DE60110660T2 - Kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System mit Konstanthaltefunktion für die Lastspannung - Google Patents

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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Diese Erfindung bezieht sich auf ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System mit einem Transformator mit trennbaren Primär- und Sekundärwicklungen, das in einem Zustand, in dem ein mit einer Primärwicklung umwickelter Kern und ein mit einer Sekundärwicklung umwickelter Kern einander nicht berühren, elektrische Leistung von der Primärseite an die Sekundärseite des Transformators überträgt. Solch ein Leistungsübertragungssystem mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1 ist in der US 5,428,521 offenbart.
  • Bisher wurde an vielen Stellen ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System kommerziell eingesetzt, welches System einen Transformator aufbaut, bei dem die Primärwicklung und die Sekundärwicklung voneinander trennbar sind, wobei ein Kern mit einer Primärwicklung umwickelt ist und ein Kern mit einer Senkundärwicklung umwickelt ist, welches System die Leistung unter Verwendung von elektromagnetischer Induktion in einem Zustand, in dem der Primärkern und der Sekundärkern sich nicht berühren, von der Primärseite an die Sekundärseite überträgt.
  • Jedoch wurde in den meisten herkömmlichen kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systemen eine zwischen Ausgangsanschlüsse an der Sekundärseite des Transformators angeschlossene Last spezifiziert. Es wurde noch kein kommerziell angewandtes Beispiel eines kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems entdeckt, welches mit mehreren Arten von Lasten als eine zwischen Ausgangsanschlüsse anschließbare Last oder auch mit einer Art einer Last, deren Strom sich stark ändert, verwendet werden kann.
  • Zwischenzeitlich übertragen solche kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systeme eine elektrische Leistung in einem Zustand von der Primärseite an die Sekundärseite, in dem zwischen der Primärseite des zuvor angegebenen Transformators als elektrische Leistung zuführende Seite und der Sekundärseite, zwischen deren Ausgangsanschlüsse eine Last angeschlossen ist, ein elektrischer Isolator vorgesehen ist, wodurch der Grad der magnetischen Kopplung des Transformators niedrig ist, der in die Sekundärwicklung eingekoppelte magnetische Fluss geringer ist, als der in der Primärwicklung erzeugte, und sich aufgrund des magnetischen Streuflusses eine Streuinduktanz aufbaut.
  • Obwohl die Frequenz einer Hochfrequenz-Wechselspannung, die an die Primärwicklung solcher Transformatoren angelegt wird, allgemein eine im Hörbereich oder höher liegende Frequenz ist (etwa 20 kHz oder höher), weist der zuvor angegebene trennbare Transformator einen niedrigen Grad der magnetischen Kopplung und eine Streuinduktanz auf, wodurch die induzierte Spannung der Sekundärwicklung abgesenkt wird und sich aufgrund der Streuinduktanz ein Spannungsabfall in der Induktionsreaktanz bildet, was dazu führt, dass die an eine Last zugeführte Spannung kleiner als eine gewünschte Lastspannung werden kann, oder dass der an eine Last fließende Strom kleiner als ein gewünschter Laststrom werden kann. Zur Erläuterung ist ein spezifisches Beispiel angegeben, bei dem mehrere verschiedene Arten von Vorrichtungen mit einer konstanten Lastspannung und unterschiedlichen Lastströmen auf eine Last aufbringbar sind, wodurch bei größer werdendem Laststrom einer Last die Spannung über beide Enden der Last kleiner wird, weswegen eine in Vorrichtungen vorhandene Leistungsfähigkeit nicht ausgeschöpft werden kann.
  • Als Beispiel wird eine Gleichrichterschaltung 7, die an der Sekundärseite eines trennbaren Transformators T vorgesehen ist, und eine aus einem variablen Widerstand bestehende Schaltung zum Zuführen eines Laststroms I über eine Drosselspule LCH an eine Last 10 erläutert, wie es in der 39A gezeigt ist. An die Primärseite des Transformators T wird von einem Wechselrichter 3 eine Hochfrequenz-Wechselspannung angelegt. Die Gleichrichterschaltung 7, die eine bekannte Zweiweg-Gleichrichterschaltung ist, stellt eine Mittelanzapfung 5e einer Sekundärwicklung n2 des Transformators T zur Verfügung, verbindet beide Enden der Sekundärwicklung n2 mit jeweiligen Anoden von Dioden D2, D3 und verbindet Kathoden der beiden Dioden D2, D3 miteinander. Zwischen dem Verbindungspunkt der Kathoden der beiden Dioden D2, D3 und die Mittelanzapfung 5e der Sekundärwicklung n2 ist eine Reihenschaltung angeschlossen, die aus der Drosselspule LCH und der Last 10 besteht, wobei ein Kondensator C3 mit der Last 10 parallel geschaltet ist.
  • In der in 39(A) gezeigten Schaltung, in der eine Hochfrequenz-Wechselspannung mit Rechteck-Wellenform mit einer maximalen Amplitude von 70 Volt und einer Frequenz von etwa 97 kHz, wie sie in 39(B) gezeigt ist, an eine Primärwicklung n1 angelegt wird, wobei der Induktanzwert der Drosselspule LCH 100 μH, der Kapazitätswert des Kondensators C3, der zu der Last 10 parallel geschaltet ist, 100 μF, eine Lücke g zwischen einem Primärkern 5c des Transformators T und einem Sekundärkern 5d 2 mm betragen, werden bei dem Messen einer Lastspannung(Ausgangsspannung)-Laststrom-Kennlinie und einer Lastleistung-Laststrom-Kennlinie durch das Verändern des Widerstandswerts der Last 10 die in der 41 gezeigten Kennlinien erhalten. In der 41 ist auf der Abszissenachse ein Laststrom I aufgetragen, auf der linken Ordinatenachse eine Lastspannung VO und die rechte Ordinatenachse eine Lastleistung P, wobei die Kurve V die Lastspannung anzeigt und die Kurve P die Lastleistung anzeigt.
  • Der Transformator T hat einen in der 40 gezeigten Aufbau, bei dem die Primärwicklung n1 getrennt um zwei Endbereiche des U-förmigen Primärkerns 5c gewickelt ist, die Sekundärwicklung n2 getrennt um zwei Endbereiche des U-förmigen Sekundärkerns 5d gewickelt ist, und die Mittelanzapfung 5e an dem Mittelpunkt der Sekundärwicklung n2 vorgesehen ist. Nun betragen der von den Anschlüssen A-A' der Primärwicklung gesehene Induktanzwert des Transformators T 112 μH, der von den Anschlüssen B-B' der Sekundärwicklung gesehene Induktanzwert 42 μH und der wechselseitige Induktanzwert zwischen der Primärwicklung n1 und der Sekundärwicklung n2 beträgt 91 μH.
  • Der 41 kann entnommen werden, dass die Lastspannung VO mit ansteigendem Laststrom I beträchtlich monoton abfällt, während die Lastleistung P kleiner ansteigende Werte aufweist (in die Sättigung geht), wenn der Laststrom I größer wird. In einem kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System zum Laden der Last 10 wird ein Anpasskondensator parallel oder in Reihe mit der Sekundärwicklung n2 des Transformators T geschaltet, um einen aufgrund der Streuinduktanz des Transformators T bestehenden Effekt auszugleichen, wodurch eine von der Primärseite an die Sekundärseite des Transformators T geführte effektive Leistung angehoben wird (Verbessern eines Leistungsfaktors durch Lastanpassung). Das Vorsehen solch eines Anpasskondensators bewirkt eine signifikante Verbesserung einer Leistungsübertragungseffizienz für eine bestimmte Last und erlaubt dadurch die Minituarisierung des Systems. Demzufolge ist der Anpasskondensator eine wichtige Komponente bei der kommerziellen Anwendung eines kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems.
  • Jedoch besteht in einem kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System, das mit dem zuvor angegebenen Anpasskondensator versehen ist, dahingehend ein Problem, dass die Lastspannung VO für eine Last, deren Laststrom I stark variiert, im Vergleich mit einem Fall, in dem kein Anpasskondensator vorgesehen ist, stark abgesenkt wird. Z. B. bewirkt in einem System, das im Wesentlichen den gleichen Schaltungaufbau aufweist, wie in der zuvor angegebenen 39(A) gezeigt, und bei dem die Sekundärwicklung n2 des trennbaren Transformators T parallel mit einem Anpasskondensator C2 geschaltet ist, wie es in 42(A) gezeigt ist, das Anlegen einer hochfrequenten Wechselspannung mit Rechteck-Wellenform mit einer maximalen Amplitude von 70 Volt und einer Frequenz von etwa 97 kHz, wie sie in 42(B) gezeigt ist, an die Primärwicklung n1 des Transformators T und das Ändern des Widerstandswerts der aus einem variablen Widerstand bestehenden Last 10 eine Lastspannung-Lastrom-Kennlinie und eine Lastleistung-Laststrom-Kennlinie, wie sie in 44 gezeigt sind. Nun zeigt in der 44 die Abszissenachse den Laststrom I, die linke Ordinatenachse die Lastspannung VO und die rechte Ordinatenachse die Lastleistung P, wobei die Kurve V die Lastspannung und die Kurve P die Lastleistung anzeigen. Nachfolgend wird ein Wert, der durch (Variierungsbereich der Lastspannung VO)/(Variierungsbereich des Laststroms) erhalten wurde, als die Spannungsänderungsrate bezeichnet.
  • Der 44 kann entnommen werden, dass die Spannungsänderungsrate der Lastspannung VO mit dem Ansteigen des Laststroms I größer wird. Es ist weiter zu entnehmen, dass die Lastleistung P mit dem Ansteigen des Laststroms I eine Kennlinie zeigt, die an einem bestimmten Laststromwert ein Maximum aufweist. Weiter ist zu erkennen, dass die Lastspannung VO in einem Laststrombereich mit einem sehr kleinen Laststrom I groß wird. Die in 42(A) gezeigte Schaltung kann als eine Äquivalenz-Schaltung, die unter Verwendung einer in die Sekundärwicklung n2 des Transformators T induzierten Spannung auf die Sekundärseite konvertiert wurde, wie in 43 gezeigt dargestellt werden. Ein Bereich zwischen einem Ende, an das eine Diode D2 der Sekundärwicklung n2 in 42(A) angeschlossen ist, und der Mittelanzapfung 5e ist in der 43 äquivalent durch eine Hochfrequenz-Wechselstromquelle 1a und eine Induktanz L03 dargestellt, wohingegen ein Bereich zwischen dem anderen Ende der Sekundärwicklung n2 und der Mittelanzapfung 5e in der 43 durch eine Hochfrequenz-Wechselstromquelle 1b und eine Induktanz L04 dargestellt ist.
  • In dem kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System mit den in der 44 gezeigten Kennlinien kann als ein Verfahren, die Lastspannung für unterschiedliche Arten von Lasten, die eine identische Lastspannung und unterschiedliche Leistung, d. h., unterschiedliche Lastströme, aufweisen, konstant zu machen (zu stabilisieren), ein Verfahren angegeben werden, wie z. B. das Vorsehen einer Rückkopplungs-Regelschaltung, welche eine Lastspannung an der Sekundärseite des Transformators T detektiert, die detektierte Spannung mit einem Referenzwert vergleicht, um einen Fehler zu verstärken, dass verstärkte Fehlersignal kontaktlos an die Primärseite des Transformators T überträgt und die Amplitude, Frequenz und Betriebsart der Hochfrequenz-Wechselspannung, die der Primärwicklung n1 des Transformators T zugeführt wird, steuert, oder bei dem eine unabhängige stabilisierende Quellenschaltung an der Sekundärseite des Transformators T vorgesehen wird und die Schaltung an die Last angeschlossen wird.
  • Jedoch bewirkt das Vorsehen solch einer Rückkopplungs-Regelschaltung und einer stabilisierenden Quellenschaltung, dass die Anzahl der Bauteile ansteigt und die Kosten höher werden. Nun ist es so, dass der durch das Vorsehen dieser Schaltungen erhaltene Effekt umso höher wird, je besser die Stabilität einer Lastspannung ist, wodurch eine geringere Anzahl von zusätzlichen Bauteilen erwartet werden kann. Demzufolge wurde ein günstiges kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System mit einer relativ einfachen Schaltung erwartet, welche eine Lastspannung (Ausgangsspannung) in einem weiten Bereich von Lastströmen konstant halten kann, ohne die Rückkopplungs-Regelschaltung vorsehen zu müssen.
  • Weiter verringert sich die Ausgangsanschlussspannung mit ansteigendem Laststrom in einer Vorrichtung, wodurch bewirkt wird, dass eine mit der Vorrichtung mögliche Leistungsfähigkeit nicht erreicht werden kann, wodurch als eine Lösung zu einem wie zuvor beschriebenen Problem z. B. das Detektieren der Ausgangsanschlussspannung und das Rückkoppeln von Signalen von der Sekundärseite an die Primärseite zur Steuerung erlaubt, dass die Ausgangsanschlussspannung stabilisiert werden kann.
  • Jedoch ist auch bei solch einem Betrieb die Beziehung der Ausgangsanschlussspannung und der Lastleistung mit dem Laststrom so, wie in der 36 gezeigt, wobei die Lastleistung P im Wesentlichen proportional zu dem Laststrom I ist und die Ausgangsanschlussspannung VO in einem Bereich B von einer geringen Last bis einer vollen Last stabilisiert werden kann, aber in einem Bereich A von keiner Last bis zu einer geringen Last stark ansteigt. Um einen größeren Betrag effektiver Leistung aufzunehmen, auch wenn dies ein wenig auf der Sekundärseite des trennbaren/abnehmbaren Transformators geschieht, wird für die kontaktlose Übertragung von Ladung oder Leistung oft auf der Sekundärwicklungsseite ein Anpasskondensator zur Lastanpassung vorgesehen. Es wird angenommen, dass das Vorsehen des Anpasskondensators den einzigartigen zuvor angegebenen Spannungsanstieg bei keiner Last/einer geringen Last aufgrund der normalen Kontaktkopplung bewirkt, der sich von der Schaltquelle unterscheidet. Um den Anstieg der Ausgangsanschlussspannung zu steuern, werden Blindlasten, wie z. B. Blindwiderstände, parallel zu dem Ausgangsanschluss angeschlossen, um zur Steuerung immer einen Verlust zu erzeugen, aber bei diesem Verfahren wird ein Leistungsverlust der Blindspannung einige Watt oder größer und die Schaltungsgröße wird größer oder die Kosten steigen an, um den Effizienzabfall und den Temperaturanstieg einzudämmen.
