次巻線ｎ２に整合用のコンデンサＣ２を
並列接続したものにおいて、トランスＴの１次巻線ｎ１
へ図２７（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数
が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を供給し、
可変抵抗よりなる負荷５の抵抗値を種々変化させると、
図２９に示すような負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特
性と負荷電力−負荷電流特性が得られる。ここに、図２
９は横軸が負荷電流Ｉ、左側の縦軸が負荷電圧Ｖ₅、右
側の縦軸が負荷電力Ｐであって、同図中のイが負荷電
圧、ロが負荷電力を示す。なお、以下では、（負荷電圧
Ｖ５の変化幅）／（負荷電流の変化幅）で求められる値
を電圧変化率と称す。

【００１６】図２９から、負荷電圧Ｖ₅は負荷電流Ｉが
増加するほど電圧変化率が大きくなっていることが分か
る。また、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉが増加すると、ある
負荷電流値でピークを持つ特性となっていることが分か
る。さらに、負荷電流Ｉが非常に小さい負荷電流領域で
は、負荷電圧Ｖ₅が大きくなっていることが分かる。

【００１７】なお、図２７（ａ）に示す回路においてト
ランスＴの２次巻線ｎ２に誘起される電圧を使った２次
側換算された等価回路は図２８に示すように表すことが
できる。ここで、図２７（ａ）における２次巻線ｎ２の
ダイオードＤ２が接続された一端とセンタタップ１０と
の間の部分が図２８における高周波交流電源１ａとイン
ダクタンスＬ０３とで等価的に表され、２次巻線ｎ２の
他端とセンタタップ１０との間の部分が図２８における
高周波交流電源１ｂとインダクタンスＬ０４とで表され
ている。

【００１８】図２９に示した特性を有する非接触電力伝
達装置において、負荷電圧（入力電圧）が同じで電力が
異なる複数種類の負荷、すなわち負荷電流が異なる負荷
に対して負荷電圧を定電圧化（安定化）する方法として
は、トランスＴの２次側で負荷電圧を検出し、該検出電
圧と基準値とを比較して誤差増幅し、誤差増幅された信
号をトランスＴの１次側に非接触で伝送し、トランスＴ
の１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の振幅や周
波数、デューティなどを制御するフィードバック制御回
路を設ける方法や、トランスＴの２次側に独立した安定
化電源回路を設けてこれを負荷へ接続する方法などが考
えられる。

【００１９】しかしながら、このようなフィードバック
制御回路や安定化電源回路を設けると、部品点数が増加
するとともにコストが高くなってしまう。ここにおい
て、フィードバック制御回路や安定化電源回路を設けて
いない状態での負荷電圧の安定度が良好なほど、これら
の回路を設けたことによる効果が高まり、追加する部品
点数の削減が期待できる。

【００２０】このため、フィードバック制御回路を追加
することなしに、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電
圧（出力電圧）を一定化することができ比較的簡単な回
路構成で安価な非接触電力伝達装置の開発が望まれてい
た。

【００２１】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、回路構成を複雑化することなく負荷
電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化すること
ができる安価な非接触電力伝達装置を提供することにあ
る。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、１次巻線と２次巻線との間が分
離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続
されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線へ高周
波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ
電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供
給する負荷電流範囲の最大値を規定するために上記１次
巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端
電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致することを
第１の条件とし、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値
を規定するために上記１次巻線の両端電圧の極性反転時
点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致す
ることを第２の条件とし、上記第１の条件及び上記第２
の条件を同時に満たすように上記コンデンサの容量値を
設定してなることを特徴とするものであり、フィードバ
ック制御回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑
化することなしに安価な回路構成で、負荷電流の広い範
囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるか
ら、負荷電流が大きく変化する負荷や負荷電圧が一定で
負荷電流が異なる複数種類の負荷へ略一定の負荷電圧を
供給することができる。

【００２３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタン
スをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周
波交流電圧の周波数をｆとするとき、 ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^1/2＝１ の条件式を満たすように回路定数が設定されているの
で、上記負荷電流範囲の最大値以下の負荷電流に対して
出力電圧を定電圧化することができる。

【００２４】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さ
い負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための
ダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してあ
るので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流
領域でも上記最小値以上の電流を流すことができる。

【００２５】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧
を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷
へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記ト
ランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化
されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変
化するので、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を
定電圧化することができる。

【００２６】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波
交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とし、
請求項４の発明と同様の作用を奏する。

【００２７】請求項６の発明は、請求項４または請求項
５の発明において、上記駆動回路は、負荷電流の変化に
対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と
立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化する
ことにより上記高周波交流電圧の周波数が変化するの
で、請求項４または請求項５の発明と同様の作用を奏す
る。

【００２８】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共
振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上が
り期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、
上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共
振電圧を利用して時間が決まるので、請求項６の発明と
同様の作用を奏する。

【００２９】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧
を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷
電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給さ
れる出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電
圧の波形が変化するので、請求項１ないし請求項３の発
明と同様の作用を奏する。

【００３０】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して
当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電
圧波形が変化するので、請求項８の発明と同様の作用を
奏する。

【００３１】請求項１０の発明は、請求項９の発明にお
いて、上記高周波交流電圧の電圧波形が台形波状であ
り、当該電圧波形の斜辺の傾きが負荷電流に対応して変
わることで等価電圧振幅が変化するので、請求項９の発
明と同様の作用を奏する。

【００３２】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され
た共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち
上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間
の波形は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分
による共振電圧を利用して決まるので、請求項１０の発
明と同様の作用を奏する。

【００３３】請求項１２の発明は、請求項１ないし請求
項１１の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流
電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振
型のインバータよりなるので、請求項１ないし請求項１
１の発明と同様の作用を奏する。

【００３４】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する
駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列
接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コン
デンサを有する部分共振型のインバータであるので、ソ
フトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲
にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。

【００３５】請求項１４の発明は、請求項１２の発明に
おいて、上記駆動回路は、上記１次巻線と上記１次巻線
に並列接続された共振用コンデンサとによる電圧共振回
路を備え、上記高周波交流電圧の電圧波形が正弦波状と
なるので、請求項１２の発明と同様の作用を奏する。

【００３６】請求項１５の発明は、請求項７または請求
項１１または請求項１３の発明において、上記駆動回路
は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチ
ング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こって
いる期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち
上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間
において、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期
間での電圧波形との少なくとも一方が変化するので、ソ
フトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲
にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。

【００３７】請求項１６の発明は、請求項１５の発明に
おいて、上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバ
ータなので、トランスのコアの利用効率が高くなる。

【００３８】請求項１７の発明は、請求項１５の発明に
おいて、上記インバータは、プッシュプル型のインバー
タなので、トランスのコアの利用効率が高くなる。

【００３９】請求項１８の発明は、請求項１６の発明に
おいて、上記インバータは、上記トランスの１次巻線に
それぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻
線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型の
スイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記
入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘
起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入
力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる
自励式のインバータなので、負荷電流に対応してスイッ
チング素子のオフ期間に生じる１次巻線の電圧の共振状
態の変化を利用して電圧の立ち上がり時間と立ち下り時
間と波形とが変化するから、広い負荷電流範囲にわたっ
て負荷電圧を定電圧化することができる。

