DE69832220T2

DE69832220T2 - Kostengünstiger Stromwandler mit hohem Wirkungsgrad

Info

Publication number: DE69832220T2
Application number: DE69832220T
Authority: DE
Inventors: Franki Ngai Kit 341 Cheung Sha Wan Road Poon
Original assignee: Artesyn Technologies Inc
Current assignee: Artesyn Embedded Technologies Inc
Priority date: 1997-02-05
Filing date: 1998-02-04
Publication date: 2006-07-20
Anticipated expiration: 2018-02-05
Also published as: EP0858150A3; CN1200594A; DE69832220D1; EP0858150B1; US6018469A; EP0858150A2; HK1017514A1; CN1074601C; JPH11127575A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Schaltmodusleistungswandler.
Die Elektronikindustrie versucht, die Größe und das Gewicht der Stromversorgung für ihre Produkte zu verringern. Ein wichtiger Faktor, welcher die Größe oder Leistungsdichte einer Stromversorgung einschränkt, sind deren Thermaleigenschaften. Ein Vergrößern des Kühlkörpers für die Leistungskomponenten kann thermale Probleme verringern, obwohl die physische Größe des Leistungswandlers den Bereich für den Kühlkörper einschränken wird, welcher genutzt werden kann. Alternativ kann ein kleinerer Kühlkörper angewendet werden, wenn durch die Leisturgskomponenten weniger Hitze erzeugt wird. Das Verringern der Hitzeerzeugung wird durch gesteigerte Leistungsfähigkeit erzielt.
Zwei Arten von Leistungsverlust sind mit dem Elektronikschalter einer Schaltmodusstromversorgung assoziiert. Der erste ist der Leitverlust, welcher durch den Widerstand des Schalters bestimmt wird, wenn derselbe angeschaltet ist. Der zweite ist der Schaltverlust, welcher durch die Spannungs- und Stromüberlappung während des Schaltübergangs verursacht wird (d.h. wenn der Schalter ein- oder ausgeschaltet wird). Der Leitverlust kann durch Wählen eines Schalters mit niedrigerem Widerstand reduziert werden. Die meisten elektronischen Schalter mit niedrigem Widerstand, d.h. MOSFETs mit niedrigem Widerstand, haben jedoch eine gesteigerte Streukapazität über den Schaltanschlußklemmen. Die gesteigerte Streukapazität verursacht mehr Schaltverlust während des Schaltübergangs, wenn die Streukapazität in den Schaltwiderstand entlädt. Die gewöhnliche Technik für das Vermeiden dieses Nachteils besteht aus dem Anwenden von Nullspannungsschalten (ZVS).
1 ist ein schematisches Diagramm eines ZVS-Kreises des Standes der Technik. Die zwei Schalter 1, 2 sind für ein abwechselndes Anschalten programmiert. (Schalter 1 und 2 können nicht gleichzeitig angeschaltet sein, da sie sonst den Kondensator 6 über Eingangsspannungsquelle 20 kurzschliessen würden.) Wenn Schalter 1 an ist, fließt Strom von Eingangsspannungsquelle 20 durch Wicklung 7 des Transformators 30, und durch Schalter 1, und veranlaßt so die Wicklung 8 des Transformators 30 dazu, Strom über einen Filterkreis 26 an eine Last 24 zu liefern.
Wenn Schalter 1 geschlossen ist, wird Spannung Vin auf die Wicklung 7 aufgelegt. Da Transformator 30 induktiv ist, wenn Schalter 1 geöffnet ist, kann sich Strom durch Wicklung 7 nicht sofort ändern und beginnt daher, durch eine Schleife zu fliessen, welche Diode 3 und den Kondensator 6 beinhaltet. In der Zeit, in welcher Diode 3 Strom leitet, wird Schalter 2 geschlossen. In der Zeit, in welcher Diode 3 leitet und der Zeit, in welcher der Schalter 2 geschlossen ist, wird der Kondensator an Wicklung 7 angeschlossen.
