JPH06217542A - 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
共振形ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH06217542A JPH06217542A JP5022101A JP2210193A JPH06217542A JP H06217542 A JPH06217542 A JP H06217542A JP 5022101 A JP5022101 A JP 5022101A JP 2210193 A JP2210193 A JP 2210193A JP H06217542 A JPH06217542 A JP H06217542A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電圧共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，
軽負荷時のゼロ電圧スイッチングを可能とする。 【構成】 直流入力端子11，12に，トランス２の１次巻
線2aとMOS FET ３との直列回路が接続される。MOS FET
３の主端子間には共振コンデンサ７が接続される。変圧
器２の２次巻線2bからはダイオード６，７と平滑用のチ
ョークコイル８とコンデンサ９とを経て出力端子21，22
に直流出力を供給する。このコンバータは，変圧器２の
１次巻線2aの励磁インダクタンス18と共振コンデンサ７
とによる直列共振作用と，この共振作用によるエネルギ
ーをトランス２を介して並列に取り出す回路とからなる
ので，軽負荷時においてもゼロ電圧スイッチング動作を
保つことができる。
軽負荷時のゼロ電圧スイッチングを可能とする。 【構成】 直流入力端子11，12に，トランス２の１次巻
線2aとMOS FET ３との直列回路が接続される。MOS FET
３の主端子間には共振コンデンサ７が接続される。変圧
器２の２次巻線2bからはダイオード６，７と平滑用のチ
ョークコイル８とコンデンサ９とを経て出力端子21，22
に直流出力を供給する。このコンバータは，変圧器２の
１次巻線2aの励磁インダクタンス18と共振コンデンサ７
とによる直列共振作用と，この共振作用によるエネルギ
ーをトランス２を介して並列に取り出す回路とからなる
ので，軽負荷時においてもゼロ電圧スイッチング動作を
保つことができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータ，特に軽負荷時のゼロ電圧スイッチングを可能と
する共振形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
バータ，特に軽負荷時のゼロ電圧スイッチングを可能と
する共振形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータは直流電圧・電流
を一旦，交流に変換して，その後変成器と整流回路と平
滑回路とを経て任意の直流電圧・電流を得るものであ
る。その際，途中の交流の電流・電圧波形として矩形波
形を用いるものと，回路要素の中のインダクタンス分と
キャパシタンス分との共振作用を利用した共振波形を用
いるものとがあり，共振波形を用いるのが共振形ＤＣ−
ＤＣコンバータである。共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
は，この共振波形を用いることでスイッチング損失およ
びスイッチングノイズが低減され，スイッチング周波数
の高周波化による電源の小型・軽量化に適した回路方式
の一つである。
を一旦，交流に変換して，その後変成器と整流回路と平
滑回路とを経て任意の直流電圧・電流を得るものであ
る。その際，途中の交流の電流・電圧波形として矩形波
形を用いるものと，回路要素の中のインダクタンス分と
キャパシタンス分との共振作用を利用した共振波形を用
いるものとがあり，共振波形を用いるのが共振形ＤＣ−
ＤＣコンバータである。共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
は，この共振波形を用いることでスイッチング損失およ
びスイッチングノイズが低減され，スイッチング周波数
の高周波化による電源の小型・軽量化に適した回路方式
の一つである。
【０００３】特に共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は，スイッチング素子の両端の電圧がゼロでスイッチン
グ開始される作用，ゼロ電圧スイッチング（以下ＺＶＳ
と略記する）を利用することにより，スイッチング損失
を極めて低く抑える効果を得ている。
は，スイッチング素子の両端の電圧がゼロでスイッチン
グ開始される作用，ゼロ電圧スイッチング（以下ＺＶＳ
と略記する）を利用することにより，スイッチング損失
を極めて低く抑える効果を得ている。
【０００４】しかるにこの共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
には，さらに解決すべきいくつかの問題点を残してい
る。すなわち共振波形を用いることによって，矩形波