【００４０】請求項１９の発明は、請求項１ないし請求
項１８の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より
小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すた
めの抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなる
ので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領
域でも上記最小値以上の電流を流すことができ、すべて
の負荷電流領域において出力電圧を自動的に定電圧化す
ることができる。

【００４１】

【発明の実施の形態】（実施形態１）図１に本実施形態
の非接触電力伝達装置の要部回路図を示す。本実施形態
の非接触電力伝達装置の構成は図２７（ａ）に示した従
来構成と同じであり、図１に示すように、分離可能なト
ランスＴの２次側に２次巻線ｎ２の出力を全波整流する
整流回路２が設けられ、整流回路２の出力端間にチョー
クコイルＬ_CHと抵抗よりなる負荷５との直列回路が接続
され、負荷５にコンデンサＣ３が並列接続されている。
また、トランスＴの２次巻線ｎ２には、整合用のコンデ
ンサＣ２が並列接続されている。ここに、トランスＴの
１次巻線ｎ１には図示しない駆動回路から高周波交流電
圧が供給される。

【００４２】なお、整流回路２は、周知の全波整流回路
であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１
０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダ
イオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオード
Ｄ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。また、トラ
ンスＴの構成は図２５で説明した従来構成と同じであ
る。

【００４３】ところで、本願発明者は、図２７（ａ）に
示す回路において、負荷５の抵抗値を種々変化させて上
述の図２９に示すような負荷電圧（出力電圧）−負荷電
流特性、負荷電力−負荷電流特性などの出力特性を測定
するにあたって、コンデンサＣ２の容量値を変化させる
と、出力特性がいろいろな形をとるが、コンデンサＣ２
の容量値を適宜選択することにより、負荷電流の変化に
対する負荷電圧（出力電圧）の変動を小さくできる領域
がある（つまり、上述の電圧変化率を小さくできる領域
がある）ことを発見した。このような出力特性の例を図
２、図３にそれぞれ示す。

【００４４】図２、図３は、図２７（ａ）に示す回路に
おいて、チョークコイルＬ_CHのインダクタンス値を１０
０μＨ、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３の容量
値を１００μＦ、トランスＴの１次側コア８と２次側コ
ア９との間のギャップｇを２ｍｍとし、１次巻線ｎ１に
上述の図２４（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周
波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を印加
し、負荷５の抵抗値を種々変化させて得られた出力特性
である。ここに、図２及び図３は、横軸が負荷電流、左
側の縦軸は負荷電圧Ｖ₅、右側の縦軸は負荷電力Ｐであ
り、各図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。

【００４５】図２及び図３からは、上述の図２９の出力
特性に比べて上述の電圧変化率（負荷電圧Ｖ₅の変化幅
／負荷電流Ｉの変化幅）が比較的小さな負荷電流範囲が
存在している。ここにおいて、図２及び図３それぞれで
は、上述の電圧変化率が比較的小さな負荷電流範囲にお
ける負荷電流Ｉの最大値（以下、最大負荷電流値と称
す）をＩmax、該負荷電流範囲における負荷電流Ｉの最
小値（以下、最小負荷電流値と称す）をＩminとして表
記してある。

【００４６】図２及び図３それぞれの負荷電圧−負荷電
流特性において最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流
値Ｉmaxまでの負荷電流範囲における電圧変化率は約
０．６Ｖ／Ａである。これに対して、上述の図２９の負
荷電圧−負荷電流特性では、負荷電流値が１〜４Ａの負
荷電流範囲における電圧変化率が約２．５Ｖ／Ａ程度で
あるから、図２及び図３に示す負荷電圧−負荷電流特性
は図２９に示す負荷電圧−負荷電流特性に比べて電圧変
化率が十分小さくなっていることが分かる。つまり、図
２及び図３に示す負荷電圧−負荷電流特性では、最小負
荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流
範囲において負荷電圧Ｖ₅が略安定しているので、この
負荷電流範囲において負荷電圧を定電圧化することがで
きる。

【００４７】そこで、本願発明者は、鋭意研究の結果、
負荷電圧−負荷電流特性において負荷電圧Ｖ₅が略安定
する負荷電流範囲が得られる場合において、図４〜図６
を参照しながら説明する以下のような共通の特徴を有す
ることを見出した。なお、図４〜図６は、図２８に示し
た図２７（ａ）の回路の２次側換算の等価回路における
各部の動作波形説明図であって、図４〜図６の（ａ）は
１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1S、（ｂ）は電源部１ａの両
端電圧Ｅ_3S、（ｃ）はコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2、
（ｄ）はインダクタンスＬ０３の両端電圧Ｖ_L03、
（ｅ）はインダクタンスＬ０４の両端電圧Ｖ_L04、
（ｆ）は整流回路２の出力端間の電圧Ｅ_L、（ｇ）はイ
ンダクタンスＬ０３に流れる電流Ｉ_L03、（ｈ）はイン
ダクタンスＬ０４に流れる電流Ｉ_L04、（ｉ）はコンデ
ンサＣ２に流れる電流Ｉ_C2、（ｊ）はダイオードＤ２に
流れる電流Ｉ_d2、（ｋ）はダイオードＤ３に流れる
Ｉ_d3、（ｌ）は負荷５に流れる負荷電流Ｉ、をそれぞれ
示す。

【００４８】まず、負荷電流Ｉの大きさが最大負荷電流
値Ｉmaxのときの回路状態では、図４（ａ）に示す１次
巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_S1の極性反転時点（例えば時刻ｔ
１，ｔ３）と、図４（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端
電圧Ｖ_C2が極大値、極小値になる時点（時刻ｔ１，ｔ
３）とが略一致する。なお、この条件が非接触電力伝送
における負荷整合条件になることは、既に特願平１１−
４５４２２号に提案している。

【００４９】一方、負荷電流Ｉの大きさが最小負荷電流
値Ｉminのときの回路状態では、コンデンサＣ２の両端
電圧Ｖ_C2が図５（ｃ）に示すように充放電において放電
が完了する時点（つまり、コンデンサＣ２の充放電にお
いてコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2が略ゼロボルトの状
態からコンデンサＣ２の充電が開始してコンデンサＣ２
の両端電圧Ｖ_C2が極大値または極小値に達してコンデン
サＣ２の放電が開始されコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2
が略ゼロボルトに戻った時点ｔ１、ｔ３）で図５（ａ）
に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1S（及び２次側換算の
誘起電圧Ｅ_3S）の極性が反転する。すなわち、負荷電流
Ｉの大きさが最小負荷電流値Ｉminのときの回路状態で
は、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1Sの極性反転時点と、コ
ンデンサＣ２の充放電においてコンデンサＣ２の放電が
完了する時点（言い換えれば、コンデンサＣ２の両端電
圧Ｖ_C2の振動波形の１周期が完了する時点）とが略一致
する。なお、１周期が完了とは、図５（ｃ）に示すよう
にコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が略ゼロボルトから
振動を開始して極大値または極小値を１回経過して再び
略ゼロボルトに戻ることを意味している。