Der Kondensator 6 liefert eine im Wesentlichen konstante Reset-Spannung für den Transformator 30, um ein Sättigen des Transformators 30 zu verhindern. Nach Anschalten des Schalters 2 zwingt Spannung an dem Kondensator 6 den Strom dazu, in einer Richtung A in die Wicklung 7 zu fliessen. Der Schalter 2 schaltet sich dann ab, und die in der Wicklung 7 gespeicherte Energie zwingt den Strom dazu, seinen Pfad zu ändern und den Kondensator 5 zu entladen. (Kondensator 5 ist die inhärent an Schalter 1 vorhandene parasitäre Kapazität). Energie in Kondensator 5 wird aus dem Kondensator 5 heraus und zurück an die Spannungsquelle 20 gepumpt. Wenn Kondensator 5 vollständig entladen ist, fließt Strom durch Diode 4, so dass ungefähr null Volt auf den Schalter 1 aufgelegt werden. Schalter 1 schaltet sich dann unter einer ZVS-Kondition ein. Weitere Informationen bezüglich dieses Kreises werden in US-Patent 5,126,931 an Jitaru geoffenbart.
Um die ZVS-Kondition für den Kreis in 1 zufrieden zu stellen muß man bereitstellen a) eine ausreichende Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt, zu dem sich Schalter 2 öffnet, und dem Zeitpunkt, zu dem sich Schalter 1 schließt, und b) ausreichende Energiespeicherung in Wicklung 7, um den Kondensator 5 zu entladen. Man muß auch sicherstellen, dass Schalter 1 und 2 nicht gleichzeitig an sind. Angesichts dieser Einschränkungen werden Ingenieure das praktische Design dieses Kreises vielleicht schwierig finden. Ein einfacherer Kreis mit weniger Designeinschränkungen für das Erzielen von hoher Leistungsfähigkeit wird deshalb gesucht.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Ein neuer Kreis für Schaltmodusleistungswandler erzielt hohe Leistungsfähigkeit und Nullspannungsschalten durch Anwenden eines Hilfsschalters, eines Kondensators, einer Hilfswicklung, und einer Induktionsspule. Gemäß eines Aspektes der Erfindung wird ein Schaltkreis geboten, welcher einen ersten Schalter mit parasitärer Kapazität umfasst, die zu diesem gehört, wobei der Schaltkreis des Weiteren Folgendes umfasst:
eine erste Wicklung, die mit dem ersten Schalter in Reihe gekoppelt ist;
eine zweite Wicklung, die magnetisch mit der ersten Wicklung gekoppelt ist;
einen Kondensator und
einen zweiten Schalter, der mit dem Kondensator und der zweiten Wicklung in Reihe gekoppelt ist,
wobei kurz bevor der erste Schalter geschlossen wird, der erste Schalter geschlossen wird, so dass beim Schließen des zweiten Schalters in dem Kondensator gespeicherte Energie verursacht, dass Strom durch die zweite Wicklung fließt, was verursacht, dass Strom durch die erste Wicklung fließt, was wiederum verursacht, dass Ladung aus der parasitären Kapazität abfließt, bevor sich der erste Schalter einschaltet, und wobei der zweite Schalter geöffnet wird, nachdem Strom in der zweiten Wicklung die Richtung gewechselt hat und bevor sich der erste Schalter öffnet. Dieser Kreis kann mit Setz-, Tiefsetz-, Hochsetz-, isolierten Durchfluss-, oder isolierten Sperrwandlern angewendet werden. Ein Steuerkreis veranlaßt den Hilfsschalter dazu, sich vor dem Hauptstromschalter anzuschalten, und der Kondensator liefert Spannung für das Erregen der Induktionsspule und zwingt den Strom dazu, in die Hilfswicklung zu fliessen. Der Strom wird an die Hauptwicklung umgewandelt und entlädt Kapazität an den Hauptstromschalter bis ungefähr null Volt, bevor sich der Hauptstromschalter anschaltet. ZVS wird daher erzielt und kann den Schaltverlust an dem Hauptstromschalter wesentlich verringern.
Gemäß eines zweiten Aspektes der Erfindung wird ein Verfahren zur Entladung einer parasitären Kapazität über einen ersten Schalter, wobei der erste Schalter in Reihe mit einer ersten Wicklung verbunden ist, die erste Wicklung magnetisch mit einer zweiten Wicklung gekoppelt ist und das Verfahren folgende Schritte umfasst:
Veranlassen, dass Strom in einer ersten Richtung durch die zweite Wicklung fließt, indem ein Kondensator an die zweite Wicklung angeschlossen wird, indem ein zweiter Schalter in Reihe mit der zweiten Wicklung und dem Kondensator geschlossen wird, wobei eine Ladung in dem Kondensator gespeichert ist, der Strom in der ersten Richtung durch die zweite Wicklung fließt, wodurch verursacht wird, dass Strom durch die erste Wicklung fließt, der Strom in der ersten Wicklung Ladung aus der parasitären Kapazität entfernt und die Spannung an der parasitären Kapazität verringert wird;
Schließen des ersten Schalters, nachdem der zweite Schalter geschlossen worden ist und nachdem die Spannnung an der parasitären Kapazität des ersten Schalters verringert worden ist; und
Öffnen des zweiten Schalters, wenn Strom in der zweiten Wicklung die Richtung gewechselt hat und bevor der erste Schalter geöffnet wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematisches Diagramm eines ZBS-Wandlers nach dem Stand der Technik.