  • Die US 5,926,381 beschreibt eine Gleichstrom-Leistungszuführungs-Vorrichtung mit einem an der Eingangsseite vorgesehenen Gleichrichter, der eine angelegte Wechselspannung gleichrichtet und die gleichgerichtete Spannung an einen die Spannung erhöhenden Konverter führt. Der die Spannung erhöhende Konverter wandelt die angelegte Spannung in eine Spannung eines bestimmten Betrags. Die Spannung mit dem bestimmten Betrag wird anschließend durch einen Wechselrichter in eine hochfrequente Spannung gewandelt und an eine Primärwicklung eines Transformators angelegt. Ein an der Ausgangsseite vorgesehener Gleichrichter richtet eine in eine Sekundärwicklung des Transformators induzierte hochfrequente Spannung gleich. Der Wechselrichter umfasst IGBTs und Dioden, welche in einem Vollbrücken-Aufbau verschaltet sind. Zu jedem IGBT ist ein Kondensator parallel geschaltet. Werden die IGBTs durch das Laden und Entladen der Kondensatoren leitend geschaltet, so fließt kein Strom durch die IGBTs und wenn die IGBTs nicht-leitend geschaltet werden, so werden die an IGBTs angelegten Spannungen auf Null gesetzt.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist eine dieser Erfindung zugrunde liegende Aufgabe, ein günstiges kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System anzugeben, das eine Lastspannung in einem großen Bereich von Lastströmen konstant halten kann, ohne den Schaltungsaufbau komplex zu gestalten.
  • Es ist eine andere dieser Erfindung zugrunde liegende Aufgabe, ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System anzugeben, das den Ausgangsanschluss-Spannungsanstieg auch dann kontrollieren kann, wenn keine Last/eine geringe Last besteht, und das einen Verlust auch dann vermindern kann, wenn die Blindlast angeschlossen wird.
  • Das kontaktlose elektrische Leistung übertragende System nach dieser Erfindung umfasst einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer davon trennbaren und abnehmbaren Sekundärwicklung, einen parallel zu der Sekundärwicklung des zuvor angegebenen Transformators geschalteten Kondensator und ein an der zuvor angegebenen Seite der Sekundärwicklung vorgesehenen Ausgangsanschluss, der mit einer Last verbunden ist, und liefert eine hochfrequente Wechselspannung an die zuvor angegebene Primärwicklung, um einen hochfrequenten Strom an die zuvor angegebene Primärwicklung fließen zu lassen, und erzeugt eine induzierte Spannung in der Sekundärwicklung durch die elektromagnetische Induktion, wodurch Leistung an die an den zuvor angegebenen Ausgangsanschluss angeschlossene Last zugeführt wird. Dieses System ist so aufgebaut, dass eine an die zuvor angegebene Last zugeführte Spannung im Wesentlichen konstant ist, sich ein fließender Strom ändert und eine Leistung an eine unterschiedliche Last angelegt wird, und in dem System wird als eine erste Bedingung eine Tatsache angenommen, dass die Zeit der Umkehr der Spannungspolarität in der zuvor angegebenen Primärwicklung zur Zeit der maximalen Last im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, zu der die oszillierende Spannung des zuvor angegebenen Kondensators ihren Maximal- oder Minimalwert erreicht, und als eine zweite Bedingung wird eine Tatsache angenommen, dass die Zeit der Umkehrung der Spannungspolarität in der zuvor angegebenen Primärwicklung zur Zeit der minimalen Last im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, zu der die oszillierende Spannung des zuvor angegebenen Kondensators einen Zyklus abschließt, wobei der zuvor angegebene Kondensator so eingestellt ist, dass sein Kapazitätswert die zuvor angegebenen ersten und zweiten Bedingungen gleichzeitig erfüllt, wodurch die Lastspannung in einem Laststrombereich vom Minimum bis zum Maximum konstant gehalten wird. Der zuvor angegebene Aufbau erlaubt es, dass die Lastspannung in einem großen Laststrombereich konstant gehalten werden kann, wobei ein günstiger Schaltungsaufbau ohne das Vorsehen der Rückkoppelungs-Regelschaltung besteht, d. h., ohne die Schaltung komplex zu gestalten. Demzufolge kann eine im Wesentlichen konstante Lastspannung an eine Last angelegt werden, deren Laststrom sich stark ändert, oder an mehrere Arten von Lasten, deren Lastspannungen konstant und Lastströme unterschiedlich zueinander sind.
  • Dieses System kann so aufgebaut sein, dass in dem System anstelle der zuvor angegebenen zweiten Bedingung eine Tatsache als zweite Bedingung herangezogen wird, dass die Zeit der Umkehrung der Spannungspolarität in der zuvor angegebenen Primärwicklung zu der Zeit der minimalen Last im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, zu der die oszillierende Spannung des zuvor angegebenen Kondensators mit der Oszillation beginnt, und dass gleichzeitig die Zeit der Umkehrung der Spannungspolarität in der zuvor angegebenen Primärwicklung im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, zu der die oszillierende Spannung des zuvor angegebenen Kondensators einen Zyklus abschließt, wobei der zuvor angegebene Kondensator so eingestellt ist, dass sein Kapazitätswert die zuvor angegebenen ersten und zweiten Bedingungen gleichzeitig erfüllt. In diesem System ist die Schaltungskonstante so gesetzt, dass sie einer Bedingungsformel von 4·π·f·(L02· C2)1/2 = 1 erfüllt, wenn die Streudinduktanz, die auf die Sekundärseite des zuvor angegebenen Transformators konvertiert wurde, als L02 dargestellt ist, der Kapazitätswert des zuvor angegebenen Kondensators als C2 dargestellt ist und die Frequenz der zuvor angegebenen hochfrequenten Wechselspannung als f dargestellt ist. Dies erlaubt, dass die Ausgangsspannung für einen Laststrom, der gleich oder geringer als der Maximalwert des zuvor angegebenen Laststrombereichs ist, konstant gehalten werden kann. Dieses System, in dem eine Blindlast zwischen die zuvor angegebenen Ausgangsanschlüsse angeschlossen ist, um einen Stromfluss gleich zu oder größer als der zuvor angegebene Minimalwert auch in dem Laststrombereich kleiner als der Minimalwert in dem zuvor angegebenen Laststrombereich fließen zu lassen, kann einen Stromfluss gleich zu oder größer als der zuvor angegebene Minimalwert auch in dem Laststrombereich kleiner als der Minimalwert in dem zuvor angegebenen Laststrombereich bewirken. Dieses System umfasst eine Treiberschaltung zur Zufuhr der zuvor angegebenen Hochfrequenz-Wechselspannung an die zuvor angegebene Primärwicklung, und in der zuvor angegebenen Treiberschaltung ändert sich die Frequenz der zuvor angegebenen hochfrequenten Wechselspannung automatisch, so dass die an eine Last angelegte Spannung konstant gehalten werden kann, wenn der zuvor angegebene Laststrom innerhalb des zuvor angegebenen Laststrombereichs liegt. Demzufolge kann die Lastspannung in einem großen Laststrombereich konstant gehalten werden.
  • Dieses System umfasst eine Treiberschaltung zur Zufuhr der zuvor angegebenen hochfrequenten Wechselspannung an die zuvor angegebene Primärwicklung, wobei die zuvor angegebene Treiberschaltung aus einem Resonanz-Wechselrichter besteht. Die zuvor angegebene Treiberschaltung kann ein Teil-Resonanz-Wechselrichter mit einem Resonanzkondensator sein, der parallel zu der zuvor angegebenen Primärwicklung geschaltet ist und eine Resonanz zwischen dem Kondensator und der zuvor angegebenen Primärwicklung erzeugt. Dies erlaubt, dass die Lastspannung in einem großen Laststrombereich konstant gehalten werden kann, während ein weiches Schalten beibehalten wird. Die zuvor angegebene Treiberschaltung kann die sein, welche eine Spannungsresonanzschaltung durch die zuvor angegebene Primärwicklung und durch einen parallel zu der zuvor angegebenen Primärwicklung geschalteten Resonanzkondensator umfasst, wobei die Spannungswellenform der zuvor angegebenen hochfrequenten Wechselspannung eine sinusförmige Wellenform ist. Die zuvor angegebene Treiberschaltung sollte so sein, dass sich in einem Zeitabschnitt, in dem die An-Zeit eines Schaltelements, das in der Treiberschaltung geschaltet wird, konstant ist und eine Teilresonanz bildet, und sich gleichzeitig in wenigstens einem Zeitabschnitt von entweder dem ansteigenden Zeitabschnitt oder dem abfallenden Zeitabschnitt der Spannungswellenform der zuvor angegebenen hochfrequenten Wechselspannung wenigstens ein Betrag von entweder der Zeit des Zeitabschnitts oder der Spannungswellenform des Zeitabschnitts entsprechend des Laststroms ändert. Dies erlaubt, dass die Lastspannung in einem großen Laststrombereich konstant gehalten werden kann, während ein weiches Schalten beibehalten wird.
  • Der zuvor angegebene Wechselrichter kann vom Halbbrücken-Typ oder vom Gegentakt-Typ sein. Dies bewirkt, dass die Nutzeffizienz des Transformatorkerns verbessert wird. Der zuvor angegebene Wechselrichter kann ein selbst angeregter Wechselrichter sein, welcher eine Rückkopplungswicklung und eine Zusatzwicklung, die jeweils magnetisch mit der Primärwicklung des zuvor angegebenen Transformators gekoppelt sind, ein spannungstreibendes Schaltelement, an dessen Steuereingang über die Rückkopplungswicklung eine Eingangsspannung angelegt wird, und eine Lade/Entladeschaltung umfasst, die zwischen beide Enden der Zusatzwicklung geschaltet ist, um die zuvor angegebene Eingangsspannung zu steuern, wobei die zuvor angegebene Eingangsspannung verringert wird, um das zuvor angegebene Schaltelement abzuschalten, wenn eine aufgrund einer induzierten Spannung in der Zusatzwicklung erzeugte Ladespannung einen bestimmten Wert erreicht. Dieses bewirkt, dass der ansteigende Zeitabschnitt und der abfallende Zeitabschnitt und die Wellenform der zu variierenden Spannung eine Änderung in dem Resonanzzustand der Spannung der Primärwicklung verwenden, die in der Aus-Zeit des Schaltelements entsteht, welche zu dem Laststrom korrespondiert, wodurch die Lastspannung in einem großen Laststrombereich konstant gehalten werden kann. Das Schalten eines Widerstands zwischen Ausgangsanschlüsse, an die eine Last angeschlossen ist, der einen Stromflusses gleich zu oder größer als der zuvor angegebene Minimalwert bewirkt, ist auch in einem Laststrombereich unterhalb des Minimalwerts in dem zuvor angegebenen Laststrombereich ausreichend. Dies erlaubt ein automatisches Konstanthalten der Ausgangsspannung in allen Laststrombereichen.
  • KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer ersten Ausführungsform nach dieser Erfindung.
  • 2 zeigt Ausgangskennlinien der obigen Schaltung.
  • 3 zeigt Ausgangskennlinien der obigen Schaltung.
  • 4 zeigt einen Graphen, der den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 5 zeigt einen Graphen, der den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 6 zeigt einen Graphen, der den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 7(A) zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer zweiten Ausführungsform nach dieser Erfindung.
  • 7(B) zeigt ein Wellenform-Diagramm einer hochfrequenten Wechselspannung.
  • 8 zeigt einen Graphen, der eine Beziehung zwischen einem Kapazitätswert von parallel zu einer Sekundärwicklung eines Transformators geschalteten Kondensatoren und einem Laststrom darstellt.
  • 9 zeigt einen Graphen, der die Beziehung darstellt.
  • 10 zeigt einen Graphen, der die Beziehung darstellt.
  • 11 zeigt einen Graphen, der die Beziehung darstellt.
  • 12(A) zeigt einen Schaltplan, der einen Aufbau hat, der ähnlich zu dem der ersten Ausführungsform ist.
  • 12(B), 12(C) zeigen Wellenformen-Diagramme einer hochfrequenten Wechselspannung.
  • 13 zeigt ein Diagramm, das den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 14 zeigt ein Diagramm, das den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 15 zeigt einen Schaltplan, der eine Treiberschaltung eines Systems entsprechend einer Ausführungsform dieser Erfindung umfasst.
  • 16 zeigt einen Schaltplan, der ähnlich zu der obigen Schaltung ist.
  • 17 zeigt einen Graphen, der den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 18 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer dritten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 19 zeigt Ausgangskennlinien der obigen Schaltung.
  • 20 zeigt einen Graphen, der den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 21 zeigt einen Graphen, der den Betrieb der obigen Schaltung darstellt.
  • 22 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer vierten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 23 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer fünften Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 24 zeigt einen Schalt-/Aufbauplan des Systems entsprechend einer weiteren Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 25 zeigt einen Aufbauplan eines trennbaren/abnehmbaren Transformators in dem obigen System.
  • 26(a) und (b) zeigen Wellenformdiagramme, um die Erläuterung des Betriebs des obigen Systems zu unterstützen.
  • 27 zeigt eine Kennlinie, um die Erläuterung des Betriebs des obigen Systems zu unterstützen.
  • 28 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer weiteren Ausführungsform.
  • 29 zeigt eine Kennlinie, um die Erläuterung des Betriebs des obigen Systems zu unterstützen.
  • 30 zeigt ein Wellenformen-Diagramm, um die Erläuterung des Betriebs des obigen Systems zu unterstützen.
  • 31 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer weiteren Ausführungsform.
  • 32 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend einer sechsten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 33 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend der sechsten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 34 zeigt einen Schaltplan des Systems entsprechend der sechsten Ausführungsform dieser Erfindung.
  • 35 zeigt eine Kennlinie, um die Erläuterung des Betriebs der in 31 gezeigten Ausführungsform zu unterstützen.
  • 36 zeigt eine Kennlinie, um die Erläuterung des Betriebs eines Beispiels nach dem Stand der Technik zu unterstützen.
  • 37 zeigt eine perspektivische Ansicht eines Leistungs-Zuführbereichs, an dem das System nach dieser Erfindung angewandt ist.
  • 38(A) zeigt eine Ansicht, die einen Zustand zeigt, in dem ein Stecker und eine Steckdose in dem zuvor angegebenen Anwendungsbeispiel nicht verkoppelt sind.
  • 38(B) zeigt eine Ansicht, die einen Zustand zeigt, in dem der Stecker und die Steckdose verkoppelt sind.
  • 39(A) zeigt einen Schaltplan nach dem Stand der Technik.
  • 39(B) zeigt ein Wellenform-Diagramm einer hochfrequenten Wechselspannung.
  • 40 zeigt ein schematisches Aufbaudiagramm eines Transformators der obigen Schaltung.
  • 41 zeigt Kennlinien der obigen Schaltung.
  • 42(A) zeigt einen anderen Schaltplan nach dem Stand der Technik.
  • 42(B) zeigt ein Wellenformdiagramm einer hochfrequenten Wechselspannung.
  • 43 zeigt einen Schaltplan einer äquivalenten Schaltung der obigen Schaltung.