形において可能であった時比率制御ができないこと，
電圧・電流のストレスが大きいこと，スイッチング損
失を極めて低く抑える作用としてのゼロ電圧スイッチン
グの条件を満たす負荷の変動範囲に制限がある等の共振
形ＤＣ−ＤＣコンバータ固有の問題点が存在している。
特にに関しては，ＺＶＳの動作条件を満たさない負荷
範囲では変換効率が低下するばかりでなく，スイッチン
グノイズおよびスイッチング素子の電圧・電流ストレス
が増大し，スイッチング素子の定格超過による信頼性の
低下を引き起こすことにもなる。
には，さらに解決すべきいくつかの問題点を残してい
る。すなわち共振波形を用いることによって，矩形波
形において可能であった時比率制御ができないこと，
電圧・電流のストレスが大きいこと，スイッチング損
失を極めて低く抑える作用としてのゼロ電圧スイッチン
グの条件を満たす負荷の変動範囲に制限がある等の共振
形ＤＣ−ＤＣコンバータ固有の問題点が存在している。
特にに関しては，ＺＶＳの動作条件を満たさない負荷
範囲では変換効率が低下するばかりでなく，スイッチン
グノイズおよびスイッチング素子の電圧・電流ストレス
が増大し，スイッチング素子の定格超過による信頼性の
低下を引き起こすことにもなる。
【０００５】
【発明が解決しようする課題】本発明は，このようなコ
ンバータの軽負荷時にゼロボルトスイッチングが不可能
となることを防止し，負荷のすべての変動範囲において
ゼロボルトスイッチングが可能な共振形コンバータを得
ることを目的とするものである。
ンバータの軽負荷時にゼロボルトスイッチングが不可能
となることを防止し，負荷のすべての変動範囲において
ゼロボルトスイッチングが可能な共振形コンバータを得
ることを目的とするものである。
【０００６】
【解決のいとぐち】この課題を解決するためのいとぐち
として次のように考える。共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路方式には大きく分けて，図11に示す直列共振形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータと，図12に示す並列共振形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとがある。これらの図において，１は直流
電源，２はトランス，３はMOS FET ，４は共振コンデン
サ，５は検出回路，６は整流用のダイオード，７は還流
用のダイオード，８は平滑用のチョークコイル，９は平
滑用のコンデンサ，10は共振インダクタンス，11，12は
入力端子，13は駆動回路，14はインダクタンス，15は負
荷，17はチョークコイル，18は励磁インダクタンス，2
1，22は出力端子である。
として次のように考える。共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路方式には大きく分けて，図11に示す直列共振形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータと，図12に示す並列共振形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータとがある。これらの図において，１は直流
電源，２はトランス，３はMOS FET ，４は共振コンデン
サ，５は検出回路，６は整流用のダイオード，７は還流
用のダイオード，８は平滑用のチョークコイル，９は平
滑用のコンデンサ，10は共振インダクタンス，11，12は
入力端子，13は駆動回路，14はインダクタンス，15は負
荷，17はチョークコイル，18は励磁インダクタンス，2
1，22は出力端子である。
【０００７】従来は，直列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
は電圧共振モードとして，並列共振形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは電流共振モードとして用いられている。電圧共振
モードの直列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，
軽負荷のときにＺＶＳが損なわれ，電流共振モードの並
列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，重負荷のと
きにゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が損なわれる。
は電圧共振モードとして，並列共振形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは電流共振モードとして用いられている。電圧共振
モードの直列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，
軽負荷のときにＺＶＳが損なわれ，電流共振モードの並
列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては，重負荷のと
きにゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が損なわれる。