【００５０】また、負荷電流Ｉの大きさが上述の最小負
荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの間の任意
の電流値となるときの動作波形は、負荷電流Ｉが最小負
荷電流値Ｉminとなる条件を満たすときの波形と負荷電
流Ｉが最大負荷電流値Ｉmaxとなる条件を満たすときの
波形との間の中間的な波形となる。ところで、負荷電圧
Ｖ₅の定電圧化が必要なのは、通常、負荷機器の無負荷
時から全負荷時までの領域であるから、図３に示すよう
な出力特性を持ち、負荷電流範囲を当該出力特性の最小
負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの範囲と
することが望ましい。この場合、負荷電流Ｉが最小負荷
電流値Ｉminに近い電流値となる回路状態（つまり、無
負荷時に近い状態）において、１次巻線ｎ１に供給され
る高周波交流電圧の波形を方形波と見なせるとすると、
各部の動作波形が図６に示すような特徴を有することを
見出した。

【００５１】図６の特徴は、図６（ｃ）に示すコンデン
サＣ２の両端電圧Ｖ_C2の振動波形の振動が開始する時点
が図６（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1Sの極性
反転時（例えば時刻ｔ１、ｔ３）に略一致し、また図６
（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1Sの極性反転時
にコンデンサＣ２に流れる電流Ｉ_C2が図６（ｉ）に示す
ように略ゼロになっていることにある。

【００５２】コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2の振動開始
時点が、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ _1Sの極性反転時点に
一致するだけであれば図３に示した出力特性以外に多様
な形の出力特性が得られるが、１次巻線ｎ１の両端電圧
Ｅ_1Sの極性反転時にコンデンサＣ２の電流Ｉ_C2も略ゼロ
となる場合は唯一存在し、これらの特徴を持つときのみ
図３に示すような略無負荷時の最小負荷電流値Ｉminか
ら最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲に対して負
荷電圧Ｖ₅を定電圧化（安定化）できる。

【００５３】このような特徴を満たす回路条件は、トラ
ンスＴの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０
２、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に供給する高周波交流
電圧の周波数（駆動周波数）をｆ、コンデンサＣ２の容
量値をＣ２とすると、下記（１）式を満たす場合である
ことが分かった。 ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^1/2＝１…（１） ここに、漏れインダクタンスＬ０２は、図２８に示した
等価回路における漏れインダクタンスＬ０３のインダク
タンス値と漏れインダクタンスＬ０４のインダクタンス
値との和であるから、図３に示すような特性を得るため
のコンデンサＣ２の容量値は、下記（２）式で求めるこ
とができる。 Ｃ２＝（１／Ｌ０２）・｛１／（４・π・ｆ）｝²…（２） また、上述のように２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を
設けて整流を行う場合には、２次側換算の漏れインダク
タンスが図２８に示すように漏れインダクタンスＬ０３
と漏れインダクタンスＬ０４との２つに分けて表され、
トランスＴの２次巻線ｎ２をセンタタップ１０に対して
両側で均等に巻いた場合には、両漏れインダクタンスＬ
０３，Ｌ０４のインダクタンス値は略等しく、図３に示
すような出力特性を得るためのコンデンサＣ２の容量値
は、下記（３）式で求めることができる。 Ｃ２＝｛１／（２・Ｌ０３）｝・｛１／（４・π・ｆ）｝²…（３） なお、漏れインダクタンスＬ０２のインダクタンス値
は、図２５に示すトランスＴの構成において、１次巻線
ｎ１のコイル端子Ａ−Ａ’間を短絡して、２次巻線ｎ２
のコイル端子Ｂ−Ｂ’側から見たインダクタンス値を測
定することで得られる。また、図示していないが、１次
巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の電圧波形が方形
波と見なせない場合、例えば台形波状の電圧波形の場合
でも、これらの式（１）〜（３）の関係を満たすように
回路定数を設定することにより図３に示すような出力特
性を得ることができる。ただし、この場合には必ずしも
１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1Sの極性反転時にコンデンサ
Ｃ２の電流Ｉ_C2が略ゼロになっている必要はない。

【００５４】以上まとめると、本実施形態の非接触電力
伝達装置の構成は図２７（ａ）に示した従来構成と同じ
であって、図１に示す回路において、負荷５へ供給する
負荷電流範囲の最大値である最大負荷電流値Ｉmaxを規
定するためにトランスＴの１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_1S
の極性反転時点とコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2が極大
値、極小値となる時点とが略一致することを第１の条件
とし、負荷５へ供給する負荷電流範囲の最小値である最
小負荷電流値Ｉminを規定するために１次巻線の両端電
圧Ｅ_1Sの極性反転時点とコンデンサＣ２の放電が完了す
る時点とが略一致することを第２の条件とし、上記第１
の条件及び上記第２の条件を同時に満たすようにコンデ
ンサＣ２の容量値を設定してある点に特徴がある。

【００５５】しかして、本実施形態の非接触電力伝達装
置では、図２７（ａ）に示した従来構成の非接触電力伝
達装置に対して上述のフィードバック制御回路や安定化
電源回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化す
ることなしに安価な回路構成で、負荷電流Ｉの広い範囲
にわたって負荷電圧Ｖ₅を定電圧化することができるか
ら、負荷電流Ｉが大きく変化する負荷５や負荷電圧Ｖ₅
が一定で負荷電流Ｉが異なる複数種類の負荷５へ略一定
の負荷電圧Ｖ₅を供給することができる。

【００５６】ここにおいて、トランスＴの２次側換算さ
れた漏れインダクタンス値をＬ０２、コンデンサＣ２の
容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとする
とき、 ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^1/2＝１ の条件式を満たすように回路定数が設定されているの
で、最大負荷電流値Ｉmax以下の負荷電流Ｉに対して負
荷電圧（出力電圧）Ｖ₅を定電圧化することができる。

【００５７】また、図１の回路の実用回路を考えた場
合、無負荷領域では、負荷５にほとんど電流が流れない
ので、図２９に示したように負荷電圧Ｖ₅が大きい領域
が生じる場合がある。この対策としては、負荷５が接続
される出力端子間にダミー抵抗を設け、無負荷状態でも
確実に負荷最小電流値Ｉminの電流が流れるようにすれ
ばよい。要するに、言い換えれば、最小負荷電流値Ｉmi
nより小さい負荷電流領域でも最小負荷電流値Ｉmin以上
の電流を流すためのダミー負荷を負荷５が接続される出
力端子間に接続しておけば、最小負荷電流値Ｉminより
小さい負荷電流領域でも最小負荷電流値Ｉmin以上の電
流を流すことができる。

【００５８】（実施形態２）図７（ａ）に本実施形態の
非接触電力伝達装置の要部回路図を示す。図７（ａ）に
示した非接触電力伝達装置の構成は図１に示した実施形
態１と同じであり、出力端子間に接続される負荷５とし
て２次電池を用い、２次電池を充電する充電装置として
利用される点が相違する。なお、実施形態１と同様の構
成要素には同一の符号を付して説明を省略する。