  • 44 zeigt Kennlinien der obigen Schaltung.
  • Es ist zu erwähnen, dass die Ausführungsformen der 24 bis 31 und 35, wie auch die darauf bezogenen Teile der Beschreibung nicht durch die Patentansprüche 1 bis 20 abgedeckt sind. Jedoch sind die Erläuterungen dieser Figuren für die sechste Ausführungsform nach dieser Erfindung relevant.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Erste Ausführungsform nach dieser Erfindung
  • 1 zeigt eine Schaltung eines kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems entsprechend einer Ausführungsform dieser Erfindung. Dieses kontaktlose elektrische Leistung übertragende System weist eine Konfiguration auf, die gleich zu der nach dem Stand der Technik der zuvor angegebenen 42(A) ist, mit der Ausnahme der Einstellung von Schaltungskonstanten, so dass eine Gleichrichterschaltung 7 für eine Vollwellen-Gleichrichtung des Ausgangssignals einer Sekundärwicklung n2 an der Sekundärseite eines trennbaren Transformators T vorgesehen ist, eine Reihenschaltung mit einer Drosselspule LCH und einer Last 10, die aus einem Widerstand besteht, zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gleichrichterschaltung 7 geschaltet ist und ein Kondensator C3 parallel zu der Last 10 geschaltet ist.
  • Die Sekundärwicklung n2 des Transformators T ist mit einem Anpasskondensator C2 parallel geschaltet. Eine Primärwicklung n1 des Transformators T wird von einem Wechselrichter 3 als eine Treiberschaltung mit einer hochfrequenten Wechselspannung versorgt. Die Gleichrichterschaltung 7, welche eine bekannte Vollwellen-Gleichrichterschaltung ist, stellt eine Mittelanzapfung 5e der Sekundärwicklung n2 des Transformators T zur Verfügung, verbindet beide Enden der Sekundärwicklung n2 mit jeweiligen Anoden von Dioden D2, D3 und verbindet Kathoden von beiden Dioden D2, D3 miteinander. Der Transformator T hat denselben Aufbau, wie der in 40 beschriebene nach dem Stand der Technik.
  • Zwischenzeitlich hat der Erfinder dieser Erfindung eine Tatsache entdeckt, dass bei der Messung von Ausgangskennlinien, wie z. B. eine Lastspannungs (Ausgangsspannungs)-Laststrom-Kennlinie und eine Lastleistung-Laststrom-Kennlinie, wie sie in der zuvor angegebenen 44 gezeigt sind, durch das variierende Ändern des Widerstandswerts der Last 10 in der in 42(A) gezeigten Schaltung ein Bereich besteht, in dem das Ändern des Kapazitätswerts des Kondensators C2 verursacht, dass die Ausgangskennlinien verschiedene Formen annehmen, dass aber durch die geeignete Auswahl des Kapazitätswerts des Kondensators C2 eine Fluktuation der Lastspannung (Ausgangsspannung) in Bezug auf eine Änderung des Laststroms klein gemacht werden kann (d. h., es existiert ein Bereich, in dem die zuvor angegebene Spannungsänderungsrate klein gehalten werden kann). Beispiele solcher Ausgangskennlinien sind in jeweiligen 2 und 3 gezeigt.
  • Die 2 und 3 stellen jeweils eine Lastspannungs-Laststrom-Kennlinie dar und weiter eine Ausgangskennlinie, die durch das Anlegen einer rechteckwellenförmigen hochfrequenten Wechselspannug mit einer maximalen Amplitude 70 Volt und einer Frequenz von etwa 97 kHz, wie in der zuvor angegebenen 39(B) gezeigt, an die Primärwicklung n1 und durch das variierende Ändern des Widerstandswerts der Last 10 unter Verwendung des Induktanzwerts der Drosselspule LCH zu 100 μH, das Kapazitätswerts des Kondensators C3, der parallel zu der Last 10 geschaltet ist, als 100 μF und der Lücke g zwischen dem Kern 5c der Primärseite des Transformators T und dem Kern 5d der Sekundärseite zu 2 mm in der in 42(A) gezeigten Schaltung erhalten wurde. In den 2 und 3 stellt die Abszissenachse einen Laststrom dar, die linke Ordinatenachse eine Lastspannung VO und die rechten Ordinatenachse eine Lastleistung P, wobei die Kennlinie V die Lastspannung und die Kennlinie P die Lastleistung anzeigen.
  • Den 2 und 3 kann entnommen werden, dass ein Laststrombereich existiert, in dem im Vergleich mit den Ausgangskennlinien der zuvor angegebenen 44 eine relativ kleine zuvor angegebene Spannungsänderungsrate besteht (geänderte Weite einer Lastspannung VO/geänderte Weite eines Laststroms I). In den 2 und 3 wird der Maximalwert (nachfolgend als der maximale Laststromwert bezeichnet) des Laststroms I in dem Laststrombereich mit einer relativ kleinen zuvor angegebenen Spannungsänderungsrate als Imax angegeben und der Minimalwert (nachfolgend als der minimale Laststromwert bezeichnet) des Laststroms I in dem Laststrombereich als Imin. Die Spannungsänderungsrate in einem Laststrombereich von dem minimalen Laststromwert Imin zu dem maximalen Laststromwert Imax ist etwa 0,6/A. Es ist zu verstehen, dass im Gegensatz dazu in der Lastspannungs-Laststrom-Kennlinie der zuvor angegebenen 44 die Spannungsänderungsrate in dem Laststrombereich der Laststromwerte 1 bis 4 A etwa 2,5 V/A beträgt, so dass die Lastspannungs-Laststrom-Kennlinien, die in den 2 und 3 gezeigt sind, hinsichtlich der Spannungsänderungsrate im Vergleich zu den in der 44 gezeigten Lastspannungs-Laststrom-Kennlinien genügend klein wird. D. h., die Lastspannung VO ist in dem Laststrombereich von dem minimalen Laststromwert Imin bis zu dem maximalen Laststromwert Imax im Wesentlichen stabil, wodurch es erlaubt wird, dass die Lastspannung in dem Laststrombereich konstant gehalten wird.
  • Dann entdeckte der Erfinder dieser Erfindung eine Tatsache, dass dort, wo der Laststrombereich, in dem die Lastspannung VO in der Lastspannungs-Laststrom-Kennlinie im Wesentlichen stabil erhalten werden kann, gemeinsame Merkmale bestehen, wie nachfolgend gezeigt, welche in Bezug auf die 4 bis 6 erläutert werden. Die 4 bis 6 zeigen Graphen der Betriebswellenform jedes Teils der in 43 gezeigten Äquivalenzschaltung, die auf die Sekundärseite der in 42(A) gezeigten Schaltung gewandelt ist, wobei (a) eine Spannung E1S über die Primärwicklung n1 anzeigt; (b) eine Spannung E3S über einen Leistungsquellenteil 1a anzeigt; (c) eine Spannung VC2 über dem Kondensator C2 anzeigt; (d) eine Spannung VL03 über der Induktanz L03 anzeigt; (e) eine Spannung VL04 über der Induktanz L04 anzeigt; (f) eine Spannung EL über Ausgangsanschlüssen der Gleichrichterschaltung 7 anzeigt; (g) einen Strom IL03 anzeigt, der in die Induktanz L03 fließt; (h) einen Strom IL04 anzeigt, der in die Induktanz L04 fließt; (i) einen Strom IC2 anzeigt, der in den Kondensator C2 fließt; (j) einen Strom Id2 anzeigt, der in die Diode D2 fließt; (k) einen Strom Id3 anzeigt, der in die Diode D3 fließt; und (1) einen Laststrom I anzeigt, der in die Last 10 fließt.
  • Zunächst, in einem Schaltungszustand, in dem der Betrag des Laststroms I dem maximalen Laststromwert Imax entspricht, fällt die Polaritätsumkehrzeit (z. B. die Zeiten t1, t3) der Spannung E1S über der Primärwicklung n1, wie sie in 4(a) gezeigt ist, im Wesentlichen mit der Zeit (Zeiten t1, t3) zusammen, zu der die Spannung VC2 über dem Kondensator C2 die Maximal- und Minimalwerte erreicht, wie in 4(c) gezeigt. Die Tatsache, dass dieser Zustand eine Lastanpassungsbedingung bei der kontaktlosen elektrische Leistungsübertragung wird, wurde schon in US-Anmeldenummer 09/407761 vorgeschlagen.
  • Einerseits, in einem Schaltungszustand, in dem der Betrag des Laststroms I dem minimalen Laststromwert Imin entspricht, wenn die Spannung VC2 über dem Kondensator C2 bei seinem Laden/Entladen, wie es in 5(c) angezeigt ist, das Laden abschließt, also zu den Zeitpunkten t1, t2 bei dem Laden/Entladen des Kondensators C2 beginnt, die Spannung VC2 über dem Kondensator C2 bei einer ungefähren Null-Volt-Bedingung, den Kondensator C2 zu laden, erreicht den Maximalwert oder den Minimalwert, beginnt das Entladen des Kondensators C2, und kehrt dann in die ungefähr Null-Volt-Bedingung zurück, wobei sich die Polarität der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 (und die auf die Sekundärseite gewandelte induzierte Spannung E3S) umkehrt. D. h., in einer Schaltungsbedingung, in der der Betrag des Laststroms I dem minimalen Laststromwert Imin entspricht, fällt die Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 im Wesentlichen mit der Zeit zusammen, zu der die Entladung des Kondensators C2 das Laden/Entladen des Kondensators C2 beendet, in anderen Worten, zu der Zeit, zu der die oszillierende Wellenform der Spannung VC2 über dem Kondensator C2 einen Zyklus abschließt. Der Abschluss eines Zyklus bedeutet, dass die Spannung VC2 über dem Kondensator C2 die Oszillation beginnt, einmal durch den Minimalwert oder den Maximalwert verläuft und anschließend in die ungefähr Null-Volt-Bedingung zurückkehrt.
  • Weiter ist die Betriebswellenform zu der Zeit, wenn der Betrag des Laststroms I einen beliebigen Stromwert zwischen dem zuvor angegebenen minimalen Laststromwert Imin und dem maximalen Laststromwert Imax einnimmt, eine Zwischen-Wellenform zwischen der Wellenform, die der Bedingung genügt, in der der Laststrom I den maximalen Laststromwert Imax einnimmt, und der Wellenform, die der Bedingung genügt, in der der Laststrom I den minimalen Laststromwert Imin einnimmt. Zwischenzeitlich wird das Konstanthalten der Lastspannung VO üblicherweise in einem Bereich von einer Zeit, zu der keine Last besteht, bis zu einer Zeit, zu der von einer Lastvorrichtung eine volle Last besteht, benötigt, so dass es erwünscht ist, Ausgangskennlinien zu haben, wie sie in 3 gezeigt sind, und den Laststrombereich in einem Bereich von dem minimalen Laststromwert Imin bis zu dem maximalen Laststromwert Imax zu setzen. In diesem Fall wurde es bei einem Schaltungszustand, in dem der Laststromwert I einem Stromwert entspricht, der nahe an dem minimalen Laststromwert Imin ist, d. h., in einem Bereich nahe an der Zeit, zu der keine Last besteht, unter der Annahme, dass die an die Primärwicklung n1 angelegte Wellenform einer hochfrequenten Wechselspannung eine Rechteckwelle ist, entdeckt, dass die Betriebswellenform von jedem Teil die in 6 gezeigten Eigenschaften aufweist.
  • Das Merkmal existiert dahingehend, dass die Zeit, zu der die oszillierende Wellenform der Spannung VC2 über dem Kondensator C2 die Oszillation beginnt, wie in 6c gezeigt, im Wesentlichen mit der Zeit (z. B. die Zeiten t1, t3) der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 zusammenfällt, wie in 6(a) gezeigt, und dass zu der Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1, wie in 6(a) gezeigt, der durch den Kondensator C2 fließende Strom IC2 etwa Null wird, wie in 6(i) gezeigt. Fällt die Zeit des Beginnens der Oszillation der Spannung VC2 über dem Kondensator C2 nur mit der Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 zusammen, so werden verschieden geformte Ausgangskennlinien erhalten, die zu den in 3 gezeigten unterschiedlich sind, und es besteht jedoch nur ein Fall, bei dem zu der Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 der Strom IC2 des Kondensators C2 ebenfalls ungefähr Null wird, und nur zu der Zeit des Bestehens dieser Merkmale kann die Lastspannung VO in einem Laststrombereich von dem minimalen Laststromwert Imin zu der Zeit von ungefähr keiner Last bis zu dem maximalen Laststromwert Imax, wie in 3 gezeigt, konstant gehalten (stabilisiert) werden.
  • Es ist zu verstehen, dass ein Schaltungszustand, der solchen Merkmalen genügt, in einem Fall besteht, in dem die folgende Formel (1) erfüllt ist, wobei die auf die Sekundärseite des Transformators T gewandelte Streuinduktanz als L02 dargestellt wird, die Frequenz (Treiberfrequenz) der hochfrequenten Wechselspannung, die an die Primärwicklung n1 des Transformators T angelegt wird, als f dargestellt wird und der Kapazitätswert des Kondensators C2 als C2 dargestellt wird: 4·π·f·(L02·C2)1/2 = 1 (1)
  • Die Streuinduktanz L02 ist jetzt eine Summe des Induktanzwerts der Streuinduktanz L03 in der in 43 gezeigten Äquivalenzschaltung und des Induktanzwerts der Streuinduktanz L04, so dass der Kapazitätswert des Kondensators C2 durch die folgende Formel (2) bestimmt werden kann, um in der 3 gezeigte Kennlinien zu erhalten: C2 = (1/L02·{1/(4·π·f)}2 (2)
  • Ebenfalls wird in dem Fall, dass die Mittelanzapfung 5e der Sekundärwicklung n2 vorhanden ist, um eine Gleichrichtung auszuführen, wie es zuvor beschrieben wurde, die auf die Sekundärseite konvertierte Streuinduktanz als in zwei Teile, bestehend aus der Streuinduktanz L03 und der Streuinduktanz L04, geteilt angezeigt, wie in 43 gezeigt, wohingegen die Induktanzwerte der beiden Induktanzen L03, L04 bei einer gleichförmigen Wicklung der Sekundärwicklung n2 des Transformators T bis zu der Mittelanzapfung 5e im Wesentlichen gleich zueinander sind, so dass der Kapazitätswert des Kondensators C2 zum Erhalten der Ausgangskennlinien, wie sie in 3 gezeigt sind, durch die folgende Formel (3) bestimmt werden kann: C2 = (1/(2·L03)·{1/(4·π·f)}2 (3)
  • Weiter kann der Induktanzwert der Streuinduktanz L02 erhalten werden, indem ein Kurzschluss zwischen den Wicklungsanschlüssen A-A' der Primärwicklung n1 erzeugt wird und der Induktanzwert gemessen wird, wenn bei dem in 40 gezeigten Aufbau des Transformators T von den Wicklungsanschlüssen B-B' der Sekundärwicklung n2 her gesehen wird. Auch in dem Fall, in dem die Spannungswellenform der an die Primärwicklung n1 angelegten hochfrequenten Wechselspannung nicht als eine Rechteckwelle angenommen werden kann, z. B. auch in einem Fall einer trapezförmigen Spannungswellenform, können die in der 3 gezeigten Ausgangskennlinien erhalten werden, indem die Schaltungskonstanten so gesetzt werden, dass sie der Beziehung dieser Formeln (1) bis (3) genügen. Jedoch muss in diesem Fall der Strom IC2 des Kondensators C2 zur Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 nicht notwendig ungefähr Null werden.