【０００８】電圧共振モードコンバータのＺＶＳ動作の
負荷に対する変化の様子を図１３に示す。図１３(a) は
定格負荷の状態であって，ＺＶＳが余裕をもって作動し
ている。これより負荷が軽くなり，同図(b) ではＺＶＳ
の臨界点となる。さらに負荷を軽くすると同図(C) に示
すようにＺＶＳが作動しなくなる。
負荷に対する変化の様子を図１３に示す。図１３(a) は
定格負荷の状態であって，ＺＶＳが余裕をもって作動し
ている。これより負荷が軽くなり，同図(b) ではＺＶＳ
の臨界点となる。さらに負荷を軽くすると同図(C) に示
すようにＺＶＳが作動しなくなる。
【０００９】そこで，この両者の特質を組み合わせて，
電圧形の直列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータに並列共振
を，あるいは電流形の並列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
に直列共振をそれぞれ結合し，軽負荷時に主として並列
共振を，重負荷時に主として直列共振を行う回路を構成
すればよいと考えることができる。
電圧形の直列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータに並列共振
を，あるいは電流形の並列共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
に直列共振をそれぞれ結合し，軽負荷時に主として並列
共振を，重負荷時に主として直列共振を行う回路を構成
すればよいと考えることができる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】そこで本発明では，第１
の手段として，一対の直流入力端子と，これら一対の直
流入力端子に接続される互いに直列接続されたインダク
タンスとキャパシタンスと，このキャパシタンスに並列
接続され高周波でオンオフするスイッチング素子と，前
記インダクタンス手段に並列接続された整流回路とから
なる共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを提案するものであ
る。
の手段として，一対の直流入力端子と，これら一対の直
流入力端子に接続される互いに直列接続されたインダク
タンスとキャパシタンスと，このキャパシタンスに並列
接続され高周波でオンオフするスイッチング素子と，前
記インダクタンス手段に並列接続された整流回路とから
なる共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを提案するものであ
る。
【００１１】また第２の手段として，一対の直流入力端
子と，これら一対の直流入力端子に接続される互いに直
列接続された第１のインダクタンスと第２のインダクタ
ンスとキャパシタンスと，このキャパシタンスに並列接
続され高周波でオンオフするスイッチング素子と，第１
のインダクタンス手段に並列接続された整流回路とから
なる共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを提案するものであ
る。
子と，これら一対の直流入力端子に接続される互いに直
列接続された第１のインダクタンスと第２のインダクタ
ンスとキャパシタンスと，このキャパシタンスに並列接
続され高周波でオンオフするスイッチング素子と，第１
のインダクタンス手段に並列接続された整流回路とから
なる共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを提案するものであ
る。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の一実施例である。まず構成に
ついて説明する。図１において，直流電源１は入力端子
11と12とに接続される。＋側の入力端子11はトランス２
の一次巻線2aの一端に接続され，その他端はスイッチン
グ素子であるMOS FET ３のドレインに接続され，そのソ
ースは−側の入力端子12に接続される。またMOS FET ３
のドレイン・ソース間にはコンデンサ４が並列接続され
る。トランス２には一次巻線2aと二次巻線2bとがありそ
れぞれ図示の極性であり，二次巻線2bの一端は整流用の
ダイオード６のアノードに接続され，二次巻線2bの他端
は還流用のダイオード７のアノードと平滑用のコンデン
サ９の一端と−側の出力端子22に接続される。そしてダ
イオード６のカソードとダイオード７のカソードとは共
通接続されて平滑用のチョークコイル８の一端に接続さ
れる。このチョークコイル８の他端は平滑用のコンデン
サ９の他端に接続されると共に＋側の出力端子21に接続
される。出力端子21，22には検出回路５が接続されて，
その出力信号は駆動回路13に接続され，さらにその出力
はMOS FET ３のゲートに接続される。
ついて説明する。図１において，直流電源１は入力端子
11と12とに接続される。＋側の入力端子11はトランス２
の一次巻線2aの一端に接続され，その他端はスイッチン
グ素子であるMOS FET ３のドレインに接続され，そのソ