【００５９】ところで、図７（ａ）に示す回路のように
負荷５として２次電池のような定電圧負荷を接続した場
合、２次巻線ｎ２に並列接続された整合用のコンデンサ
Ｃ２の容量値と負荷電流Ｉとの関係を表す特性は図８に
示すような傾向を持つ。図８に示す特性において、コン
デンサＣ２の容量値を変化させ負荷電流Ｉが最大になる
ときのコンデンサＣ２の容量値をＣ２maxと称す。要す
るに、コンデンサＣ２の容量値をＣ２maxとしたときに
負荷電流（充電電流）Ｉの最大値を得ることができ、コ
ンデンサＣ２の容量値をＣ２maxからずらすと充電電流
Ｉが減少する。

【００６０】ところで、図７（ａ）に示した回路構成に
おいて１次巻線ｎ１に供給する図７（ｂ）に示すような
方形波の高周波交流電圧の周波数（以下、駆動周波数と
称す）を変化すると、コンデンサＣ２の容量値に対する
負荷電流特性は例えば図９中のイ、ロ、ハ、ニのように
変化する。ここに、図９は、イ、ロ、ハ、ニの順に駆動
周波数が低くなる（イ、ロ、ハ、ニの中ではニが最も駆
動周波数が低い）。すなわち、駆動周波数を変化させる
とＣ２maxも変化し、駆動周波数を高くするほどＣ２max
は小さな容量値となる。

【００６１】したがって、図１０に示すように、駆動周
波数が高いイの負荷電流特性でコンデンサＣ２の容量値
がＣ２maxになるように選ぶと、駆動周波数を低い方か
ら高い方へ変化させることにより、負荷５である２次電
池への充電電流Ｉを増加させることができる。また、図
１１に示すように、駆動周波数が低い条件でコンデンサ
Ｃ２の容量値がＣ２maxになるように選ぶと、駆動周波
数を低い方から高い方へ変化させることにより、負荷５
である２次電池への充電電流Ｉを減少させることができ
る。

【００６２】上述の各特性は、負荷電圧Ｖ₅が一定の場
合における特性であるが、負荷５として図２７に示すよ
うな抵抗負荷や、平滑コンデンサを設けた負荷などのよ
うに、負荷電流Ｉが増加すると負荷電圧Ｖ₅が低下する
ような負荷を用いる場合には、負荷電流Ｉの変化に対応
させて駆動周波数を変化させれば、負荷電圧Ｖ₅を略一
定値に保つことができることを示している。

【００６３】具体的には、全負荷条件（最大負荷条件）
において駆動周波数を最も高くし且つ無負荷条件におい
て駆動周波数を最も低くするような周波数制御を行う場
合、全負荷条件において安定化したい（所望の）負荷電
圧Ｖ₅になるようにコンデンサＣ２の容量値をＣ２maxに
設定し、負荷５が軽くなるに従い駆動周波数を低くして
いくようにすれば無負荷から全負荷まで広範囲の負荷
（状態）において負荷電圧Ｖ₅を略一定に保つことがで
きる。ここに、コンデンサＣ２の容量値Ｃ２maxは、１
次巻線ｎ１の自己インダクタンス、２次巻線ｎ２の自己
インダクタンス、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間の
相互インダクタンス、駆動周波数（最も高い駆動周波
数）に応じて設定される。したがって、駆動周波数を負
荷電流Ｉに対応するように自動的に変化できる必要があ
る。

【００６４】また、一般に、負荷電圧Ｖ₅が一定の場
合、１次巻線ｎ１の電圧振幅の大きさは負荷電流Ｉに比
例する。したがって、負荷電圧（出力電圧）Ｖ₅を定電
圧化（安定化）させる方法として、負荷電流Ｉの変化に
よる負荷電圧Ｖ₅の変化に応じて１次巻線ｎ１の入力電
圧（高周波交流電圧）の電圧振幅を制御する方法が考え
られる。この具体的方法として、図１２（ａ）に示すよ
うな回路において、トランスＴの１次巻線ｎ１に供給す
る高周波交流電圧の電圧波形を、図１２（ｃ）に示すよ
う方形波の電圧波形から図１２（ｂ）に示すような台形
波状の電圧波形（若しくは図示しない正弦波状の電圧波
形）まで変化させる方法がある（ここにおける電圧波形
を変化させるとは、高周波交流電圧の立ち上がり時およ
び立ち下り時の傾きを変化させることを意味する）。

【００６５】これは、図１３、図１４にそれぞれ示す電
圧Ｅ_1S（高周波交流電圧）のように最大振幅Ｅmaxが同
じでも電圧波形が方形波から台形波になり立ち上がり及
び立ち下りの傾きが小さくなるほど等価的な電圧平均振
幅（等価振幅電圧）が小さくなる性質を利用するもので
ある。ここに、図１３に示す方形波の電圧平均振幅Ｅｅ
１は最大振幅Ｅmaxに等しく、図１４に示す台形波の電
圧平均振幅Ｅｅ２は最大振幅Ｅmaxよりも小さい。すな
わち、負荷電流Ｉが小さい時は１次巻線ｎ１の入力電圧
を台形波状にして１次巻線ｎ１に印加される等価電圧振
幅を小さくして負荷電圧Ｖ₅の上昇を抑え、負荷電流Ｉ
が大きくなるほど方形波状の波形に近づけて１次巻線ｎ
１に印加される等価電圧振幅を大きくして負荷電圧Ｖ₅
の低下を抑えることで、広い範囲の負荷電流Ｉに対して
負荷電圧Ｖ₅の定電圧化（安定化）を図れる。この方法
は、最大振幅は同じで等価電圧振幅のみを変えることが
できればよいから、方形波から変化させる波形は台形波
には限らない。したがって、この実用化には、負荷電流
Ｉに対応させて自動的に波形を変化させ１次巻線ｎ１に
印加される高周波交流電圧の等価電圧振幅が自動的に制
御される手段が必要となる。

【００６６】以下、駆動周波数と高周波交流電圧の電圧
波形を負荷電流Ｉの変化に対応させて自動的に変化させ
ることができる非接触電力伝達装置について説明する。

【００６７】まず、図１５に示すように、トランスＴの
１次巻線ｎ１へ高周波交流電圧を供給する駆動回路１を
ハーフブリッジ型のインバータにより構成した例につい
て説明する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同
一の符号を付してある。

【００６８】図１５に示す構成の非接触電力伝達装置
は、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間が分離可能なト
ランスＴと、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力端間に接
続され直流電源Ｅの電圧を高周波交流電圧に変換してト
ランスＴの１次巻線ｎ１へ供給するハーフブリッジ型の
インバータよりなる駆動回路１と、トランスＴの２次巻
線ｎ２に並列接続された整合用のコンデンサＣ２と、ト
ランスＴ２の２次巻線ｎ２に発生する電圧を整流して負
荷５へ供給する整流回路２と、整流回路２と負荷５との
間に挿入されたチョークコイルＬ_CHと、負荷５に並列接
続されたコンデンサＣ３とを備えている。