  • Aus der obigen Diskussion folgt, dass das kontaktlose elektrische Leistung übertragende System nach dieser Ausführungsform, welches denselben Aufbau hat, wie der in der 42(A) gezeigte Stand der Technik, Merkmale aufweist, dass als eine erste Bedingung eine Tatsache, dass die Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 des Transformators T im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, wenn die Spannung VC2 über dem Kondensator C2 die Maximal- und Minimalwerte erreicht, um den maximalen Laststromwert Imax des Maximalwerts in einem Laststrombereich, der in der 1 gezeigten Schaltung an die Last 10 angelegt wird, zu spezifizieren, und als eine zweite Bedingung eine Tatsache herangezogen werden, dass die Zeit der Polaritätsumkehr der Spannung E1S über der Primärwicklung n1 im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, zu der das Endladen des Kondensators C2 abgeschlossen ist, um den minimalen Laststromwert Imin des Minimalwerts in einem Laststrombereich zu spezifizieren, der an die Last 10 zugeführt wird, wobei der Kapazitätswert des Kondensators C2 so gesetzt wird, dass die zuvor angegebene erste und zweite Bedingung gleichzeitig erfüllt werden.
  • Hierdurch kann die Lastspannung VO in dem kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System nach dieser Ausführungsform im Vergleich mit dem Aufbau des in 42(A) gezeigten kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System nach dem Stand der Technik ohne die zuvor angegebene Rückkopplungs-Regelschaltung oder stabilisierende Leistungsquellenschaltung vorzusehen, d. h., ohne die Schaltung komplex auszugestalten, und mit einem günstigen Schaltungsaufbau in einem weiten Laststrom I konstant gehalten werden, so dass eine im Wesentlichen konstante Lastspannung VO an eine Last 10 angelegt werden kann, deren Laststrom I sich stark ändert, oder an unterschiedliche Arten von Lasten 10, bei denen die Lastspannungen VO konstant und die Lastströme I unterschiedlich zueinander sind.
  • Jetzt werden die Schaltungskonstanten so gesetzt, dass sie die folgende Bedingungsformel erfüllen, wobei die auf die Sekundärseite des Transformators T2 konvertierte Streuinduktanz als L02 dargestellt wird, der Kapazitätswert des Kondensators C2 als C2 dargestellt wird und die Frequenz der zuvor angegebenen hochfrequenten Wechselspannung als f dargestellt wird: 4·π·f(L02·C2)1/2 = 1, so dass die Lastspannung VO (Ausgangsspannung) für den Laststrom I gleich zu oder geringer als der maximale Laststromwert Imax konstant gehalten werden kann.
  • Weiter fließt der Strom in der in der 1 gezeigten Schaltung in dem Bereich ohne Last nur in geringem Ausmaß an die Last 10, so dass sich ein größerer Bereich der Lastspannung VO entwickeln kann, wie in 44 gezeigt. Um dieses Problem zu lösen genügt es, einen Blindwiderstand zwischen Ausgangsanschlüsse zu schalten, an die die Last 10 angeschlossen ist, so dass der Strom des minimalen Laststromwerts Imin auch in einem Zustand ohne Last positiv fließen kann. In anderen Worten erlaubt das Anschließen einer Blindlast zum Fließenlassen eines Stroms gleich zu oder größer als der minimale Laststromwert Imin zwischen den Ausgangsanschlüssen, an die die Last 10 angeschlossen ist, auch in einem Bereich eines unterhalb des minimalen Laststromwerts Imin liegenden Laststroms einen Strom auch in einem Bereich eines Laststroms kleiner als der minimale Laststromwert Imin fließen zu lassen, der gleich zu oder größer als der minimale Laststromwert Imin ist.
  • Zweite Ausführungsform nach dieser Erfindung
  • 7(A) zeigt eine Schaltung eines kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems nach dieser Ausführungsform. Dieses kontaktlose elektrische Leistung übertragende System weist denselben Aufbau auf, wie die in 1 gezeigte erste Ausführungsform, die jedoch darin dazu unterschiedlich ist, dass die Schaltung eine wiederaufladbare Batterie als eine Last 10 verwendet, die zwischen Ausgangsanschlüsse geschaltet ist, und als eine Ladevorrichtung zum Wiederaufladen der wiederaufladbaren Batterie verwendet wird. Bauelemente, die gleich zu den der ersten Ausführungsform sind, sind mit denselben Bezugszeichen versehen, damit diesbezüglich keine weitere Erläuterung erfolgen muss. Auf diese Weise verläuft bei dem Anschluss einer Konstantspannungs-Last, wie die wiederaufladbare Batterie, als eine Last 10, die Kennlinie, die die Beziehung zwischen dem Kapazitätswert des Anpasskondensators C2, der parallel zu der Sekundärwicklung n2 geschaltet ist, und dem Laststrom I, wie in 8 gezeigt. Bei der Kennlinie wird der Kapazitätswert des Kondensators C2, wenn der Laststrom I durch das Ändern des Kapazitätswert des Kondensators C2 einen Maximalwert erreicht, als C2max bezeichnet. In einem Wort, wenn der Kapazitätswert des Kondensators C2 auf C2max gesetzt wird, kann der Maximalwert des Laststroms (Ladestroms) I erhalten werden, wohingegen der Ladestrom I vermindert wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators C2 von C2max verschoben wird.
  • Zwischenzeitlich verursacht in der in 7(A) gezeigten Schaltung ein Ändern der Frequenz (nachfolgend als die Treiberfrequenz bezeichnet) der hochfrequenten Wechselspannung mit einer Rechteckwelle, die an die Primärwicklung n1 angelegt wird, wie in 7(B) gezeigt, dass sich die Laststrom-Kennlinie für den Kapazitätswert des Kondensators C2 in einer Weise verändert, wie es z. B. mit den Linien 1, 2, 3, 4 in der 9 gezeigt ist, wobei die Treiberfrequenz in der Reihenfolge von 1, 2, 3 gefolgt von 4 vermindert wird. Das Ändern der Treiberfrequenz verursacht eine Variation von C2max, wobei sich der Kapazitätswert von C2max mit zunehmender Treiberfrequenz vermindert. Demzufolge, wie in 10 gezeigt, ermöglicht es eine Änderung der Treiberfrequenz von einem niedrigen auf einen höheren Wert bei einer Auswahl des Kapazitätswerts des Kondensators C2 zu C2max in einem Zustand "1" mit höherer Treiberfrequenz, dass der Ladestrom I an die wiederaufladbare Batterie der Last 10 angehoben werden kann. Weiter, wie in 11 gezeigt, erlaubt es eine Änderung der Treiberfrequenz von einem niedrigeren auf einen höheren Wert bei der Auswahl des Kapazitätswerts des Kondensators C2 zu C2max in einem Zustand "4" mit niedrigerer Treiberfrequenz, dass der Ladestrom I an die wiederaufladbare Batterie der Last 10 vermindert wird.
  • Obwohl die zuvor angegebenen Kennlinien für den Fall gelten, dass die Lastspannung VO konstant ist, zeigen die Kennlinien an, dass es das Ändern der Treiberfrequenz korrespondierend zu einer Änderung des Laststroms I bei Verwendung solch einer Last, bei der ein Ansteigen im Ladestrom I ein Abfallen der Ladespannung VO bewirkt, wie z. B. die Widerstandslast der Last 10, wie in 42 gezeigt, oder die mit einem Glättungskondensator versehene Last, ermöglicht, die Lastspannung VO auf einem nahezu konstanten Wert zu halten.
  • Insbesondere, wenn die Frequenzsteuerung in einer solchen Weise ausgeführt wird, dass die Treiberfrequenz in einem Volllast (Maximallast)-Zustand am höchsten gesetzt wird, und dass die Treiberfrequenz in einem Nulllast-Zustand am niedrigsten gesetzt wird, erlaubt das Setzen des Kapazitätswerts des Kondensators C2 zu C2max, um eine erwünschte Lastspannung VO in dem Volllast-Zustand stabil zu halten, und das Vermindern der Treiberfrequenz, wenn die Last 10 geringer wird, dass die Lastspannung VO in einem weiten Lastbereich von Nulllast bis Volllast ungefähr konstant gehalten werden kann. Jetzt wird der Kapazitätswert C2max des Kondensators C2 entsprechend der Selbstinduktanz der Primärwicklung n1, der Selbstinduktanz der Sekundärwicklung n2, der wechselseitigen Induktanz zwischen der Primärwicklung n1 und der Sekundärwicklung n2 und der höchsten Treiberfrequenz gesetzt. Demzufolge muss die Treiberfrequenz automatisch so geändert werden, dass sie zu dem Laststrom I korrespondiert.
  • Ebenfalls, wenn die Lastpannung VO konstant ist, ist allgemein der Betrag der Spannungsamplitude der Primärwicklung n1 proportional zu dem Laststrom I. Demzufolge ist als ein Verfahren des Konstanthaltens (Stabilisierens) der Lastspannung (Ausgangsspannung) ein Verfahren erdacht, die Spannungsamplitude der Eingangsspannung (hochfrequente Wechselspannung) der Primärwicklung n1 abhängig von der Änderung der Lastspannung VO aufgrund der Änderung des Laststroms I zu regeln. Als ein dieses ausführendes Verfahren besteht ein Verfahren, in dem, in einer Schaltung, wie sie in 12(A) gezeigt ist, die Spannungswellenform der hochfrequenten Wechselspannung, die an die Primärwicklung n1 des Transformators T angelegt wird, von der Rechteck-Spannungswellenform, wie sie in 12(C) gezeigt ist, auf die trapezwellenförmige Spannungswellenform (oder die nicht gezeigte sinuswellenförmige Spannungswellenform) geändert wird, wie sie in 12(B) gezeigt ist. Hier bedeutet ein Ändern der Spannungswellenform ein Ändern der Neigung der hochfrequenten Wechselspannung an ihrer Anstiegszeit und Abfallzeit.
  • Dies verwendet Spannungseigenschaften, bei denen ähnlich der Spannung E1S (hochfrequente Wechselspannung) die in den 13 und 14 gezeigt ist, sich die Spannungswellenform auch bei gleicher Maximalamplitude Emax von der Rechteckwelle in die trapezförmige Welle ändert und je kleiner die Neigung des Anstiegs und Abfalls ist, desto kleiner wird die Durchschnittsamplitude der äquivalenten Spannung (äquivalente Amplitudenspannung). Hier ist die Spannungsdurchschnittsamplitude Ee1 der in der 13 gezeigten Rechteckwelle gleich zu der Maximalamplitude Emax und die Spannungsdurchschnittsamplitude Ee2 der in 14 gezeigten trapezförmigen Welle ist kleiner, als die Maximalamplitude Emax. Ist der Laststrom I klein, so wird die Eingangsspannung der Primärwicklung n1 auf die trapezförmige Wellenform gebracht, um die äquivalente Spannungsamplitude, die an die Primärwicklung n1 angelegt wird, zu vermindern, wodurch der Anstieg der Lastspannung VO beschränkt wird, während die Eingangsspannung mit ansteigendem Laststrom I nahe an die Rechteckwellenform gebracht wird, um die äquivalente Spannungsamplitude, die an die Primärwicklung n1 angelegt wird, zu vergrößern, wodurch der Abfall der Lastspannung VO beschränkt wird, wodurch die Lastspannung VO in einem großen Bereich des Laststroms I konstant gehalten (stabilisiert) werden kann. Es muss nur die äquivalente Spannungsamplitude geändert werden, ohne die Maximalamplitude zu ändern, so dass die von der Rechteckwelle zu ändernde Wellenform nicht auf die trapezförmige Welle beschränkt ist. Diese kommerzielle Anwendung benötigt Mittel zum automatischen Ändern der Wellenform korrespondierend zu dem Laststrom I, wodurch die äquivalente Spannungsamplitude der hochfrequenten Wechselspannung, die an die Primärwicklung n1 angelegt wird, automatisch geregelt wird.
  • Nachfolgend wird ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System beschrieben, das die Treiberfrequenz und die Spannungswellenform der hochfrequenten Wechselspannung automatisch korrespondierend zu dem Laststrom I ändern kann. 15 zeigt ein Beispiel, bei dem eine Treiberschaltung 3 zur Zufuhr der hochfrequenten Wechselspannung an die Primärwicklung n1 des Transformators T durch einen Halbbrücken-Wechselrichter aufgebaut ist. Bauelemente, die ähnlich zu denen der ersten Ausführungsform sind, sind mit denselben Bezugszeichen versehen. Dieses kontaktlose elektrische Leistung übertragende System umfasst den Transformator T, dessen Primärwicklung n1 und Sekundärwicklung n2 voneinander trennbar sind, eine Gleichstrom-Leistungsquelle E, eine Treiberschaltung 3, die aus dem Halbbrücken-Wechselrichter besteht, um die Spannung der Gleichstrom-Leistungsquelle E, die zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gleichstrom-Leistungsquelle E geschaltet ist, in die hochfrequente Wechselspannung zu wandeln, um die Spannung an die Primärwicklung n1 des Transformators T zuzuführen, den Anpasskondensator C2, der parallel zu der Sekundärwicklung n2 des Transformators T geschaltet ist, die Gleichrichterschaltung 7 zum Gleichrichten der in der Sekundärwicklung n2 des Transformators T erzeugten Spannung und zum Zuführen der gleichgerichteten Spannung an die Last 10, die Drosselspule LCH, die zwischen der Gleichrichterschaltung 7 und der Last 10 eingefügt ist, und den Kondensator C3, der parallel zu der Last 10 geschaltet ist.
  • Die Treiberschaltung 3, welche wie oben erwähnt, ein Halbbrücken-Wechselrichter ist, in der eine Reihenschaltung eines Paars Kondensatoren Ca, Cb und eine Reihenschaltung von Schaltelementen S1, S2, die aus einem Paar von Leistungs-MOSFETs besteht, zwischen die Ausganganschlüsse der Gleichstrom-Leistungsquelle E parallel zueinander geschaltet sind, und in der die Primärwicklung n1 des Transformators T zwischen den Verbindungspunkt von beiden Kondensatoren Ca, Cb und den Verbindungspunkt von beiden Schaltelementen S1, S2 eingesetzt ist. Obwohl umgekehrt parallel zu den Schaltelementen S1, S2 angeschlossene Umlaufdioden DS1, DS2 aus Körperdioden der MOSFETs von jedem Schaltelement S1, S2 bestehen, können diese Dioden DS1, DS2 separat vorgesehen werden. Die Gleichstrom-Leistungsquelle E wird z. B. durch das Glätten einer Netzleistungsquelle erhalten.