ースは−側の入力端子12に接続される。またMOS FET ３
のドレイン・ソース間にはコンデンサ４が並列接続され
る。トランス２には一次巻線2aと二次巻線2bとがありそ
れぞれ図示の極性であり，二次巻線2bの一端は整流用の
ダイオード６のアノードに接続され，二次巻線2bの他端
は還流用のダイオード７のアノードと平滑用のコンデン
サ９の一端と−側の出力端子22に接続される。そしてダ
イオード６のカソードとダイオード７のカソードとは共
通接続されて平滑用のチョークコイル８の一端に接続さ
れる。このチョークコイル８の他端は平滑用のコンデン
サ９の他端に接続されると共に＋側の出力端子21に接続
される。出力端子21，22には検出回路５が接続されて，
その出力信号は駆動回路13に接続され，さらにその出力
はMOS FET ３のゲートに接続される。
【００１３】このように構成されたコンバータにおいて
は，以下の４段階を繰り返して動作する。先ず第１段階
としては，図２(1) に等価回路（トランス２の巻数比を
１対１，結合係数を１と仮定した場合，以下同じ）を示
すように，MOS FET ３がオンすると直流電源１からトラ
ンス２の励磁インダクタンス18で決まる傾きで電流が流
れる。同時に，出力整流ダイオードがオンしていて出力
平滑インダクタンス８と出力側にエネルギを供給する。
このとき，トランスの励磁電流はMOS FET ３がオフして
から共振現象が始まりＺＶＳが可能となるように十分大
きくする。出力電圧検出回路５，駆動回路13の信号によ
り，出力電圧を設定電圧に安定化するような時点でMOS
FET ３がオフする。
は，以下の４段階を繰り返して動作する。先ず第１段階
としては，図２(1) に等価回路（トランス２の巻数比を
１対１，結合係数を１と仮定した場合，以下同じ）を示
すように，MOS FET ３がオンすると直流電源１からトラ
ンス２の励磁インダクタンス18で決まる傾きで電流が流
れる。同時に，出力整流ダイオードがオンしていて出力
平滑インダクタンス８と出力側にエネルギを供給する。
このとき，トランスの励磁電流はMOS FET ３がオフして
から共振現象が始まりＺＶＳが可能となるように十分大
きくする。出力電圧検出回路５，駆動回路13の信号によ
り，出力電圧を設定電圧に安定化するような時点でMOS
FET ３がオフする。
【００１４】次に第２段階として，図２(2) に等価回路
を示すように，MOS FET ３がオフすると直流電源１，ト
ランス２の励磁インダクタンス18及び，共振コンデンサ
４により共振現象が生じ共振コンデンサ４の電圧をゆる
やかに上昇させる。次に第３段階として，図２(3) に等
価回路を示すように，共振コンデンサ４の電圧が入力電
圧以上になるとトランス２の電圧の極性が反転し，出力
整流用ダイオード６はオフする。そのとき，出力平滑用
チョークコイル８，出力平滑用コンデンサ９，出力還流
用ダイオード７の閉ループで電流が還流する。共振現象
により共振コンデンサ４の電圧が入力電圧以下になると
トランス２の電圧は再び反転し，出力整流ダイオード６
がオンして出力平滑インダクタンス８と出力にエネルギ
が供給される。
を示すように，MOS FET ３がオフすると直流電源１，ト
ランス２の励磁インダクタンス18及び，共振コンデンサ
４により共振現象が生じ共振コンデンサ４の電圧をゆる
やかに上昇させる。次に第３段階として，図２(3) に等
価回路を示すように，共振コンデンサ４の電圧が入力電
圧以上になるとトランス２の電圧の極性が反転し，出力
整流用ダイオード６はオフする。そのとき，出力平滑用
チョークコイル８，出力平滑用コンデンサ９，出力還流
用ダイオード７の閉ループで電流が還流する。共振現象
により共振コンデンサ４の電圧が入力電圧以下になると
トランス２の電圧は再び反転し，出力整流ダイオード６
がオンして出力平滑インダクタンス８と出力にエネルギ
が供給される。
【００１５】次に第４段階として，図２(4) に等価回路
を示すように，共振コンデンサ４の電圧がゼロボルトに
なるとMOS FET ３をオンさせる。このため，MOS FET ３
のオン時のスイッチングロスはゼロとなる。スイッチ４
のオン時間を制御することで出力電圧を一定にすること
ができる。以上の各段階の動作波形を図３に示す。
を示すように，共振コンデンサ４の電圧がゼロボルトに
なるとMOS FET ３をオンさせる。このため，MOS FET ３
のオン時のスイッチングロスはゼロとなる。スイッチ４
のオン時間を制御することで出力電圧を一定にすること
ができる。以上の各段階の動作波形を図３に示す。
【００１６】従来の電圧共振形コンバータは，負荷と直
列に共振インダクタンスが接続されているため，出力電
流が小さくなるほど共振エネルギが小さくなりゼロボル
トスイッチングが不可能となる。本発明は，負荷と並列
に共振インダクタンスが接続されているため，出力電流
が小さくなると共振エネルギは大きくなり，出力電流が
大きくなると共振エネルギは小さくなる。したがって，
本発明は軽負荷時におけるゼロボルトスイッチングは達
成される。
列に共振インダクタンスが接続されているため，出力電
流が小さくなるほど共振エネルギが小さくなりゼロボル