【００６９】駆動回路１は、上述のようにハーフブリッ
ジ型のインバータであって、一対のコンデンサＣａ，Ｃ
ｂの直列回路と一対のパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイ
ッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とが直流電源Ｅの出
力端間に互いに並列に接続されるとともに、両コンデン
サＣａ，Ｃｂの接続点と両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２
の接続点との間にトランスＴの１次巻線ｎ１が挿入され
ている。なお、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に逆並列
に接続された還流用ダイオードＤ_S1，Ｄ_S2は各スイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２それぞれのＭＯＳＦＥＴのボディダ
イオードにより構成されるが、別途に設けてもよい。ま
た、直流電源Ｅは、例えば、商用電源を整流平滑するこ
とにより得られる。

【００７０】この駆動回路１は、スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２が図示しない制御回路により交互にオンオフさ
れることでトランスＴの１次巻線ｎ１に方形波の高周波
交流電圧を印加する。

【００７１】整流回路２は、周知の全波整流回路であっ
て、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設
けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオー
ドＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，
Ｄ３のカソード同士を接続してある。ここにおいて、ダ
イオードＤ２，Ｄ３のカソード同士の接続点と負荷５の
一端との間に上記チョークコイルＬ_CHが挿入され、セン
タタップ１０が負荷５の他端に接続されている。なお、
チョークコイルＬ_CHは負荷電流Ｉの連続化、平滑化のた
めに必要であるが、コンデンサＣ３は必ずしも設ける必
要はない。

【００７２】次に、図１５に示す回路構成の非接触電力
伝達装置におけるトランスＴの１次巻線ｎ１に並列接続
されたコンデンサＣ１を有する非接触電力伝達装置の回
路図を図１６に示す。図１６に示す例では、コンデンサ
Ｃ１の容量値を比較的大きくとり、１次巻線ｎ１のイン
ダクタンス成分Ｌ１など（実際は１次巻線ｎ１側から負
荷５側を見た回路全体が対象であり、１次巻線ｎ１、２
次巻線ｎ２、相互インダクタンス、さらには２次側のコ
ンデンサＣ２、負荷５によって共振状態は変化する）と
の共振を利用する。なお、コンデンサＣ１は、必ずしも
１次巻線ｎ１に並列接続する必要はなく、等価回路的に
これと同じ構成になるものは同様とみなす。例えば、図
１６に示す回路では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチ
ング素子Ｓ２に並列にコンデンサを設けても等価回路的
に同じである。図１７は図１６の回路の各部の動作波形
を示し、（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_L、（ｂ）
は１次巻線ｎ１に流れる電流Ｉ_L、（ｃ）はスイッチン
グ素子Ｓ２の両端電圧ＶＤ２、（ｄ）はスイッチング素
子Ｓ２に流れる電流（ドレイン電流）ＩＤ２、（ｅ）は
スイッチング素子Ｓ１の両端電圧ＶＤ１、（ｆ）はスイ
ッチング素子Ｓ１に流れる電流（ドレイン電流）ＩＤ
１、（ｇ）はスイッチング素子Ｓ１のオンオフ、（ｈ）
はスイッチング素子Ｓ２のオンオフ、をそれぞれ示す。

【００７３】ところで、図１６に示す非接触電力伝達装
置において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が交互にオン
オフする間に図１７（ｇ），（ｈ）に示すように両スイ
ッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共にオフとなる期間（この期
間の時間幅をデッドタイムと称す）を設けると、１次巻
線ｎ１の両端電圧Ｖ_Lは図１７（ａ）に示すようにデッ
ドタイムの間に１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１
などとコンデンサＣ１の共振回路により共振電圧が発生
し、電源電圧やＧＮＤレベルになるまで電圧が変化し、
電源電圧やＧＮＤレベルになると、還流用ダイオードＤ
_S1，Ｄ_S2により電圧がクランプされる。これは、部分共
振技術またはソフトスイッチング技術として、各スイッ
チング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオン損失をなくすのに有
効な周知の方法である。

【００７４】しかし、この損失低減が目的であれば、コ
ンデンサＣ１の容量値を大きくする必要はなく、ＭＯＳ
ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の寄生容量
などを利用することで、コンデンサＣ１を省いても損失
低減を実現できる。

【００７５】これに対し、本発明は、比較的大きな容量
値を持つコンデンサＣ１を利用して上記インダクタンス
成分Ｌ１などとコンデンサＣ１による共振周期を大きく
することで、図１７（ａ）に示すように１次巻線ｎ１の
両端電圧Ｖ_Lの波形を台形波状とすることに特徴があ
る。そして、この台形波の立ち上がり、立ち下り（とも
にデッドタイムの期間）を形成する共振電圧を得るため
のコンデンサＣ１の容量値を特定の容量値に選ぶと、無
負荷では、立ち上がり時間および立ち下り時間が比較的
長く、全負荷では立ち上がり時間および立ち下り時間が
比較的短く（ただし、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の
オン期間は負荷範囲内で一定とする）なり、駆動周波数
は無負荷時では低く全負荷では高くなり、負荷電圧Ｖ₅
を安定化させる方向に働く。また、１次巻線ｎ１の両端
電圧Ｖ_Lの波形が台形波〜方形波で変化することで、無
負荷時の１次巻線ｎ１に印加される電圧の等価電圧振幅
は方形波の場合よりも低下して、負荷電圧Ｖ₅の上昇が
抑えられる。

【００７６】この１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Lの立ち上
がり時間、立ち下がり時間を決める共振は、上述のよう
にコンデンサＣ１とインダクタンス成分Ｌ１のみでは決
まらず、コンデンサＣ１と、インダクタンス成分Ｌ１側
から負荷側を見た１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２、相互イ
ンダクタンス、さらに２次側のコンデンサＣ２と負荷５
を含むた回路との共振になる。さらに整流平滑方式にも
影響を受ける。したがって、負荷５の状態変化（例え
ば、負荷５が抵抗の場合には、抵抗値の変化）が回路方
式と相互作用することによって共振周期の変化として反
映され、結果として立ち上がり時間および立ち下がり時
間と波形を自動的に変化させられるものと考えられる。

【００７７】（実施形態３）図１８に本実施形態の非接
触電力伝達装置の回路図を示す。実施形態２で説明した
図１７の回路における駆動回路１は他励式のハーフブリ
ッジ型のインバータであったが、本実施形態の非接触電
力伝達装置における駆動回路１は、自励式の部分共振イ
ンバータにより構成されている。すなわち、本実施形態
においてはＭＯＳＦＥＴのような電圧駆動型のスイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフするために発振回路を備
えた制御回路を別に設ける必要がない。なお、トランス
Ｔの構成およびトランスＴの２次巻線ｎ２の出力を整流
する整流回路２の構成は実施形態２と同じなので、実施
形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を
省略する。

【００７８】駆動回路１は、一対のコンデンサＣａ，Ｃ
ｂの直列回路と一対のパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイ
ッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とが直流電源Ｅとス
イッチＳＷとの直列回路に互いに並列に接続されるとと
もに、両コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点と両スイッチン
グ素子Ｓ１，Ｓ２の接続点との間にトランスＴの１次巻
線ｎ１が挿入され、１次巻線ｎ１にコンデンサＣ１が並
列接続されている。なお、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２にはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードよりなる還流用
ダイオード（図示せず）が逆並列に接続される。また、
直流電源Ｅは、例えば、商用電源を整流平滑することに
より得られる。