  • Diese Treiberschaltung 3 legt die hochfrequente Wechselspannung mit einer Rechteckwelle an die Primärwicklung n1 des Transformators T auf eine Weise an, dass die Schaltelemente S1, S2 durch eine (nicht gezeigte) Steuerschaltung abwechselnd an und aus geschaltet werden. Die Gleichrichterschaltung 7 ist eine bekannte Vollweg-Gleichrichterschaltung, bei der die Mittelanzapfung 5e an der Sekundärwicklung n2 des Transformators T vorgesehen ist, beide Enden der Sekundärwicklung n2 jeweils mit den Anoden der Dioden D2, D3 verbunden sind und die Kathoden der beiden Dioden D2, D3 miteinander verbunden sind. Die zuvor angegebene Drosselspule LCH ist zwischen dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Dioden D2, D3 und ein Ende der Last 10 eingefügt und die Mittelanzapfung 5e ist mit dem andere Ende der Last 10 verbunden. Obwohl die Drosselspule LCH nötig ist, um den Laststrom I kontinuierlich und glatt zu gestalten, muss der Kondensator C3 nicht unbedingt vorgesehen werden.
  • Die 16 zeigt eine Schaltung des kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems, bei der in dem in der zuvor angegebenen 15 gezeigten Schaltungsaufbau der Kondensator C1 parallel zu der Primärwicklung n1 des Transformators T geschaltet ist. In diesem Beispiel ist der Kapazitätswert des Kondensators C1 relativ groß gewählt, um damit eine Resonanz einer Induktanzkomponente L1 der Primärwicklung n1 und ähnliches auszunutzen. Tatsächlich ist die gesamte Schaltung ein Objekt der Resonanz, wenn die Seite der Last 10 von der Primärwicklung n1 her gesehen wird, wobei sich die Resonanzbedingung entsprechend der Primärwicklung n1, der Sekundärwicklung n2, der wechselseitigen Induktanz, des Kondensators C2 auf der Sekundärseite und der Last 10 ändert. Der Kondensator C1 muss nicht unbedingt parallel zu der Primärwicklung n1 geschaltet werden, sondern kann verbunden werden, eine äquivalente Schaltung zu realisieren. Z. B. kann in der in 16 gezeigte Schaltung der Kondensator parallel zu dem Schaltelement S1 und dem Schaltelement S2 vorgesehen sein. 17 zeigt die Betriebswellenform von jedem Teil der in 16 gezeigten Schaltung, in der (a) eine Spannung VL über der Primärwicklung n1 anzeigt; (b) einen Strom IL anzeigt, der durch die Primärwicklung n1 fließt; (c) eine Spannung VD2 über dem Schaltelement S2 anzeigt; (d) ein Strom (Drainstrom) ID2 anzeigt, der durch das Schaltelement S2 fließt; (e) eine Spannung VD1 über dem Schaltelement S1 anzeigt; (f) einen Strom (Drainstrom) ID1 anzeigt, der durch das Schaltelement S1 fließt; (g) einen An/Aus-Zustand des Schaltelements S1 anzeigt; und (h) einen An/Aus-Zustand des Schaltelements S2 anzeigt.
  • Weiter bewirkt in dem in 16 gezeigten kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System das Vorsehen eines Zeitabschnitts (nachfolgend als die Totzeit bezeichnet), in dem beide Schaltelemente S1, S2 ausgeschaltet sind, wie es in 17(g), (h) gezeigt ist, während die Schaltelemente S1, S2 abwechselnd an/aus geschaltet werden, dass die Spannung VL über der Primärwicklung n1 zusammen mit dem Induktanzanteil L1 der Primärwicklung n1 und Ähnlichem durch die Resonanzschaltung des Kondensators C1 während der Totzeit eine Resonanzspannung erzeugt, wie es in 17(a) gezeigt ist, wodurch die Spannung variiert, bis sie die Leistungsquellenspannung oder den Erdungspegel erreicht, wobei die Spannung bei Erreichen der Leistungsquellenspannung oder des Erdungspegels durch die Umlaufdioden DS1, DS2 erhalten wird. Dies ist ein als eine Teilresonanztechnik oder eine Technik des weichen Schaltens bekanntes effektives Verfahren des Eliminierens des Anschaltverlustes von jedem der Schaltelemente S1, S2. Wenn die Verlustreduzierung berücksichtigt wird, muss der Kapazitätswert des Kondensators C1 nicht groß sein, so dass die Verwendung der parasitären Kapazität oder von ähnlichen Effekten der Schaltelemente S1, S2, die aus MOSFETs bestehen, eine Ausführung der Verlustreduktion auch dann ermöglicht, wenn der Kondensator C1 weggelassen wird.
  • Im Gegensatz dazu weist diese Erfindung dahingehend Merkmale auf, dass die Wellenform der Spannung VL über der Primärwicklung n1 als eine trapezförmige Wellenform eingestellt wird, wie in 17(a) gezeigt, indem der Kondensator C1 mit einem relativ großen Kapazitätswert verwendet wird, um die Resonanzfrequenz durch die zuvor angegebene Induktanzkomponente L1 und ähnliches mit dem Kondensator C1 hoch zu setzen. Anschließend verursacht das wählen eines spezifischen Kapazitätswerts als Kapazitätswert des Kondensators C1, um eine Resonanzspannung zu erhalten, die das Ansteigen und Fallen (beides in dem Totzeitabschnitt) der trapezförmigen Welle so zu bilden, dass sowohl die Anstiegszeit als auch Abfallzeit bei Nulllast relativ lang werden, und dass sowohl die Anstiegszeit als auch die Abfallzeit bei Volllast relativ kurz werden (unter der Voraussetzung, dass die An-Periode des Schaltelements S1, S2 in einem Lastbereich konstant ist), wodurch die Treiberfrequenz bei Nulllast niedrig wird und bei Volllast hoch wird, so dass sie in einer Weise arbeitet, die Lastspannung VO zu stabilisieren. Weiter wird die Wellenform der Spannung VL über der Primärwicklung n1 von der trapezförmigen Welle zu der Rechteckwelle geändert, wodurch die äquivalente Spannungsamplitude der an die Primärwicklung n1 angelegten Spannung bei Nulllast niedriger wird, als für die Rechteckwelle, wodurch das Ansteigen der Lastspannung VO beschränkt wird.
  • Die die Anstiegszeit und Abfallzeit der Spannung VL über der Primärwicklung n1 bestimmende Resonanz wird nicht nur durch den Kondensator C1 und die Induktanzkomponente L1 aufgebaut, wie zuvor angegeben, sondern durch den Kondensator C1, die Primärwicklung n1, wenn die Lastseite von der Seite der Induktanzkomponente n1 her gesehen wird, der Sekundärwicklung n2, der wechselseitigen Induktanz und der den Kondensator C2 enthaltenden Schaltung auf der Sekundärseite und die Last 10. Weiter wird die Resonanz auch durch das Gleichrichtungs-Glättungs-System beeinflusst. Demzufolge wird es angenommen, dass die Zustandsänderung der Last 10 (z. B., wenn die Last 10 ein Widerstandswert ist, eine Änderung des Widerstandswerts) in Wechselwirkung mit dem Schaltungssystem erfolgt, wodurch die Änderung als eine Änderung der Resonanzfrequenz reflektiert wird, mit dem Ergebnis, dass die Anstiegszeit und die Abfallzeit und die Wellenform automatisch geändert werden.
  • Dritte Ausführungsform nach dieser Erfindung
  • 18 zeigt eine Schaltung des kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems nach dieser Ausführungsform. Während die Treiberschaltung 3 in der Schaltung, die in der in der 17 gezeigten zweiten Ausführungsform beschrieben ist, ein getrennt angeregter Halbbrücken-Wechselrichter ist, besteht die Treiberschaltung 3 in dem kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System dieser Ausführungsform aus einem selbst angeregten Teil-Oszillationswandler. In dieser Ausführungsform ist es nicht nötig, eine Steuerschaltung, die eine Oszillationsschaltung zum An/Aus-Schalten von spannungsgetriebenen Schaltelemente S1 und S2, wie z. B. MOSFETs, getrennt vorzusehen. Der Aufbau des Transformators T und der Aufbau der Gleichrichterschaltung 7 zum Gleichrichten des Ausgangssignals von dessen Sekundärwicklung n2 sind gleich zu denen der zweiten Ausführungsform.
  • In der Treiberschaltung 3 sind die Reihenschaltung eines Paars von Kondensatoren Ca, Cb und die Reihenschaltung der Schaltelemente S1, S2, die aus einem Paar von Leistungs-MOSFETs bestehen, parallel zueinander mit der Reihenschaltung der Gleichstrom-Leistungsquelle E und einem Schalter SW verbunden; die Primärwicklung n1 des Transformators T ist zwischen dem Verbindungspunkt von beiden Kondensatoren Ca, Cb und dem Verbindungspunkt von beiden Schaltelementen S1, S2 eingefügt; und der Kondensator C1 ist parallel zu der Primärwicklung n1 geschaltet. Eine (nicht gezeigte) Umlaufdiode, die aus den Körperdioden von MOSFETs besteht, ist umgekehrt parallel zu jedem der Schaltelemente S1, S2 geschaltet. Die Gleichstrom-Leistungsquelle E wird z. B. durch Gleichrichten/Glätten einer Netzleistungsquelle erhalten.
  • Diese Treiberschaltung 3 umfasst zwei Rückkopplungswicklungen nf1, nf2 und zwei Zusatzwicklungen ns1, ns2, die jeweils magnetisch mit der Primärwicklung n1 des Transformators T gekoppelt sind. Die Reihenschaltung von Widerstandselementen R7, R8 und Kondensatoren C5, C6 ist über jeweilige Schaltelemente S1, S2 geschaltet; und die Reihenschaltung der zuvor angegebenen Rückkopplungswicklungen nf1, nf2 und Widerstandselementen R1, R4 ist zwischen den Verbindungspunkt der Widerstandselemente R7, R8 mit den Kondensatoren C5, C6 und den Steueranschlüssen der Schaltelemente S1, S2 eingefügt. An die Steueranschlüsse der Schaltelemente S1, S2 wird über die zuvor angegebenen Rückkopplungswicklungen nf1, nf2 eine Eingangsspannung angelegt. Über die Zusatzwicklungen ns1, ns2 ist eine Lade/Entladeschaltung zur Steuerung der Eingangsspannung der Schaltelemente S1, S2 angeschlossen. Hier besteht die Lade/Entladeschaltung, die über die Zusatzwicklung ns1 geschaltet ist, aus Widerstandselementen R2, R3, R10, Dioden D11, D12, D16, D21, Kondensatoren C7, C8 und einem Transistor Tr1, wobei die Diode D21 und der Transistor Tr1 eine Entladeschaltung bilden. Die Lade/Entladeschaltung, die über die Zusatzwicklung ns2 geschaltet ist, besteht aus Widerstandselementen R5, R6, R11, Dioden D13, D14, D17, D22, Kondensatoren C9, C10 und einem Transistor Tr2, wobei die Diode D22 und der Transistor Tr2 eine Entladeschaltung bilden.
  • Nachfolgend wird der Betrieb des kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems nach dieser Ausführungsform erläutert. Das Schließen des Schalters SW bewirkt, dass die Kondensatoren C5, C6 durch die Widerstandselemente R7, R8 geladen werden. Die Spannung der Kondensatoren C5, C6 wird an das Gate der Schaltelemente S1, S2 angelegt, so dass bei dem Erreichen einer Schwellenspannung der Schaltelemente S1, S2 durch die Spannung von einem der Kondensatoren C5, C6, z. B., wenn die Spannung des Kondensators C5 einen Schwellenwert des Schaltelements S1 erreicht, das Schaltelement S1 angeschaltet wird, um zu bewirken, dass der Strom IL anfängt, durch die Primärwicklung n1 zu fließen. Anschließend entwickelt sich in der Rückkopplungswicklung nf1 eine induzierte Spannung in der Richtung, in der das Schaltelement S1 weiter an bleibt, wodurch das Schaltelement S1 einen stabilen An-Zustand beibehält. Diese induzierte Spannung wird dem elektrischen Potential des Kondensators C6 überlagert. Zu dieser Zeit kann der An-Zustand des Schaltelements S1 ausschließlich durch die in die Rückkopplungswicklung nf1 induzierte Spannung beibehalten werden, obwohl die Spannung des Kondensators C5 durch die zwischen das Widerstandselement R7 und das Schaltelement S1 geschaltete Diode D21 auf Erdpegel entladen wird. In der Zwischenzeit entwickelt sich zusammen mit der Entwicklung der in die Rückkopplungswicklung nf1 induzierte Spannung auch in der Zusatzwicklung ns1 eine induzierte Spannung. Die Zusatzwicklung ns1 ist mit der zuvor angegebenen Lade/Entladeschaltung verbunden, so dass der Kondensator C7 durch die Diode D11 und den Widerstand R2 geladen wird, wenn sich die induzierte Spannung in der Zusatzwicklung ns1 entwickelt, und gleichzeitig wird der zwischen die Basis und den Emitter des Transistors Tr1 geschaltete Kondensator C8 über die Diode D15 geladen. Wird das Laden der Kondensatoren C7, C8 fortgesetzt und in kurzer Zeit der Transistor Tr1 angeschaltet, so senkt sich die Gatespannung des Schaltelements S1 ab, so dass das Schaltelement S1 abgeschaltet wird. Wird das Schaltelement S1 abgeschaltet, so wird der durch die Primärwicklung n1 geflossene Strom IL an den Kondensator C1 geleitet, um den Strom aufrecht zu erhalten, und in solch einem Zustand beginnt eine freie Oszillation (im folgenden der Einfachheit halber als Resonanz bezeichnet) des Kondensators C1 mit einer Schaltung, wenn die Lastseite von der Seite der Induktanzkomponente LI der Primärwicklung n1 her gesehen wird. Beginnt die Resonanz, so wird die Spannung VD1 über dem Schaltelement S1 in kurzer Zeit die Leistungsquellenspannung VE und die Spannung VD1 wird über eine (nicht gezeigte) Umlaufdiode, die aus der Körperdiode des Schaltelements S2 besteht, auf der Leistungsquellenspannung VE gehalten.