トスイッチングが不可能となる。本発明は，負荷と並列
に共振インダクタンスが接続されているため，出力電流
が小さくなると共振エネルギは大きくなり，出力電流が
大きくなると共振エネルギは小さくなる。したがって，
本発明は軽負荷時におけるゼロボルトスイッチングは達
成される。
【００１７】次に本発明の第２の実施例を図４に示す。
図４において，図１と同じ符号のものはそれぞれ同じ構
成要素に対応する。この実施例においては，トランス２
と直列に共振インダクタンス10を設けており，軽負荷時
のみならず重負荷時にもＺＶＳを保障する。
図４において，図１と同じ符号のものはそれぞれ同じ構
成要素に対応する。この実施例においては，トランス２
と直列に共振インダクタンス10を設けており，軽負荷時
のみならず重負荷時にもＺＶＳを保障する。
【００１８】このように構成されたコンバータにおいて
は，以下の６段階を繰り返して動作する。先ず第１段階
としては，等価回路を図５(1) に示すように, 入力電流
は，トランス２の励磁インダクタンス18と共振インダク
タンス10で決まる傾きで上昇する。出力整流用のダイオ
ード６の電流は，平滑用のチョークコイル８によって一
定となる。出力還流用のダイオード電流７の電流につい
てはトランス２の巻線電圧の極性により逆バイアスとな
り電流は流れない。
は，以下の６段階を繰り返して動作する。先ず第１段階
としては，等価回路を図５(1) に示すように, 入力電流
は，トランス２の励磁インダクタンス18と共振インダク
タンス10で決まる傾きで上昇する。出力整流用のダイオ
ード６の電流は，平滑用のチョークコイル８によって一
定となる。出力還流用のダイオード電流７の電流につい
てはトランス２の巻線電圧の極性により逆バイアスとな
り電流は流れない。
【００１９】第２段階として等価回路を図５(2) に示す
ように, MOS FET ３がオフするとトランス２の励磁イン
ダクタンス18，共振インダクタンス10，共振コンデンサ
４により共振現象が起こる。出力整流用のダイオード６
の電流は，トランス２の巻線の極性が第１段階と変わら
ないので，出力整流用のダイオード６がオン，出力還流
用のダイオード７がオフとなり，引き続きＩｏが流れ
る。
ように, MOS FET ３がオフするとトランス２の励磁イン
ダクタンス18，共振インダクタンス10，共振コンデンサ
４により共振現象が起こる。出力整流用のダイオード６
の電流は，トランス２の巻線の極性が第１段階と変わら
ないので，出力整流用のダイオード６がオン，出力還流
用のダイオード７がオフとなり，引き続きＩｏが流れ
る。
【００２０】第３段階として等価回路を図５(3) に示す
ように, 共振コンデンサ４の電圧上昇するのに伴いトラ
ンス２の電圧は下降ゼロになると出力整流用のダイオー
ド６，出力還流用ダイオード７ともにオンする。したが
って，トランス２の巻線は出力整流用のダイオード６と
出力還流用のダイオード７により短絡された形となり，
共振インダクタンス10と共振コンデンサ４との共振現象
に切り替わる。出力電流Ｉｏは，出力整流用のダイオー
ド６と出力還流用のダイオード７とに分流される。
ように, 共振コンデンサ４の電圧上昇するのに伴いトラ
ンス２の電圧は下降ゼロになると出力整流用のダイオー
ド６，出力還流用ダイオード７ともにオンする。したが
って，トランス２の巻線は出力整流用のダイオード６と
出力還流用のダイオード７により短絡された形となり，
共振インダクタンス10と共振コンデンサ４との共振現象
に切り替わる。出力電流Ｉｏは，出力整流用のダイオー
ド６と出力還流用のダイオード７とに分流される。
【００２１】第４段階として等価回路を図５(4) に示す
ように, 共振現象により出力整流用のダイオード６の電
流がゼロになると，ダイオード６がオフし出力電流は出
力還流用のダイオード７を通って流れる。出力整流ダイ
オード６がオフしたことによりトランス２の巻線の極性
は反転する。これにより，トランス２の励磁インダクタ
ンス18と共振インダクタンス10および共振コンデンサ４
による共振現象に切り替わる。
ように, 共振現象により出力整流用のダイオード６の電
流がゼロになると，ダイオード６がオフし出力電流は出
力還流用のダイオード７を通って流れる。出力整流ダイ
オード６がオフしたことによりトランス２の巻線の極性
は反転する。これにより，トランス２の励磁インダクタ
ンス18と共振インダクタンス10および共振コンデンサ４
による共振現象に切り替わる。
【００２２】第５段階として等価回路を図５(5) に示す
ように, 共振現象によりトランス２の巻線電圧がゼロに
なると再び出力整流用のダイオード６がオンし，トラン
ス２の巻線電圧はゼロとなるとともに，共振インダクタ
ンス10と共振コンデンサ４との共振現象に切り替わる。
出力電圧は，出力整流用のダイオード６と出力還流ダイ
オード７とに分流される。
ように, 共振現象によりトランス２の巻線電圧がゼロに
なると再び出力整流用のダイオード６がオンし，トラン
ス２の巻線電圧はゼロとなるとともに，共振インダクタ
ンス10と共振コンデンサ４との共振現象に切り替わる。
出力電圧は，出力整流用のダイオード６と出力還流ダイ
オード７とに分流される。