2A, 2B und 2C sind schematische Diagramme von drei Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, welche jeweils in a) Hochsetz-, b) Tiefsetz-, und c) Tief-Hochsetzstellern angewendet werden.
3 ist ein wellenförmiges Diagramm und illustriert den Betrieb der Leistungswandler von 2A bis 2C.
4A und 4B sind schematische Diagramme von Ausführungsformen der Erfindung, welche in isolierten Sperr- und Durchflussleistungswandlern angewendet werden.
5 ist ein wellenförmiges Diagramm, welches den Betrieb von Leistungswandlern von 4A und 4B illustriert.
6 illustriert das Verhältnis zwischen Leistungsfähigkeit und DC-Eingangsspannung für eine Stromversorgung gemäß der Ausführungsform von 4A.
7 ist ein schematisches Diagramm eines Steuerkreises, welcher für das Steuern von Schaltern 401 und 402 des Kreises in der Ausführungsform von 4A für das Erzeugen der Daten von 6 angewendet wird.
8 ist ein Timing-Diagramm und zeigt Spannung an verschiedenen Knoten des schematischen Diagramms von 7.
9A ist ein detailliertes schematisches Diagramm einer Stromversorgung, welche gemäß einer anderen Ausführungsform meiner Erfindung konstruiert ist.
9B und 9D zeigen Stromfließpfade des Kreises von 9A.
10 ist ein detailliertes schematisches Diagramm einer Stromversorgung, welche gemäß meiner Erfindung konstruiert ist und Schaltungen für die Leistungsfaktorkorrektur umfasst.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Schaltmoduswandler gemäß meiner Erfindung verwenden eine Kombination einer Induktionsspule, eines Kondensators, Schalter, und ein magnetisches Schaltmoduselement. Der Kondensator und die Induktionsspule repräsentieren gemäß grundsätzlicher Schaltkreistheorie eine verlustfreie Weise, Energie von einem Kondensator an einen anderen auszutauschen, d.h. von Kondensator 106 an Kondensator 105 in 2A. Der Schaltwandler sollte jedoch wenigstens ein magnetisches Element aufweisen, welches in Reihe innerhalb der Schlaufe des Hauptstromschalters und der Eingangsspannungsquelle angeschlossen ist, wenn der Hauptstromschalter an ist. Der einfachste Typ eines Schaltwandlers, d.h. Hochsetz-, Setz-, und Tief-Hochsetzsteller, haben alle ein solches magnetisches Element.
In den unten beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung wird die Spannung eines Kondensators (106, 206, 306, 406 oder 506) dazu angewendet, Strom dazu zu zwingen, in eine Induktionsspule (112, 212, 312, 412 oder 512) und eine Hilfswicklung (108, 208, 308, 408 oder 508) zu fliessen, und dieser Strom wird an die Hauptwicklung umgewandelt (107, 207, 307, 407 oder 507), um die Kapazität an dem Hauptschalter (101, 201, 302, 401 oder 501) zu entladen und daher die Spannung an dem Hauptschalter zu verringern, bevor dieser angeschaltet wird.
Erste nicht isolierte Ausführungsform
2A ist ein schematisches Diagramm eines Hochsetzwandlers 100. Während der Anwendung wird mittels der Spannungsquelle 120 eine Eingangsspannung Vi auf die Leitungen 100a und 100b aufgelegt. Periodisch wird der Hauptstromschalter 101 angeschaltet. Wenn Schalter 1 an ist, fließt Strom durch Wicklung 107 und Schalter 101. Da Wicklung 107 induktiv ist, steigt Strom durch Wicklung 107 linear an und Energie wird in Wicklung 107 gespeichert.
Wenn sich Schalter 101 öffnet, fließt Strom durch Wicklung 107 und Diode 109 an Last 124. Auf diese Weise wird vorher in Wicklung 107 gespeicherte Energie an Last 124 geliefert. Danach wird Schalter 101 geschlossen, so dass Energie wieder in Wicklung 107 gespeichert werden kann.