  • Einerseits bewirken die Spannungsumkehr der Spannung VL und die Stromrichtungsänderung des Stroms IL die Induzierung einer Umkehrspannung in die Rückkopplungswicklung nf1 und die Zusatzwicklung ns1, wodurch der Aus-Zustand des Schaltelements S1 beibehalten wird, und gleichzeitig zieht die in die Zusatzwicklung ns1 umgekehrt induzierte Spannung die elektrische Ladung des Kondensators C7 durch die Diode D12 und das Widerstandselement R3 heraus auf etwa Null. Zu dieser Zeit wird die elektrische Ladung des Kondensators C8 graduell durch den Widerstand R10 entladen. Gleichzeitig mit dem Betrieb entwickelt sich in der Rückkopplungswicklung nf2 und der Hilfswicklung ns2 eine positive induzierte Spannung. Auch wenn sich die induzierte Spannung in der Rückkopplungswicklung nf2 entwickelt, entwickelt sich eine Verzögerungszeit durch den Widerstand R4 und die Eingangskapazität des Schaltelements S2, so dass das Schaltelement S2 verzögert eingeschaltet wird, wodurch der An-Zustand beibehalten wird. Mit dem Spannungsänderungsabschnitt aufgrund dieser Resonanz und mit der zuvor angegebenen Verzögerung ist ein Abschnitt vorgesehen, während dem sowohl das Schaltelement S1 als auch das Schaltelement S2 ausgeschaltet sind, d. h., die Totzeit. Die in die Rückkopplungswicklung nf2 induzierte Spannung fährt damit fort, die Kondensatoren C9, C10 durch die Diode D13 und den Widerstand R9 zu laden. Danach wird der Transistor T2 mit dem Ansteigen der Ladespannung des Kondensators C10 mit der Zeit angeschaltet und das Schaltelement S2 ausgeschaltet. Danach wird ein ähnlicher Betriebsauflauf wiederholt, um die Selbstoszillation weiterzuführen. Auch wenn sich die Totzeit ändert, kann diese Schaltung die Zeitdauer der Anschaltzeit der Schaltelemente S1, S2 im Wesentlichen konstant halten.
  • In dem kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden System dieser Ausführungsform ist der Kapazitätswert des Kondensators C2 weiter so gesetzt, der zuvor angegebenen Formel (1) zu genügen. D. h., der Kapazitätswert des Kondensators C2 ist gesetzt der Bedingung der folgenden Formel zu genügen: 4·π·f·(L02·C2)1/2 = 1.
  • Wird in der in 18 gezeigten Schaltung der Kapazitätswert C2 des Kondensators C2 zu 0,062 μF bestimmt und der Kapazitätswert des Kondensators C2 zu 0,022 μF, so ist in der 19 ein durch das Ändern des Widerstandswerts der Last 10 und das Messen der Lastspannungs-Laststrom-Kennlinie und der Lastleistungs-Laststrom-Kennlinie erhaltenes Ergebnis gezeigt. Der 19 kann entnommen werden, dass die Spannungsänderungsrate in einem Laststrombereich von dem minimalen Lastromwert Imin zu dem maximalen Laststromwert Imax des Laststromes I in der Größenordnung von 0,4 V/A liegt, was eine weitere Verbesserung in Bezug auf die Spannungsänderungsrate (0,6 V/A) in der in 3 gezeigten Ausgangskennlinie ist, die in der ersten Ausführungsform beschrieben wurde. Ein Beispiel der Wellenform zur Zeit eines Laststroms nahe der Nulllast, die in dieser Verbesserung einbezogen ist, und ein Beispiel der Wellenform zur Zeit eines Laststroms nahe der Volllast, sind jeweils in den 20 und 21 gezeigt. In den 20 und 21 bezeichnet (a) die Spannung VL über der Primärwicklung n1; (b) die Spannung VC2 über dem Kondensator C2; (c) den durch die Last 10 fließenden Laststrom I; und (d) die Lastspannung VO.
  • Bei dem Laststrom I nahe an der Nulllast, wie in 20 gezeigt, ist die Spannungswellenform der Primärwicklung n1 eine trapezförmige Wellenform mit einer Frequenz von etwa 70 kHz, während bei der in 21 gezeigten Volllast die Spannungswellenform der Primärwicklung n1 eine trapezförmige Wellenform mit einer Frequenz von etwa 80 kHz ist. In einem Wort variiert die Frequenz automatisch in der Größenordnung von 10 kHz und die Wellenform kann auch automatisch eine Formänderung ausführen, wie z. B. eine Neigung bei der Anstiegszeit und der Abfallzeit. Die Anschaltzeit von jedem der Schaltelemente S1, S2 zu dieser Zeit war konstant etwa 4 μs.
  • In dieser Ausführungsform ist die Totzeit wie zuvor angegeben vorhanden und in einer empirischen Vorgehensweise kann eine Kombination von Schaltungskonstanten entdeckt werden, welche die Anstiegs- und Abfallzeit der Resonanzspannung (jeder der Zeiten ist ein Zeitabschnitt von der Resonanz-Anfangszeit zu der Zeit, zu der die Resonanzspannung auf der Quellenspannung oder Erdungspotential gehalten wird) unter Verwendung von Resonanz während der Totzeit oder die Spannungswellenform entsprechend der Last automatisch ändern können. Genauer kann das Messen der Wellenform bei einer Last nahe der Nulllast und bei Volllast eine Kombination von Konstanten bereitstellen, die in Bezug auf Periode oder Wellenform geeignet variieren.
  • Die Ausgangskennlinie der 19 zeigt, dass die Lastspannung VO in einem Strombereich groß wird, in dem der Laststrom I kleiner ist, als der minimale Laststromwert Imin. Da solch ein Zustand tatsächlich oft eintritt, genügt es, zuvor einen Widerstand und ähnliches als Blindlast an einen Ausgangsanschluss (Anschluss zum Anschließen der Last) anzuschließen, so dass ein Laststrom fließen kann, der äquivalent zu dem minimalen Laststromwert Imin ist.
  • Vierte Ausführungsform nach dieser Erfindung
  • Der grundlegende Aufbau des kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems nach dieser Ausführungsform ist im Wesentlichen gleich zu dem der ersten und zweiten Ausführungsformen und das System hat Merkmale, wie in 22 gezeigt, es verwendet einen Gegentakt-Wechselrichter als eine Treiberschaltung 3 zur Zufuhr der hochfrequenten Wechselspannung an die Primärwicklung n1 des trennbaren Transformators T.
  • Fünfte Ausführungsform nach dieser Erfindung
  • Der grundlegende Aufbau des kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems nach dieser Ausführungsform ist im Wesentlichen gleich zu dem der ersten und zweiten Ausführungsformen und das System hat die in der 23 gezeigten Merkmale, wobei Dioden Df1, Df2 vorgesehen sind, die in Reihe zu den Schaltelementen S1, S2 und umgekehrt zu den Umlaufdioden DS1, DS2 geschaltet sind, so dass die Spannung der Primärwicklung n1 nicht am Erdungspegel gehalten wird, wodurch die Resonanzspannung als die Wellenform einer sinusförmigen Welle betrieben wird.
  • Obwohl sich diese Erfindung auf ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System bezieht, das einen trennbaren Transformator mit einem nicht vermeidbaren niedrigen Grad der magnetischen Kopplung und einer nicht vermeidbaren großen Streuinduktanz für die Leistungsübertragung verwendet, kann diese Erfindung auch in einem Fall Verwendung finden, in dem ein fester Transformator mit herabgesetztem Grad der magnetischen Kopplung für die Leistungsübertragung verwendet wird, wodurch die Lastspannung in einem weiten Laststromänderungsbereich stabilisiert werden kann, ohne eine Rückkopplungs-Regelschaltung vorzusehen, und auch wenn eine Rückkopplungs-Regelschaltung vorgesehen ist, können die Anzahl von zusätzlichen Teilen und zusätzliche Kosten reduziert werden.
  • Weitere Ausführungsform
  • Nachfolgend wir eine andere Ausführungsform beschrieben. 24 zeigt einen Aufbau eines kontaktlosen elektrische Leistung übertragenden Systems. Das System umfasst eine Wechselstrom-Leistungsquelle 1, eine Eingangs-Gleichrichtungs/Glättungs-Schaltung 2 zur Gleichrichtung/Glättung der Wechselstrom-Leistungsquelle 1, eine Wechselrichterschaltung 3, einen ersten Kondensator 6, der parallel mit einer Sekundärwicklung 5b geschaltet ist, um die Last auf der Seite der Sekundärwicklung 5b anzupassen, eine Gleichrichterschaltung 7 zur Vollweg-Gleichrichtung einer in die Sekundärwicklung 5b induzierten Spannung, eine Stromanpassdrossel 8 zur Glättung eines Ausgangsstroms I7 der Gleichrichterschaltung 7, ein variables Widerstandselement 10, das eine Last ist, und einen Kondensator 11, der parallel zu dem variablen Widerstandselement 10 geschaltet ist. Die Wechselrichterschaltung 3 besteht aus einem Leistungswandlungsbereich 4 zur Wandlung des Ausgangssignals der Eingangs-Gleichrichtungs/Glättungs-Schaltung 2 in eine hochfrequente Leistung und einem Transformator 5, in den die hochfrequente Leistung von dem Leistungswandlungsbereich 4 eingegeben wird. Der Transformator 5 besteht aus einer Primärwicklung 5a und einer Sekundärwicklung 5b mit einer Mittelanzapfung 5e und dient zum Empfang einer Leistung, deren Spannung durch die Primärwicklung 5a induziert ist. Das variable Widerstandselement 10 ist an den Ausgangsanschluss der Stromanpassdrossel 8 und an die Mittelanzapfung 5e der Sekundärwicklung 5b angeschlossen. Die Primärwicklung 5a und die Sekundärwicklung 5b bilden den trennbaren/auseinandernehmbaren Transformator 5. Die Gleichrichterschaltung 7 besteht aus Dioden 7a, 7b und ist aufgebaut, indem ein Ende der Dioden 7a, 7b in Reihe und wechselseitig in eine entgegengesetzte Richtung mit beiden Ausgangsenden der Sekundärwicklung 5b verbunden werden, die der Mittelanzapfung 5e gegenüberliegen, und indem die anderen Enden der Dioden 7a, 7b miteinander verbunden werden. Der Kondensator 11 umfasst nicht nur einen Kondensator zum Glätten der Ausgangsanschlussspannung, die an das variable Widerstandselement 10 angelegt wird und einen Rausch-Steuerkondensator, sondern umfasst eine aufgrund von Elementen oder Substraten bestehende Kapazität und eine Kapazität eines Eingangsteils innerhalb des variablen Widerstandselements 10.
  • Die 25 zeigt einen Aufbau des trennbaren/auseinandernehmbaren Transformators 5, bei dem die Primärseite gebildet wird, indem die Primärwicklung 5a auf einen Kern 5c gewickelt wird, der aus einer magnetischen Substanz besteht, während die Sekundärseite gebildet wird, indem eine Sekundärwicklung 5b, die mit einer Mittelanzapfung 5e versehen ist, auf einen Kern 5d gewickelt wird, wobei die Primärseite und die Sekundärseite über eine Lücke G gegenüberliegend angeordnet sind. Die Kennlinien der Ausgangsanschlussspannung VO und der Lastleistung P in Bezug auf den Laststrom I, der dem variablen Widerstandselement 10 zugeführt wird, wenn solch ein trennbarer/auseinandernehmbarer Transformator 5 verwendet wird, ist in der 36 ähnlich zu dem zuvor angegebenen Beispiel nach dem Stand der Technik gezeigt, in dem die Lastleistung P im Wesentlichen proportional zu dem Laststrom I ist und die Ausgangsanschlussspannung VO in einem Geringlast-Volllast-Bereich B stabil ist, während die Ausgangsanschlussspannung VO in einem Nulllast-Geringlast-Bereich A schnell groß wird. Um die Ausgangsanschlussspannung VO in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A auf die Spannung am Punkt D in der 36 zu beschränken, ist es nötig, eine Blindlast anzuschließen, wie z. B. ein Widerstandselement, das den Laststrom. I an einem Punkt C zu jeder Zeit parallel zu dem variablen Widerstandselement 10 fließen lassen kann. Wenn ein Verlust in der Blindlast jedoch einige Watt oder mehr annimmt, wird eine Blindlast mit einer großen Kapazität benötigt, was zu einer großen Schaltungsgröße und erhöhten Kosten führt.
  • Wird der Fluss eines Laststroms I äquivalent zu dem Nulllast-Geringlast-Bereich A in 36 bewirkt, und wenn ein Laststrom I äquivalent zu dem Geringlast-Volllast-Bereich B fließen gelassen wird, so sind eine induzierte Spannung V6 der Sekundärwicklung 5b, eine Spannung (Vor-Gleichrichtungs-Spannung) V61 zwischen einem Ende der Sekundärwicklung 5b und der Mittelanzapfung 5e, eine Spannung (Vor-Gleichrichtungs-Spannung) V62 zwischen dem anderen Ende der Sekundärwicklung 5b und der Mittelanzapfung 5e, eine Spannung (Eingangsteilspannung der Drossel) V8 zwischen dem Eingangsanschluss der Stromglättungsdrossel 8 und der Mittelanzapfung 5e, eine Ausgangsanschlussspannung VO und ein Ausgangsstrom (Ausgangsstrom der Gleichrichterschaltung) I7 der Gleichrichterschaltung 7 jeweils in den 26(a) und 26(b) in Bezug auf ihre Wellenform gezeigt. Wie in den 26(a), (b) gezeigt, haben die in die Sekundärwicklung 5b induzierte Spannung V6 und die Vor-Gleichrichtungs-Spannungen V61, V62 eine ähnliche Wechselstrom-Wellenform mit einer sinusförmigen Wellenform sowohl in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A und in dem Geringlast-Volllast-Bereich B. Jedoch zeigt der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 einen unkontinuierlichen Zustand, in dem ein Zeitabschnitt mit Stromfluss und ein Zeitabschnitt ohne Stromfluss in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A in der Gleichrichterschaltung abwechselnd wiederholt werden, während er in dem Geringlast-Volllast-Bereich B einen kontinuierlichen Zustand zeigt, in dem immer ein Strom fließt. Die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 zeigt eine Wellenform, bei der in dem Geringlast-Volllast-Bereich B eine sinuswellengeformte Wechselspannung überlagert ist, während in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A eine Schwingung überlagert wird, um zu bewirken, dass die Wellenform während des Null-Abschnitts, in dem kein Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 fließt, fluktuiert. Die Ausgangsanschlussspannung VO zu dieser Zeit wird in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A größer, als in dem Geringlast-Volllast-Bereich B, so dass es vorhergesagt werden kann, dass der schnelle Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A durch den Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 und die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 bewirkt wird.