【００２３】第６段階として等価回路を図５(6) に示す
ように, 共振コンデンサ４の電圧がゼロとなり，MOS FE
T ３のボディードレインダイオードがオンする。入力電
圧は，トランス２の励磁インダクタンス18と共振インダ
クタンス10とで決まる傾きで上昇する。トランス２の巻
線電流の上昇に伴い出力整流用のダイオード６の電流も
上昇する。一方，出力還流用のダイオード７の電流は，
徐々に減少する。この回路の動作波形を図６に示す。
ように, 共振コンデンサ４の電圧がゼロとなり，MOS FE
T ３のボディードレインダイオードがオンする。入力電
圧は，トランス２の励磁インダクタンス18と共振インダ
クタンス10とで決まる傾きで上昇する。トランス２の巻
線電流の上昇に伴い出力整流用のダイオード６の電流も
上昇する。一方，出力還流用のダイオード７の電流は，
徐々に減少する。この回路の動作波形を図６に示す。
【００２４】以上説明したように，この実施例において
は，トランスの励磁インダクタンスに加えて共振インダ
クタンスを追加接続することにより，軽負荷時のみなら
ず負荷が重いときのＺＶＳの作動範囲が広がるようにな
る。
は，トランスの励磁インダクタンスに加えて共振インダ
クタンスを追加接続することにより，軽負荷時のみなら
ず負荷が重いときのＺＶＳの作動範囲が広がるようにな
る。
【００２５】次に図７は本発明の第３の実施例の部分図
である。この実施例は図１に示す実施例においてトラン
ス２をチョークコイル17に代えて非絶縁形として構成し
たものであり，図１に示す実施例と同じ構成要素のもの
は省略してある。
である。この実施例は図１に示す実施例においてトラン
ス２をチョークコイル17に代えて非絶縁形として構成し
たものであり，図１に示す実施例と同じ構成要素のもの
は省略してある。
【００２６】次に図８は本発明の第４の実施例である。
この実施例は図４に示す実施例においてトランス２をチ
ョークコイル17に代えて非絶縁形として構成したもので
あり，図４に示す実施例と同じ構成要素のものは省略し
てしてある。
この実施例は図４に示す実施例においてトランス２をチ
ョークコイル17に代えて非絶縁形として構成したもので
あり，図４に示す実施例と同じ構成要素のものは省略し
てしてある。
【００２７】次に図９は本発明の第５の実施例の部分図
である。この実施例は図１に示す実施例においてトラン
ス２を単巻トランスにして，一次巻線と二次巻線とを共
通にして，非絶縁形として構成したものであり，図１に
示す実施例と同じ構成要素のものは省略してある。
である。この実施例は図１に示す実施例においてトラン
ス２を単巻トランスにして，一次巻線と二次巻線とを共
通にして，非絶縁形として構成したものであり，図１に
示す実施例と同じ構成要素のものは省略してある。
【００２８】次に図10は本発明の第６の実施例を示す。
この実施例は図１に示す実施例においてトランス２の一
次巻線と二次巻線とを共通にして，非絶縁形として構成
したものであり，図１に示す実施例と同じ構成要素のも
のは省略してある。
この実施例は図１に示す実施例においてトランス２の一
次巻線と二次巻線とを共通にして，非絶縁形として構成
したものであり，図１に示す実施例と同じ構成要素のも
のは省略してある。
【００２９】
【発明の効果】以上説明してきたように，本発明によれ
ば，トランスの励磁インダクンスと共振コンデンサを共
振させることで軽負荷時においてもゼロボルトスイッチ
ングできる共振形コンバータが実現可能となる。トラン
スの励磁インダクンスに加えてさらに共振インダクタン
スを追加することにより，軽負荷時のみならず重い負荷
においてもゼロボルトスイッチング作動を得ることがで
きる。したがって並列共振形コンバータの使用範囲を拡
大することができる。
ば，トランスの励磁インダクンスと共振コンデンサを共
振させることで軽負荷時においてもゼロボルトスイッチ
ングできる共振形コンバータが実現可能となる。トラン
スの励磁インダクンスに加えてさらに共振インダクタン
スを追加することにより，軽負荷時のみならず重い負荷
においてもゼロボルトスイッチング作動を得ることがで
きる。したがって並列共振形コンバータの使用範囲を拡
大することができる。
【図１】本発明の第１の実施例を示す。
【図２】図１に示す実施例の動作を説明するための段階
的等価回路を示す。
的等価回路を示す。
【図３】図１に示す実施例の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図４】本発明の第２の実施例を示す。
【図５】図４に示す実施例の動作を説明するための段階
的等価回路を示す。
的等価回路を示す。
【図６】図４に示す実施例の動作を説明するための波形
図である。
図である。
【図７】本発明の第３の実施例の部分図を示す。
【図８】本発明の第４の実施例の部分図を示す。
【図９】本発明の第５の実施例の部分図を示す。
【図１０】本発明の第６の実施例を示す。
【図１１】従来の電圧共振モードの直列共振形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの一例を示す。
Ｃコンバータの一例を示す。