Wie gesehen werden kann existiert an Schalter 101 eine parasitäre Kapazität, welche von dem Kondensator 105 modelliert wird. Schaltungen, welche Wicklung 108, Induktionsspule 112, Schalter 102, Diode 103 und Kondensator 106 umfassen, entladen die parasitäre Kapazität 105, bevor Schalter 101 angeschaltet wird, um somit Schaltverluste zu minimieren.
Die Spannung Vs an Schalter 101 kann mittels der Eingangsspannung Vi und der Spannung Vw an Wicklung 107 durch die folgende Gleichung berechnet werden: Vs = Vi – Vw (Gleichung 1)
Gleichung 1 zeigt, dass Spannung Vs an den Hauptstromschalter 101 für eine gegebene Eingangsspannung Vi von Spannung Vw an Wicklung 107 abhängt. Ein Steigern der Spannung Vw verringert Spannung Vs, und verringert damit die Spannung während des Schaltübergangs von Schalter 101, und verringert damit den Stromverlust. Indem der Wandler 100 so entworfen wird, dass Spannung Vw größer als Spannung Vi ist oder derselben gleicht, kann null Spannung an Hauptstromschalter 101 erzielt werden.
Wie oben erwähnt wird ein Steigern von Spannung Vw an Wicklung 107 durch das Anwenden einer Hilfswicklung 108 erreicht, welche in Reihe mit der Induktionsspule 112, Hilfsschalter 102, und Kondensator 106 verbunden ist. Wicklungen 107 und 108 sind magnetisch zusammen gekoppelt und formen Transformator 128. Eine Diode 103 ist parallel mit Hilfsschalter 102 gekoppelt und dient dazu, die Energiezufuhr von Hilfswicklung 108 an Kondensator 106 wieder herzustellen. Diode 103 kann aus der Eigenleiterdiode des MOSFET-Schalters 102 oder einer Einzeldiode bestehen, welche parallel zu Schalter 102 angeschlossen ist.
Der Hilfsschalter 102 wird von Steuerkreis 136 kurz vor Anschalten des Hauptstromschalters 101 angeschaltet. Die Induktionsspule 112 liefert eine verlustfreie Weise, Energie von dem Kondensator 106 durch Wicklungen 107, 108 zu übertragen, um Kondensator 105 zu entladen. Auch liefert die Induktionsspule 112 eine Nullstromschalteigenschaft, wenn Schalter 102 angeschaltet wird. Mit anderen Worten stellt die Induktionsspule 112 sicher, dass anfänglich kein Strom durch Schalter 102 fließt, wenn Hilfsschalter 102 angeschaltet wird. Der Strom durch Schalter 102 und Induktionsspule 112 steigt dann von null an. (Man sollte beachten, dass die Induktivität der Induktionsspule 112 normalerweise so ausgewählt, dass sichergestellt werden kann, dass der Strom durch die Induktionsspule 112 null ist, bevor Schalter 102 angeschaltet wird.) Daher wird mit dem Anschalten von Schalter 102 ein sehr geringer Energieverlust assoziiert sein.
Der mit dem Anschalten von Schalter 102 assoziierte Energieverlust wird daher minimiert, weil Wicklung 108 normalerweise weniger Windungen hat als Wicklung 107, und die Spannung an Schalter 102 daher geringer sein wird, als sie es sein würde, wenn Wicklung 108 mehr Windungen hätte.
3 zeigt das Timing der Anschaltzeit der Schalter 101 und 102 und korrespondierende Spannungs- und Stromwellenformen. Wellenform W-11 zeigt die Anschaltzeit für Schalter 102 (und auch Schalter 202 und 302 für die Ausführungsform von 2B und 2C, weiter unten beschrieben); Wellenform W-12 zeigt die Anschaltzeit für Schalter 101 (und Schalter 201 und 301, weiter unten beschrieben); Wellenform W-13 zeigt den Strom, welcher durch Hilfswicklung 108 (und 208 und 308) fließt; Wellenform W-14 zeigt die Spannung an Schalter 101 (und 201 und 301), und Wellenform W-15 zeigt die Spannung an Wicklung 108 (und 208 und 308).