【００７９】また、駆動回路１は、トランスＴの１次巻
線ｎ１にそれぞれ磁気結合した各２つの帰還巻線ｎｆ
１，ｎｆ２及び補助巻線ｎｓ１，ｎｓ２を備えている。
また、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の両端間には、抵
抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５，Ｃ６との直列回路が接
続されており、抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５，Ｃ６
との接続点とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端との
間に上記帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２と抵抗Ｒ１，Ｒ４との
直列回路が挿入されている。要するに、スイッチング素
子Ｓ１，Ｓ２は上記帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２を通して制
御端へ入力電圧が与えられる。また、補助巻線ｎｓ１，
ｎｓ２の両端間はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の入力電
圧を制御する充放電回路が接続されている。ここに、補
助巻線ｎｓ１の両端間に接続される充放電回路は、抵抗
Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１０、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１
６，Ｄ２１、コンデンサＣ７，Ｃ８、トランジスタＴｒ
１により構成され、ダイオードＤ２１とトランジスタＴ
ｒ１とが放電回路を構成している。また、補助巻線ｎｓ
２の両端間に接続される充放電回路は、抵抗Ｒ５，Ｒ
６，Ｒ１１、ダイオードＤ１３，Ｄ１４，Ｄ１７，Ｄ２
２、コンデンサＣ９，Ｃ１０、トランジスタＴｒ２によ
り構成され、ダイオードＤ２２とトランジスタＴｒ２と
が放電回路を構成している。

【００８０】以下、本実施形態の非接触電力伝達装置の
動作について説明する。

【００８１】スイッチＳＷを投入すると、抵抗Ｒ７，Ｒ
８を介してコンデンサＣ５，Ｃ６が充電される。このコ
ンデンサＣ５，Ｃ６の電圧はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２のゲートに印加されており、コンデンサＣ５，Ｃ６の
いずれかの電圧がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のしきい
値電圧に達すると、例えば、コンデンサＣ５の電圧がス
イッチング素子Ｓ１のしきい値電圧に達すると、スイッ
チング素子Ｓ１がオンし、１次巻線ｎ１に電流Ｉ_Lが流
れ始める。

【００８２】すると、帰還巻線ｎｆ１にスイッチング素
子Ｓ１のオンを継続する方向に誘起電圧が発生するの
で、スイッチング素子Ｓ１は安定なオン状態を保つ。こ
の誘起電圧はコンデンサＣ６の電位に重畳される。この
とき、抵抗Ｒ７とスイッチング素子Ｓ１との間に接続さ
れたダイオードＤ２１によりコンデンサＣ５の電圧はグ
ランドレベルまで放電されるが、帰還巻線ｎｆ１の誘起
電圧だけでもスイッチング素子Ｓ１のオン状態を十分維
持することができる。ところで、帰還巻線ｎｆ１の誘起
電圧の発生とともに補助巻線ｎｓ１にも誘起電圧が発生
する。この補助巻線ｎｓ１には、上述の充放電回路が接
続されているから、補助巻線ｎｓ１に誘起電圧が発生す
ると、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ２を通してコンデンサ
Ｃ７が充電されるとともに、トランジスタＴｒ１のベー
ス・エミッタ間に接続されたコンデンサＣ８がダイオー
ドＤ１５を通して充電される。

【００８３】コンデンサＣ７，Ｃ８の充電が進み、やが
てトランジスタＴｒ１がオンとなり、トランジスタＴｒ
１がオンすると、スイッチング素子Ｓ１のゲート電圧が
低下するので、スイッチング素子Ｓ１がオフになる。ス
イッチング素子Ｓ１がオフになると、それまで流れてい
た１次巻線ｎ１の電流Ｉ_Lはその電流を維持しようとし
てコンデンサＣ１へ転流し、ここでコンデンサＣ１と１
次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１側から負荷側を見
た回路との自由振動（便宜上、共振と呼ぶ）を始める。
この共振がはじまり、やがてスイッチング素子Ｓ１の両
端電圧ＶＤ１が電源電圧Ｖ_Eになるとスイッチング素子
Ｓ２のボディダイオードよりなる還流用ダイオード（図
示せず）を通じて電源電圧Ｖ_Eにクランプされる。

【００８４】一方、電圧Ｖ_Lの極性反転、電流Ｉ_Lの電流
方向変換により、帰還巻線ｎｆ１および補助巻線ｎｓ１
には逆電圧が誘起され、スイッチング素子Ｓ１のオフを
維持するとともに、補助巻線ｎｓ１の逆誘起電圧はダイ
オードＤ１２と抵抗Ｒ３を通じてコンデンサＣ７の電荷
を引き抜き略ゼロ電位にする。このときコンデンサＣ８
の電荷も抵抗Ｒ１０を通して徐々に放電される。この動
作と同時に帰還巻線ｎｆ２と補助巻線ｎｓ２には正の誘
起電圧が発生する。帰還巻線ｎｆ２に誘起電圧が発生し
ても抵抗Ｒ４とスイッチング素子Ｓ２の入力容量とによ
り遅延時間が発生するのでスイッチング素子Ｓ２は遅れ
てオン状態となり、オン状態を維持する。この共振によ
る電圧変化期間と上記遅延とにより、スイッチング素子
Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが共にオフとなる期間、
つまり、デッドタイムが設けられる。帰還巻線ｎｆ２に
誘起した電圧はダイオードＤ１３と抵抗Ｒ５を通してコ
ンデンサＣ９，Ｃ１０を充電していく。そして、コンデ
ンサＣ１０の充電電圧が時間経過とともに増加してトラ
ンジスタＴｒ２がオンし、スイッチング素子Ｓ２がオフ
となる。以後、同様の動作を繰り返し自励発振を継続す
る。この回路はデッドタイムが変化しても各スイッチン
グ素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間の時間幅を略一定にでき
る。

【００８５】本実施形態の非接触電力伝達装置において
も、コンデンサＣ２の容量値は、上述の式（１）を満た
すように設定されている。すなわち、コンデンサＣ２の
容量値は、 ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^1/2＝１ の条件を満たすように設定されている。

【００８６】図１８の回路においてコンデンサＣ２の容
量値Ｃ２を０．０６２μＦ、コンデンサＣ１の容量値を
０．０２２μＦとして負荷５の抵抗値を変化させて負荷
電圧−負荷電流特性および負荷電力−負荷電流特性を測
定した結果を図１９に示す。

【００８７】図１９において負荷電流Ｉの最小負荷電流
値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲に
おける電圧変化率は０．４Ｖ／Ａ程度であり、実施形態
１で説明した図３の出力特性における電圧変化率（０．
６Ｖ／Ａ）よりもさらに改善されていることが分かる。
この改善に関与した無負荷に近い負荷電流時の波形例と
全負荷近くの電流時の波形例とをそれぞれ図２０，図２
１に示す。ここに、図２０、図２１の（ａ）は１次巻線
ｎ１の両端電圧Ｖ_L、（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電
圧Ｖ_C2、（ｃ）は負荷５に流れる負荷電流Ｉ、（ｄ）は
負荷電圧Ｖ₅、をそれぞれ示す。