  • In dem Geringlast-Volllast-Bereich B zeigt der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 einen kontinuierlichen Zustand in Bezug auf alle Lastströme I, indem die gleichgerichtete Wellenform der Vor-Gleichrichtungs- Spannung V61 (oder V62) so wie sie ist als die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 erscheint. Die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 zeigt eine Wellenform, in der eine sinuswellenförmig geformte Wechselspannung als eine Wechselspannungskomponente auf eine Amplitude VO' der Ausgangsanschlussspannung VO überlagert wird, wobei eine Amplitude V1' der sinuswellenförmig geformten Wechselspannung gleich zu der Amplitude VO' der Ausgangsanschlussspannung VO ist. Demzufolge wird es angenommen, dass ein Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO an dem Laststrom I zu der Zeit verhindert werden kann, wenn jede Wellenform diesen Merkmalen genügt.
  • Jedoch zeigt die Wellenform der Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A nicht die gleichgerichtete Wellenform der Vor-Gleichrichtungs-Spannung V61 (oder V62), so dass eine Schwingung überlagert wird, um zu bewirken, dass die Wellenform während des Null-Abschnitts, in dem kein Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 fließt, fluktuiert. Je länger die Null-Periode ist, in der kein Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 fließt, desto größer wird der Widerstandswert des variablen Widerstandselements 10 (desto geringer wird der variable Widerstandswert 10 als Last). Dann, je länger die Null-Periode ist, in der keine Gleichrichterschaltungs-Ausgangsspannung I7 fließt, desto mehr variiert die Wellenform der Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 im Vergleich mit der Wellenform in dem Geringlast-Volllast-Bereich B, weswegen es angenommen wird, dass die Ausgangsanschlussspannung VO auch im Zusammenhang mit dieser Tatsache ansteigt. Der Anstieg in der Diskontinuität des Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstroms I7 (der Anstieg in der Null-Periode, wenn keine Gleichrichterschaltungs-Ausgangsspannung I7 fließt) korrespondiert zu einer Tatsache, dass die Amplitude V1' der sinusförmig wellengeformten Wechselspannung, die der Amplitude VO' der Ausgangsanschlussspannung VO überlagert ist, im Vergleich mit der Amplitude VO' vermindert wird. In einem Absolut-Nulllast-Zustand steigt die Ausgangsanschlussspannung VO nahe an die Spitzenspannung der Vor-Gleichrichtungs-Spannung V61 (oder V62) und die Amplitude V1' nähert sich Null an. Um den Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A zu regeln und die Schaltungsgröße klein zu halten, wird es angenommen, dass es nötig ist, den Lastrom I so klein wie möglich zu halten, wenn der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 anfängt, sich von dem unkontinuierlichen Zustand in den unkontinuierlichen Zustand zu ändern, und eine Blindlast wird kombiniert verwendet. Die Blindlast kann in einigen Fällen durch den Selbstverlust der schon verwendeten Schaltungsteile ersetzt werden.
  • Weitere Ausführungsform
  • Anschließend wurde es entdeckt, dass es zunächst ausreicht, den Induktanzwert der Stromglättungsdrossel 8 als eines von mehreren Verfahren zu vergrößern. 27 zeigt Kennlinien des Laststroms I und der Ausgangsanschlussspannung VO, wenn der Induktanzwert L8 der Stromglättungsdrossel 8 auf einen großen, einen kleinen und einen mittleren Wert geändert wird. Das Vergrößern des Induktanzwerts L8 der Stromglättungsdrossel 8 bewirkt eine Verminderung des Laststroms I, wenn der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 anfängt, sich von dem diskontinuierlichen in den kontinuierlichen Zustand zu ändern, wodurch eine Erweiterung des Bereichs erlaubt wird, in dem der Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO eingeschränkt wird. Dies erlaubt auch, dass der Verlust der Blindlast, die parallel zu dem Ausgangsanschluss angeschlossen ist, klein gehalten wird, um eine kommerzielle Anwendung zu ermöglichen.
  • Weitere Ausführungsform
  • Nachfolgend wird ein zweites Verfahren der Verminderung des Laststroms I erläutert, wenn der Gleichrichterschaltungs- Ausgangsstrom I7 anfängt, sich von dem unkontinuierlichen Zustand in den kontinuierlichen Zustand zu ändern. 28 zeigt die Schaltung, in der ein zweiter Kondensator 9 parallel zu der Stromglättungsdrossel 8 der in der 24 gezeigten Schaltung geschaltet ist. Die geeignete Auswahl der elektrostatischen Kapazität des zweiten Kondensators 9 kann den Bereich erweitern, in dem der Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO auch in den Nulllast-Geringlast-Bereich A eingeschränkt wird, im Vergleich mit der 36, wie es in 29 gezeigt ist.
  • In der 30 sind die in die Sekundärwicklung 5b induzierte Spannung V6, die Spannung (Vor-Gleichrichtungs-Spannung) V61 zwischen einem Ende der Sekundärwicklung 5b und der Mittelanzapfung 5e, die Spannung (Vor-Gleichrichtungs-Spannung) V62 zwischen dem anderen Ende der Sekundärwicklung 5b und der Mittelanzapfung 5e, die Spannung (Drossel-Eingangsteil-Spannung) V8 zwischen dem Eingangsanschluss der Stromglättungsdrossel 8 und der Mittelanzapfung 5e und der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 (der in die Stromglättungsdrossel 8 und den zweiten Kondensator 9 fließende Strom), wie sie an dem Punkt E in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A der 29 bestehen, hinsichtlich ihrer Wellenform gezeigt. Hier zeigen die in die Sekundärwicklung 5b induzierte Spannung V6, die Vor-Gleichrichtungs-Spannung V61 und die Vor-Gleichrichtungs-Spannung V62 eine sinuswellenförmig geformte Wechselspannungswellenform. Die geeignete Auswahl der elektrostatischen Kapazität des zweiten Kondensators 9 verursacht eine Verkürzung der Null-Periode des Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstroms I7 ein Annähern der Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 an die in 26(b) gezeigte Drossel-Eingangsteil-Spannung V8, dass der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 in einigen Fällen einen kontinuierlichen Zustand annimmt, und dass die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 eine Wellenform annimmt, auf die eine sinusförmig wellengeformte Wechselspannungswellenform überlagert ist, wodurch eine Einschränkung eines Ansteigens der Ausgangsanschlussspannung VO erlaubt wird.
  • Das Setzen des elektrostatischen Kapazitätswerts des zweiten Kondensators 9, um den Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 bei dem kleinsten Laststrom I nahe an dem kontinuierlichen Zustand zu bringen, wie in 30 gezeigt, und die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 nahe an die gleichgerichtete Wellenform der Vor-Gleichrichtungs-Spannung V61 (oder V62) zu bringen, wird zuverlässig ausgeführt, während jede Wellenform experimentell in empirischer Weise bestätigt wird, wobei jedoch eine Bedingungsformel zum Setzen von numerischen Werten als eine Richtlinie entdeckt wurde. Dies wird ausgeführt, indem jeder Wert so gesetzt wird, dass der Induktanzwert L8 der Stromglättungsdrossel 8, der elektrostatische Kapazitätswert C9 des zweiten Kondensators 9 und die Frequenz f der an die Primärwicklung 5e angelegten Spannung der folgenden Bedingung genügen: f = 1/{4·π·√(L8·C9)} (4)
  • Nachfolgend wird das Konzept der Formel (4) erläutert. Um das Ansteigen der Ausgangsanschlussspannung VO zu verhindern, ist es nötig, dass der Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstrom I7 den kontinuierlichen Zustand annimmt, und dass die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 die gleichgerichtete Wellenform der Vor-Gleichrichtungs-Spannung V61 (oder V62) annimmt. Auf diese Weise wurde es erfunden, dass, wenn die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 die Wellenform der Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 der 26(a) in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A annimmt, wenn diese Wellenform mit Gewalt in die Wellenform der in 26(b) gezeigten Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 geformt werden kann, als Ergebnis der Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO eingeschränkt werden kann. Die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8, die in 26(b) gezeigt ist, zeigt eine Wellenform, bei der eine sinusförmig wellengeformte Wechselspannung, die ein Wechselspannungsanteil ist, auf die Amplitude VO' der Ausgangsanschlussspannung VO überlagert ist, wobei die Amplitude V1' der sinusförmig wellengeformten Wechselspannung gleich zu der Amplitude VO' der Ausgangsanschlussspannung VO wird. Die induzierte Spannung V6 der Sekundärwicklung 5b ist auch eine sinusförmig wellengeformte Wechselspannung und weist dieselbe Frequenz auf, wie die Frequenz f der an die Primärwicklung 5a angelegten Spannung, wohingegen die sinusförmig wellengeformte Wechselspannung der Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 eine Frequenz von zweimal der Frequenz f aufweist. Auf diese Weise wurde es erfunden, dass um die Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 mit Gewalt in eine sinusförmig wellengeformte Wechselspannung mit einer Frequenz von zweimal der Frequenz f der an die Primärwicklung 5a angelegten Spannung zu formen, der Induktanzwert L8 der Stromglättungsdrossel 8 und der elektrostatische Kapazitätswert C9 des zweiten Kondensators 9 so gesetzt werden müssen, dass eine Resonanz mit einer Frequenz von zweimal der Frequenz f der an die Primärwicklung 5a angelegten Spannung erzeugt wird, wie es in der Formel (4) gezeigt ist, wodurch die Wellenformbildung aufgrund des Filtereffekts ausgeführt werden kann. Als ein Ergebnis der Verifikation kann bei einem optimalen Verbesserungszustand für die Wellenform der Drossel-Eingangsteil-Spannung V8 die Formel (4) verwendet werden, um den elektrostatischen Kapazitätswert C9 des zweiten Kondensators 9 vorherzusagen, wodurch die Null-Periode des Gleichrichterschaltungs-Ausgangsstroms I7 auf ein größtes Ausmaß verkürzt wird, und der Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO in dem Nulllast-Geringlast-Bereich A herunter auf einen Laststrom I beschränkt wird, der kleiner als der vor der Verbesserung ist.
  • 31 zeigt eine äquivalente Schaltung, die erhalten wurde, indem die in 28 gezeigte Schaltung auf die Sekundärseite des Transformators 5 konvertiert wurde. Der von den zwei Anschlüssen mit Ausnahme der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 5b gemessene Induktanzwert mit den zwei kurzgeschlossenen Anschlüssen der Primärwicklung 5a des Transformators 5 ist der (nicht gezeigte) Streuinduktanzwert L5, der auf die Sekundärseite des Transformators 5 konvertiert wurde. Der Streuinduktanzwert L5 ist äquivalent zu einer Summe von Induktanzwerten L5i von zwei Streuinduktanzen 5i, die in 31 gezeigt sind. Auf diese Weise ist die Sekundärwicklung 5b äquivalent zu der Reihenschaltung der Spannungsquellen 12a, 12b und der zwei Streuinduktanzen 5i; die Spannungsquellen 12a, 12b erzeugen die Vor-Gleichrichtungs-Spannungen V61, V62; und der Ausgang der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung 5b wird der verbindende Mittelpunkt der Spannungsquellen 12a, 12b. Hier sind alle Werte so gesetzt, dass der auf die Sekundärseite gewandelte Streuinduktanzwert L5, der elektrostatische Kapazitätswert C6 des ersten Kondensators 6, der parallel zu der Sekundärwicklung 5b geschaltet ist, und die Frequenz f der an die Primärwicklung 5a angelegten Spannung der folgenden Beziehung genügen, wobei der Aufbau den Kondensator 9 umfasst. f = 1/{4·π·√(L5·C6)} (5)
  • Dies kann die Ausgangsanschlussspannung VO in einem weiten Bereich F von nahe dem Nulllast-Bereich bis zu Volllast stabilisieren, auch wenn keine Rückkopplungsregelung ausgeführt wird, wie es in den Kennlinien der Ausgangsanschlussspannung VO in Bezug auf den Laststrom I in 35 gezeigt ist.
  • Sechste Ausführungsform nach dieser Erfindung
  • 32 zeigt eine Ausführungsform, bei der die Wechselrichterschaltung 3 auf der Primärseite einen Halbbrücken-Aufbau aufweist und ein Resonanzkondensator 34 parallel zu der Primärwicklung 5a geschaltet ist, um einen Teilresonanz-Wechselrichter aufzubauen. Die Leistungsquelle wird als eine Gleichstrom-Leistungsquelle 31 dargestellt, indem die Wechselstrom-Leistungsquelle 1 und die Eingangs-Gleichrichtungs/Glättungs-Schaltung 2 weggelassen werden. Die Wechselrichterschaltung 3 umfasst die Gleichstrom-Leistungsquelle 31, die Reihenschaltung von Kondensatoren 32, 33 und die Reihenschaltung von Schaltelementen 35, 36, die parallel zu der Gleichstrom-Leistungsquelle 31 geschaltet sind, Dioden 37, 38, die jeweils parallel zu den Schaltelemente 35, 36 geschaltet sind, und die Parallelschaltung der Primärwicklung 5a und des Resonanzkondensators 34, die an den Verbindungspunkt der Kondensatoren 32, 33 und an den Verbindungspunkt der Schaltelemente 35, 36 angeschlossen ist. Die an die Primärwicklung 5a angelegte Spannungswellenform zeigt eine trapezförmige Wellenform, die Schaltverluste der Schaltelemente 35, 36 können reduziert werden und auch das Rauschen kann reduziert werden, so dass nicht nur die Sekundärseite, sondern auch die Primärseite mit einer kleinen Größe aufgebaut werden können. Demzufolge kann ein kleines kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System angegeben werden, dass die Ausgangsanschlussspannung VO in einem weiten Lastbereich von nahezu Nulllast bis zu Volllast stabilisieren kann.
  • Jedoch tritt auch bei der Einschränkung der Ausgangsanschlussspannung VO, wie in der zuvor angegebenen Ausführungsform gezeigt, ein Anstieg der Ausgangsanschlussspannung VO nahe dem Nulllast-Bereich auf, wie in 29 gezeigt. Um den Anstieg einzuschränken, genügt es, an den Ausgangsanschluss (verbinden parallel zu einer Last) eine Blindlast anzuschließen, wie z. B. ein Widerstandselement, ein Konstantspannungselement, ein Licht emittierendes Element und ein Anzeigeelement, von denen ein beliebiges den Laststrom I in dem Punkt E der 29 zu jeder Zeit fließen lassen kann. Der Laststrom I wird genügend klein, wenn die Ausgangsanschlussspannung VO ansteigt, so dass übliche elektronische Bauelemente mit kleiner Größe verwendet werden können, wodurch es verhindert wird, dass die Abmessungen groß werden. 33 zeigt ein Beispiel, in dem die Reihenschaltung einer Licht emittierenden Diode 13 und eines Widerstandselements 14 als eine Blindlast an den Ausgangsanschluss angeschlossen ist. In diesem System ist es erwünscht, dass eine Funktion besteht, einen Benutzer zu informieren, ob eine Leistung an die Sekundärseite übertragen werden kann, und demzufolge kann die Verwendung der Licht emittierenden Diode 13 sowohl als die Blindlast als auch als über die Leistungsübertragung informierende Teile verhindern, dass die Abmessungen groß werden. 34 zeigt ein Beispiel, in dem ein Konstantspannungselement 15 als eine Blindlast an den Ausgangsanschluss angeschlossen ist. Dies erlaubt nicht nur die Stabilisierung der Ausgangsanschlussspannung VO, sondern schränkt die Ausgangsanschlussspannung VO auch dann auf einen konstanten Wert ein, wenn sich aufgrund eines Anlasses auf der Sekundärseite eine vorübergehende abnormale Spannung entwickelt.