【図１２】従来の電流共振モードの並列共振形ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの一例を示す。
Ｃコンバータの一例を示す。
【図１３】電圧共振モードの直列共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータの動作を説明するための波形図である。
バータの動作を説明するための波形図である。
１…直流電源 ２…トランス ３…MOS FET ４…共振コンデ
ンサ ５…検出回路 ６…ダイオード ７…ダイオード ８…チョークコ
イル ９…コンデンサ 10…共振インダ
クタンス 11，12…入力端子 13…駆動回路 14…インダクタンス 15…負荷 17…チョークコイル 18…励磁インダ
クタンス 19…単巻トランス 21，22…出力端子
ンサ ５…検出回路 ６…ダイオード ７…ダイオード ８…チョークコ
イル ９…コンデンサ 10…共振インダ
クタンス 11，12…入力端子 13…駆動回路 14…インダクタンス 15…負荷 17…チョークコイル 18…励磁インダ
クタンス 19…単巻トランス 21，22…出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】一対の直流入力端子と，これら一対の直流
入力端子に接続される互いに直列接続されたインダクタ
ンス手段とキャパシタンス手段と，このキャパシタンス
手段に並列接続され高周波でオンオフするスイッチング
素子と，前記インダクタンス手段に並列接続された整流
手段とからなることを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項２】一対の直流入力端子と，これら一対の直流
入力端子に接続される互いに直列接続された第１のイン
ダクタンス手段と第２のインダクタンス手段とキャパシ
タンス手段と，このキャパシタンス手段に並列接続され
高周波でオンオフするスイッチング素子と，前記第１の
インダクタンス手段に並列接続された整流手段とからな
ることを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5022101A JPH06217542A (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5022101A JPH06217542A (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06217542A true JPH06217542A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=12073499
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5022101A Withdrawn JPH06217542A (ja) | 1993-01-14 | 1993-01-14 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06217542A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1130752A2 (en) * | 2000-02-24 | 2001-09-05 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
| JP2010288194A (ja) * | 2009-06-15 | 2010-12-24 | Sanken Electric Co Ltd | 半導体スイッチング素子のドライブ回路 |
-
1993
- 1993-01-14 JP JP5022101A patent/JPH06217542A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1130752A2 (en) * | 2000-02-24 | 2001-09-05 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
| EP1130752A3 (en) * | 2000-02-24 | 2003-07-23 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
| EP1469584A2 (en) * | 2000-02-24 | 2004-10-20 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Non-contact electrical power transmission system having function of making load voltage constant |
| JP2010288194A (ja) * | 2009-06-15 | 2010-12-24 | Sanken Electric Co Ltd | 半導体スイッチング素子のドライブ回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000404 |