【００８８】図２０の無負荷に近い負荷電流Ｉでは１次
巻線ｎ１の電圧波形は台形波状で周波数が約７０ｋＨｚ
であり、図２１の全負荷時では１次巻線ｎ１の電圧波形
が台形波状で周波数が約８０ｋＨｚになっている。要す
るに、周波数が自動的に１０ｋＨｚ程度変化しており、
また、波形も自動的に立ち上がり時および立ち上がり時
の傾きなどの形状の変化を実現できている。なお、この
ときの各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間は略４
μｓで一定であった。

【００８９】本実施形態では、上述のようにデッドタイ
ムを設け、その期間を、共振を利用してその共振電圧の
立ち上がり時間、立ち下り時間（いずれも共振の開始時
点から電源電圧またはグランド電位にクランプされる時
点までの時間）やその電圧波形を負荷に応じて自動的に
変化できるようにする各回路定数の組み合わせは試行錯
誤で見つけることができる。具体的には無負荷に近い状
態の負荷と全負荷の波形を各々観測すれば、周期的にま
たは波形的に適当に変化する定数の組み合わせを見出す
ことができる。

【００９０】図１９の出力特性において負荷電流Ｉが最
小負荷電流値Ｉminよりも小さい電流領域では負荷電圧
Ｖ₅が大きくなっている。このようなことは実際よくあ
ることなので、この最小負荷電流値Ｉminに相当する負
荷電流が流れるように予めダミー負荷として抵抗などを
出力端子（負荷接続端子）間に接続しておけばよい。

【００９１】（実施形態４）本実施形態の非接触電力伝
達装置の基本構成は実施形態１および実施形態２と略同
じであって、図２２に示すように、分離可能なトランス
Ｔの１次巻線ｎ１へ高周波交流電圧を供給する駆動回路
１としてプッシュプル型のインバータを用いた点に特徴
がある。実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を
付して説明を省略する。

【００９２】（実施形態５）本実施形態の非接触電力伝
達装置の基本構成は実施形態１および実施形態２と略同
じであって、図２３に示すように、スイッチング素子Ｓ
１，Ｓ２に直列且つ還流用ダイオードＤＳ１，ＤＳ２に
逆向きに接続されるダイオードＤｆ１，Ｄｆ２を設け
て、１次巻線ｎ１の電圧が電源電圧やグランドレベルで
クランプされないようにすることで共振電圧を正弦波状
の波形として動作させる点に特徴がある。実施形態２と
同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。

【００９３】なお、本願発明の技術思想は、磁気結合度
が低く漏れインダクタンスが大きい特性を必然的に有す
る分離可能なトランスを電力伝達に用いる非接触電力伝
達装置に関するものであるが、磁気結合度を低下させた
状態で使う固定式のトランスを電力伝達に用いる場合に
も適用することができ、フィードバック制御回路を設け
ることなしに、広い範囲の負荷電流変化に対して負荷電
圧の安定化を図れ、フィードバック制御回路を設けても
その追加部品の数やコストアップを少なくすることがで
きる。

【００９４】

【発明の効果】請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線
との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線
に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次
巻線へ高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通
して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であっ
て、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値を規定するた
めに上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コン
デンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一
致することを第１の条件とし、負荷へ供給する負荷電流
範囲の最小値を規定するために上記１次巻線の両端電圧
の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点
とが略一致することを第２の条件とし、上記第１の条件
及び上記第２の条件を同時に満たすように上記コンデン
サの容量値を設定してなるものであり、フィードバック
制御回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化す
ることなしに安価な回路構成で、負荷電流の広い範囲に
わたって負荷電圧を定電圧化することができるから、負
荷電流が大きく変化する負荷や負荷電圧が一定で負荷電
流が異なる複数種類の負荷へ略一定の負荷電圧を供給す
ることができるという効果がある。

【００９５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタン
スをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周
波交流電圧の周波数をｆとするとき、 ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^1/2＝１ の条件式を満たすように回路定数が設定されているの
で、上記負荷電流範囲の最大値以下の負荷電流に対して
出力電圧を定電圧化することができるという効果があ
る。

【００９６】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さ
い負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための
ダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してあ
るので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流
領域でも上記最小値以上の電流を流すことができるとい
う効果がある。

【００９７】請求項４の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧
を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷
へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記ト
ランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化
されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変
化するので、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を
定電圧化することができるという効果がある。

【００９８】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波
交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とし、
請求項４の発明と同様の効果がある。

【００９９】請求項６の発明は、請求項４または請求項
５の発明において、上記駆動回路は、負荷電流の変化に
対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と
立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化する
ことにより上記高周波交流電圧の周波数が変化するの
で、請求項４または請求項５の発明と同様の効果があ
る。

【０１００】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共
振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上が
り期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、
上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共
振電圧を利用して時間が決まるので、請求項６の発明と
同様の効果がある。

【０１０１】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
３の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧
を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷
電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給さ
れる出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電
圧の波形が変化するので、請求項１ないし請求項３の発
明と同様の効果がある。

【０１０２】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して
当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電
圧波形が変化するので、請求項８の発明と同様の効果が
ある。

【０１０３】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する
駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列
接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コン
デンサを有する部分共振型のインバータであるので、回
路効率を向上させるためのソフトスイッチングを維持し
ながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電
圧化することができるという効果がある。

【０１０４】請求項１０の発明は、請求項９の発明にお
いて、上記高周波交流電圧の電圧波形が台形波状であ
り、当該電圧波形の斜辺の傾きが負荷電流に対応して変
わることで等価電圧振幅が変化するので、請求項９の発
明と同様の効果がある。

【０１０５】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され
た共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち
上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間
の波形は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分
による共振電圧を利用して決まるので、請求項１０の発
明と同様の効果がある。

【０１０６】請求項１２の発明は、請求項１ないし請求
項１１の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流
電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振
型のインバータよりなるので、請求項１ないし請求項１
１の発明と同様の効果がある。

【０１０７】請求項１３の発明は、請求項１２の発明に
おいて、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する
駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列
接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コン
デンサを有する部分共振型のインバータであるので、ソ
フトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲
にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。

【０１０８】請求項１４の発明は、請求項１２の発明に
おいて、上記駆動回路は、上記１次巻線と上記１次巻線
に並列接続された共振用コンデンサとによる電圧共振回
路を備え、上記高周波交流電圧の電圧波形が正弦波状と
なるので、請求項１２の発明と同様の効果がある。

【０１０９】請求項１５の発明は、請求項７または請求
項１１または請求項１３の発明において、上記駆動回路
は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチ
ング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こって
いる期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち
上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間
において、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期
間での電圧波形との少なくとも一方が変化するので、ソ
フトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲
にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという
効果がある。

【０１１０】請求項１６の発明は、請求項１５の発明に
おいて、上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバ
ータなので、トランスのコアの利用効率が高くなるとい
う効果がある。

【０１１１】請求項１７の発明は、請求項１５の発明に
おいて、上記インバータは、プッシュプル型のインバー
タなので、トランスのコアの利用効率が高くなるという
効果がある。