  • Angewandtes Beispiel
  • Diese Erfindung bezieht sich auf ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System unter Verwendung einer elektromagnetischen Induktion, und wenn dieses System bei einem entfernbaren Stecker und einer Steckdose angewandt wird, braucht kein freiliegender metallischer Kontakt mehr vorgesehen zu werden, wodurch ein elektrischer Schlag und ein schlechter Kontakt eliminiert werden. Innerhalb von Häusern ist dieses System als eine Leistungsversorgungsquelle an den Orten geeignet, die einen Bezug zu Wasser haben, wie z. B. ein Badezimmer, ein Waschraum, eine Küche und eine Toilette. 37 zeigt ein Beispiel, in dem dieses System an einem Badezimmer-Steckdosen-System verwendet wird. 38(A) zeigt einen Zustand, in dem der Stecker und die Steckdose des Systems nicht verbunden sind; 38(B) zeigt einen Zustand, in dem der Stecker und die Steckdose des Systems verbunden sind. In diesen Figuren ist eine Wand 54, die den Raum in ein Badezimmer-Inneres 52 mit einer Badewanne 51 und ein Badezimmer-Äußeres 53 teilt, mit einem Leistungszuführbereich 55 versehen, an dem dieses System angewandt wird. In dem Leistungszuführungsbereich 55 ist die Primärseite als eine Steckdose in der Wand eingelassen angeordnet und die Primärspule 5a wird von einer Netzleistungsquelle mit einem hochfrequenten Wechselstrom versorgt, um einen hochfrequenten Fluss zu erzeugen. Die Primärspule 5a ist über einen Isolator zu dem Badezimmer-Inneren 52 geöffnet, wobei die Öffnung als eine Steckdose 55a dient. In der Steckdose 55a ist ein Wechselrichter 3 enthalten. Als ein Beispiel einer Lastvorrichtung 56 ist eine durch einen Motor angetriebene Bürste zum Reinigen des Badezimmers gezeigt. Die Lastvorrichtung 56 weist über eine Schnur 57 einen Stecker 55b auf, der integral mit einem elektrischen Isolator eine wasserdichte Sekundärspule 5b aufweist, wobei der Stecker 55b in der Vorrichtung in die Steckdose 55a gesteckt oder von dieser entfernt wird, um die Leistungsübertragung durchzuführen oder zu beenden. Die Betriebsspannung der Lastvorrichtung 56 ist z. B. auf 12 V gesetzt.
  • Die Anwendung dieser Erfindung erlaubt das Erhalten einer Spannung bei etwa 12 V in einem Bereich von einer schweren Last, wenn ein Motor rotieren gelassen wird, bis zu keiner Last oder einer geringen Last (z. B. für eine Leuchtdiodenanzeige). Nach dem Stand der Technik wird der Spannungsabfall proportional zu der Last groß, wodurch bewirkt wird, dass die Leistungsfähigkeit einer Vorrichtung nicht ausgeschöpft werden kann oder dass die Vorrichtung beschädigt wird. Das Beobachten der Spannung einer Lastvorrichtung, um eine aktive Regelung durch eine PMW-Regelung und Ähnliches auszuführen, um die Ausgangsspannung zu stabilisieren, bewirkt, dass die Größe und Kosten einer Steckdose und eines Steckers ansteigen, wohingegen die Anwendung dieser Erfindung bewirkt, dass eine aktive Regelung unnötig wird, und auch wenn die Erfindung zusammen mit einer aktiven Regelung verwendet wird, müssen nur wenige Teile hinzugefügt werden, wodurch eine Last der Größe und Kosten reduziert wird. In einem Badezimmer ist es nötig, eine genügende Vorbeugung vor elektrischen Schlägen zu erfüllen, so dass es ausreicht, die Schaltung oder Spule, die in der Steckdose und dem Stecker enthalten sind, mit einem Topfmaterial auszufüllen und die Spule und den Kern mit einem isolierenden Körper zu isolieren.
  • Die Anwendung dieser Erfindung ist für einen Leistungszufuhrbereich geeignet, der in dem Garten, dem Park, der Straße und Ähnlichem vorgesehen ist, welche Bereiche direkt dem Regen ausgesetzt sind, für einen Leistungszufuhrbereich zur Übertragung einer Leistung von innerhalb des Raumes oder Fahrzeugs durch ein Fensterglas nach außen, und für einen unter Wasser liegenden Leistungszuführbereich. Da kein Problem mit einem schlechten Kontakt besteht, ist dieses System für die Leistungsübertragung in staubigen Außenräumen oder in einem salzigen Ort, wie z. B. am Meer, geeignet. Mit diesem System kann eine Leistungsübertragung durch einen Isolator ausgeführt werden, so dass eine Leistungsübertragung von außerhalb in einen dicht geschlossenen Raum ausgeführt werden kann, der Bakterien, gefährliches Material und Ähnliches enthält. Durch die Ausführung der Kopplung der Primärspule und der Sekundärspule in einer axial-symmetrischen Form kann eine Leistungsübertragung in einen drehbaren Bereich ausgeführt werden, wie z. B. einem Roboterarm.
  • Auch ist diese Erfindung nicht auf Konfigurationen der zuvor angegebenen Ausführungsformen begrenzt und kann in verschiedenen Modifikationen ausgeführt werden, so dass diese Erfindung Konfigurationen enthält, die in der Schaltung und dem Mechanismus äquivalent sind und leicht ersetzbar sind, wie z. B. Ausgangs-Gleichrichtungssysteme, Wellenformen von an die Primärwicklung angelegter Spannung, Primärseiten-Schaltungssysteme und Arten von Lasten.

Claims (20)

  1. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System mit: einem Transformator (T), bei dem eine Primärwicklung (n1) und eine Sekundärwicklung (n2) trennbar/abnehmbar ausgestaltet sind; einem Kondensator (C2), der parallel zu der Sekundärwicklung (n2) des Transformators (T) geschaltet ist; und einem Ausgangsanschluss, der auf der Seite der Sekundärwicklung vorgesehen ist und mit einer Last (10) verbunden ist; wobei eine hochfrequente Wechselspannung an die Primärwicklung (n1) angelegt ist, um einen hochfrequenten Strom fließen zu lassen, um zu bewirken, dass durch elektromagnetische Induktion eine Induktionsspannung in der Sekundärwicklung (n2) erzeugt wird, wodurch eine elektrische Leistung an eine Last (10) zugeführt wird, die an den Ausgangsanschluss angeschlossen ist; dadurch gekennzeichnet, dass das System so aufgebaut ist, dass die an die Last angelegte Spannung im Wesentlichen konstant ist und sich der fließende Strom (3) ändert, oder dass die Leistung an unterschiedliche Lasten geführt wird; und dadurch, dass als eine erste Bedingung eine Tatsache herangezogen wird, dass die Zeit der Umkehr der Spannungspolarität der Primärwicklung (41) zu der Zeit einer maximalen Last (Laststrom Imax) im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, wenn eine oszillierende Spannung des Kondensators (C2) einen Maximal- oder Minimalwert erreicht, als eine zweite Bedingung eine Tatsache herangezogen wird, dass die Zeit der Umkehr der Spannungspolarität der Primärwicklung (n1) zu der Zeit einer minimalen Last (Laststrom Imin) im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, wenn die oszillierende Spannung des Kondensators (C2) einen Zyklus abschließt, wobei der Kondensator (C2) so gesetzt ist, dass der Kapazitätswert die erste und die zweite Bedingung simultan erfüllt, wodurch die Lastspannung in einem Laststrombereich von Imin zu Imax konstant gehalten wird.
  2. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zu der Zeit einer minimalen Last (Laststrom Imin) anstelle der im Patentanspruch 1 beschriebenen zweiten Bedingung eine Tatsache als eine zweite Bedingung herangezogen wird, dass die Zeit der Umkehr der Spannungspolarität der Primärwicklung (n1) im Wesentlichen mit der Zeit des Beginnens der Oszillation der Oszillationsspannung des Kondensators (C2) zusammenfällt, und dass die nächste Zeit der Umkehr der Spannungspolarität der Primärwicklung (n1) im Wesentlichen mit der Zeit zusammenfällt, wenn die Oszillationsspannung des Kondensators einen Zyklus abschließt, wobei der Kondensator (C2) so gesetzt ist, dass der Kapazitätswert die erste Bedingung und die zweite Bedingung simultan erfüllt.
  3. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Darstellung einer Streuinduktanz, die auf die Sekundärseite des Transformators (T) konvertiert ist, als L02, des Kapazitätswerts des Kondensators als C2 und der Frequenz der hochfrequenten Wechselspannung als f, Schaltungskonstanten so gesetzt werden, die Bedingungsformel 4·π·f·(L02·C2)1/2 = 1zu erfüllen.
  4. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Laststrombereich kleiner als ein Minimalwert des Laststroms eine Blindlast zum Fließenlassen eines Stroms gleich zu oder größer als der Minimalwert zwischen die Ausgangsanschlüsse angeschlossen ist.
  5. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Treiberschaltung vorgesehen ist, um die hochfrequente Wechselspannung an die Primärwicklung (n1) zuzuführen, bei welcher Treiberschaltung die Frequenz der hochfrequenten Wechselspannung automatisch so verändert wird, dass die an die Last angelegte Spannung konstant gehalten wird, wenn der Laststrom innerhalb des Laststrombereichs liegt.
  6. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass in der Treiberschaltung die Frequenz der hochfrequenten Wechselspannung automatisch mit größer werdendem Laststrom hochgesetzt wird.
  7. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass in der Treiberschaltung wenigstens eine der Anstiegszeit und der Abfallzeit der hochfrequenten Wechselspannung automatisch so geändert wird, um zu einer Änderung des Laststroms zu korrespondieren, wobei die Frequenz der hochfrequenten Wechselspannung geändert wird.
  8. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberschaltung einen Resonanzkondensator umfasst, der parallel zu der Primärwicklung (n1) geschaltet ist, in welcher Treiberschaltung wenigstens eine der Anstiegszeit und der Abfallzeit der hochfrequenten Wechselspannung bestimmt wird, indem eine Resonanzspannung von dem Resonanzkondensator und einer Streuinduktanzkomponente verwendet wird.
  9. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Treiberschaltung vorgesehen ist, um die hochfrequente Wechselspannung an die Primärwicklung (n1) zuzuführen, in welcher Treiberschaltung die Wellenform der hochfrequenten Wechselspannung so geändert wird, dass die an die Last angelegte Spannung in dem Laststrombereich konstant gehalten wird.
  10. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die hochfrequente Wechselspannung so in der Spannungswellenform geändert wird, dass die äquivalente Spannungsamplitude der hochfrequenten Wechselspannung korrespondierend zu einem Ansteigen/Abfallen des Laststroms ansteigt/abfällt.
  11. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungswellenform der hochfrequenten Wechselspannung eine trapezförmige Wellenform ist und die Neigung der der schiefen Seite der Spannungswellenform korrespondierend zu dem Laststrom geändert wird, wobei sich die äquivalente Spannungsamplitude ändert.
  12. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberschaltung einen Resonanzkondensator umfasst, der parallel zu der Primärwicklung (n1) geschaltet ist, in welcher Treiberschaltung die Wellenform von wenigstens einer der Anstiegszeit und der Abfallzeit der hochfrequenten Wechselspannung bestimmt wird, indem eine Resonanzspannung von dem Resonanzkondensator und einer Streuinduktanzkomponente verwendet wird.
  13. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass eine Treiberschaltung vorgesehen ist, um die hochfrequente Wechselspannung an die Primärwicklung (n1) anzulegen, und dass die Treiberschaltung aus einem Resonanz-Wechselrichter besteht.
  14. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine Treiberschaltung vorgesehen ist, um die hochfrequente Wechselspannung an die Primärwicklung anzulegen, und dass die Treiberschaltung ein Teilresonanz-Wechselrichter ist, der einen parallel zu der Primärwicklung geschalteten Resonanzkondensator aufweist, um eine Resonanz mit der Primärwicklung zu erzeugen.
  15. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberschaltung eine Spannungsresonanzschaltung umfasst, die durch die Primärwicklung und den Resonanzkondensator aufgebaut ist, der parallel zu der Primärwicklung geschaltet ist, und dass die Spannungswellenform der hochfrequenten Wechselspannung eine sinusförmige Wellenform wird.
  16. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass in der Treiberschaltung die An-Zeit eines in der Treiberschaltung geschalteten Schaltelements konstant ist, und dass während eines Zeitabschnitts, in dem sich eine Teilresonanz entwickelt, wenigstens eine Größe der Zeit des Zeitabschnitts und der Spannungswellenform in dem Zeitabschnitt in wenigstens einer der Anstiegszeit und der Abfallzeit der Spannungswellenform der hochfrequenten Wechselspannung geändert wird.
  17. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter ein Halbbrücken-Wechselrichter ist.
  18. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter ein Gegentakt-Wechselrichter ist.
  19. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Wechselrichter eine Rückkopplungswicklung und eine Zusatzwicklung, die jeweils magnetisch mit der Primärwicklung des Transformators gekoppelt sind, ein Spannungstreiber-Schaltelement, an das durch die Rückkopplungswicklung eine Eingangsspannung an dem Steueranschluss angelegt wird, und eine Lade/Entladeschaltung umfasst, die zwischen beide Enden der Zusatzwicklung geschaltet ist, um die Eingangsspannung zu steuern, und dadurch, dass der Wechselrichter ein selbstangeregter Wechselrichter ist, welcher die Eingangsspannung senkt, wenn eine Ladespannung aufgrund der induzierten Spannung der Zusatzwicklung eine bestimmte Spannung erreicht, um ein Ausschalten des Schaltelements zu bewirken.
  20. Ein kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System nach Patentanspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass auch in einem Laststrombereich kleiner als ein Minimalwert des Laststrombereichs ein Widerstandselement zum Fließenlassen eines Stroms gleich zu oder größer als der Minimalwert zwischen Ausgangsanschlüsse geschaltet wird, an die eine Last angeschlossen ist.
DE60110660T 2000-02-24 2001-02-21 Kontaktloses elektrische Leistung übertragendes System mit Konstanthaltefunktion für die Lastspannung Expired - Lifetime DE60110660T2 (de)

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