【０１１２】請求項１８の発明は、請求項１６の発明に
おいて、上記インバータは、上記トランスの１次巻線に
それぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻
線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型の
スイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記
入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘
起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入
力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる
自励式のインバータなので、負荷電流に対応してスイッ
チング素子のオフ期間に生じる１次巻線の電圧の共振状
態の変化を利用して電圧の立ち上がり時間と立ち下り時
間と波形とが変化するから、広い負荷電流範囲にわたっ
て負荷電圧を定電圧化することができるという効果があ
る。

【０１１３】請求項１９の発明は、請求項１ないし請求
項１８の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より
小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すた
めの抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなる
ので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領
域でも上記最小値以上の電流を流すことができ、負荷の
負荷電流領域において出力電圧を自動的に定電圧化する
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す要部回路図である。

【図２】同上を説明するための出力特性図である。

【図３】同上を説明するための出力特性図である。

【図４】同上を説明するための動作説明図である。

【図５】同上を説明するための動作説明図である。

【図６】同上を説明するための動作説明図である。

【図７】実施形態２を示し、（ａ）は要部回路図、
（ｂ）は高周波交流電圧の波形図である。

【図８】トランスの２次巻線に並列接続されたコンデン
サの容量値と負荷電流との関係説明図である。

【図９】トランスの２次巻線に並列接続されたコンデン
サの容量値と負荷電流との関係説明図である。

【図１０】トランスの２次巻線に並列接続されたコンデ
ンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。

【図１１】トランスの２次巻線に並列接続されたコンデ
ンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。

【図１２】同上の他の構成例を示し、（ａ）は要部回路
図、（ｂ）（ｃ）は高周波交流電圧の波形図である。

【図１３】同上の他の構成例の動作説明図である。

【図１４】同上の他の構成例の動作説明図である。

【図１５】同上の別の構成例の回路図である。

【図１６】同上のさらに別の構成例の回路図である。

【図１７】同上の動作説明図である。

【図１８】実施形態３を示す回路図である。

【図１９】同上の出力特性図である。

【図２０】同上の動作説明図である。

【図２１】同上の動作説明図である。

【図２２】実施形態４を示す回路図である。

【図２３】実施形態５を示す回路図である。

【図２４】従来例を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）
は高周波交流電圧の波形図である。

【図２５】同上のトランスの概略構成図である。

【図２６】同上の特性説明図である。

【図２７】他の従来例を示し、（ａ）は要部回路図、
（ｂ）は高周波交流電圧の波形図である。

【図２８】同上の等価回路図である。

【図２９】同上の特性説明図である。

【符号の説明】

１ 駆動回路 ２ 整流回路 ５ 負荷 Ｃ２ コンデンサ ｎ１ １次巻線 ｎ２ ２次巻線 Ｔ トランス

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次巻線と２次巻線との間が分離可能な
   トランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコ
   ンデンサとを備え、トランスの１次巻線へ高周波交流電
   圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供
   給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負
   荷電流範囲の最大値を規定するために上記１次巻線の両
   端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極
   大値、極小値となる時点とが略一致することを第１の条
   件とし、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値を規定す
   るために上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記
   コンデンサの放電が完了する時点とが略一致することを
   第２の条件とし、上記第１の条件及び上記第２の条件を
   同時に満たすように上記コンデンサの容量値を設定して
   なることを特徴とする非接触電力伝達装置。
2. 【請求項２】 上記トランスの２次側換算された漏れイ
   ンダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ
   ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、 ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^1/2＝１ の条件式を満たすように回路定数が設定されてなること
   を特徴とする請求項１記載の非接触電力伝達装置。
3. 【請求項３】 上記負荷電流範囲の最小値より小さい負
   荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミ
   ー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してなるこ
   とを特徴とする請求項１または請求項２記載の非接触電
   力伝達装置。
4. 【請求項４】 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供
   給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流
   れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トラン
   スの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化され
   るように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化す
   ることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか
   に記載の非接触電力伝達装置。
5. 【請求項５】 上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど
   上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを
   特徴とする請求項４記載の非接触電力伝達装置。
6. 【請求項６】 上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応
   するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち
   下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化すること
   により上記高周波交流電圧の周波数が変化することを特
   徴とする請求項４または請求項５記載の非接触電力伝達
   装置。
7. 【請求項７】 上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接
   続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧
   の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方
   の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分
   とによる共振電圧を利用して時間が決まることを特徴と
   する請求項６記載の非接触電力伝達装置。
8. 【請求項８】 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供
   給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流
   範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される
   出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の
   波形が変化することを特徴とする請求項１ないし請求項
   ３のいずれかに記載の非接触電力伝達装置。
9. 【請求項９】 上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減
   に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減す
   るように電圧波形が変化することを特徴とする請求項８
   記載の非接触電力伝達装置。
10. 【請求項１０】 上記高周波交流電圧の電圧波形が台形
    波状であり、当該電圧波形の斜辺の傾きが負荷電流に対
    応して変わることで等価電圧振幅が変化することを特徴
    とする請求項９記載の非接触電力伝達装置。
11. 【請求項１１】 上記駆動回路は、上記１次巻線に並列
    接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電
    圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一
    方の期間の波形は、上記共振用コンデンサとインダクタ
    ンス成分による共振電圧を利用して決まることを特徴と
    する請求項１０記載の非接触電力伝達装置。
12. 【請求項１２】 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を
    供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のイ
    ンバータよりなることを特徴とする請求項１ないし請求
    項１１のいずれかに記載の非接触電力伝達装置。
13. 【請求項１３】 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を
    供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻
    線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共
    振用コンデンサを有する部分共振型のインバータである
    ことを特徴とする請求項１２記載の非接触電力伝達装
    置。
14. 【請求項１４】 上記駆動回路は、上記１次巻線と上記
    １次巻線に並列接続された共振用コンデンサとによる電
    圧共振回路を備え、上記高周波交流電圧の電圧波形が正
    弦波状となることを特徴とする請求項１２記載の非接触
    電力伝達装置。
15. 【請求項１５】 上記駆動回路は、当該駆動回路におい
    てスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一
    定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高
    周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり
    期間との少なくとも一方の期間において、負荷電流に対
    応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少な
    くとも一方が変化することを特徴とする請求項７または
    請求項１１または請求項１３記載の非接触電力伝達装
    置。
16. 【請求項１６】 上記インバータは、ハーフブリッジ型
    のインバータであることを特徴とする請求項１５記載の
    非接触電力伝達装置。
17. 【請求項１７】 上記インバータは、プッシュプル型の
    インバータであることを特徴とする請求項１５記載の非
    接触電力伝達装置。
18. 【請求項１８】 上記インバータは、上記トランスの１
    次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線
    と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電
    圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接
    続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補
    助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したと
    きに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子を
    オフさせる自励式のインバータであることを特徴とする
    請求項１６記載の非接触電力伝達装置。
19. 【請求項１９】 上記負荷電流範囲の最小値より小さい
    負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵
    抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなることを
    特徴とする請求項１ないし請求項１８のいずれかに記載
    の非接触電力伝達装置。