Wenn Schalter 102 angeschaltet wird, treibt Spannung an Kondensator 106 Strom durch Induktionsspule 112 und Hilfswicklung 108 in eine Richtung B. Wenn Wicklung 107 Strom führt (d.h. in Richtung C), steigen die Amperewindungen von Hilfswicklung 108, und gleichen den Amperewindungen von Wicklung 107: dies wird das magnetische Element des Transformators 128 neu einstellen und Diode 109 abschalten. Die Periode für diesen Status ist in 3 als t₁ dargestellt. Während Periode t₁ bleiben Spannung Vs an den Hauptstromschalter 101 und Spannung Vw an Wicklung 107 unverändert. Die Spannung an Wicklung 107 ist gemäß der mittels Gleichung 1 etablierten Polaritätskonvention negativ.
Am Ende von Periode t₁ ist das magnetische Element des Transformators 128 von dem Strom, welcher in Hilfswicklung 108 fließt, neu eingestellt worden, und die Spannung an Wicklung 107 beginnt, die Richtung zu wechseln. Diese Spannungsänderung an Wicklung 107 resoniert mit einer Frequenz, welche von der Kapazität 105 und der Induktionsspule 112 bestimmt wird. Die maximal erreichbare Spannung Vw an Wicklung 107 wird mittels der folgenden Gleichung bestimmt:
wobei Vz die Spannung an Kondensator 106 ist, N1 die Anzahl von Windungen der Wicklung 107, Nz die Anzahl von Windungen der Wicklung 108, Lz die Induktivität der Induktionsspule 112, und Lm die magnetisierende Induktivität der Wicklung 108. Der Wert des Kondensators 106 wird als groß genug vorausgesetzt, um eine im Wesentlichen konstante Spannung während eines Schalttaktes aufrecht erhalten zu können. Durch Wählen des Windungenverhältnisses der Wicklung 107 zu Wicklung 108 und Induktivität Lz kann eine Nullspannungskondition an den Hauptstromschalter 101 erreicht werden, bevor Schalter 101 angeschaltet wird.
Die Periode zwischen dem Ende von t₁ und dem Zeitpunkt, an welchem Hauptstromschalter 101 angeschaltet wird, ist wie in 3 gezeigt als t₂ definiert. Während Periode t₂ resoniert Spannung Vs an Hauptstromschalter 101, und es ist wünschenswert, Schalter 101 an oder nahe des Mindestspannungspunkts der resonanten Spannungswellenform anzuschalten.
Es ist möglich, den Wandler 100 so zu entwerfen, dass Spannung Vw einen Maximalwert aufweist, welcher größer ist als die Spannungsversorgung Vi. In diesem Fall wird die Spannung an Schalter 101 negativ, und von Diode 104 auf ungefähr -0,7V geklemmt werden. Der Hauptstromschalter 101 kann angeschaltet werden, nachdem die Spannung an Schalter 101 -0,7V erreicht hat, und Nullspannungsschalten wird im Wesentlichen resultieren. Es sollte beachtet werden, dass es unnötig ist, die Spannung an Schalter 101 dazu zu zwingen, auf -0,7V abzufallen, bevor Schalter 101 angeschaltet wird. Irgendwelche wichtigen Verringerungen der Spannung an Schalter 101 vor dem Schaltübergang werden den Verlust in diesem Schalter verringern.
Das Verringern des Schaltverlustes wird während Periode t₂ erzielt. Während Perioden t₃, t₄ und t₅ fällt der Strom, welcher in der Induktionsspule 112 fließt, und wechselt die Richtung, um Energie an den Kondensator 106 wieder herzustellen. Während Periode t₃ wird Stromschalter 101 angeschaltet, und die Spannung an Wicklung 107 (und 108) wird von der Eingangsspannung Vi bestimmt. Aufgrund der teilweisen Entladung des Kondensators 106 wird die Spannung an Wicklung 108 größer sein als die Spannung an Kondensator 106, so dass die Spannung, die in der Induktionsspule 112 fließt, allmählich auf null abfällt.
Während Periode t₄ wechselt Strom, welcher in der Induktionsspule 112 fließt, die Richtung; zu diesem Zeitpunkt beginnt Energie, von Wicklung 107 auf Wicklung 108 überzugehen, um Kondensator 106 neu aufzuladen. Hilfsschalter 102 kann während Periode t₄ abgeschaltet werden, da Diode 103 einen Pfad für den umgekehrten Stromfluß an Kondensator 106 liefert. Am Anfang der Periode t₅ wird Hauptstromschalter 101 abgeschaltet, und die Spannung über Wicklungen 107 und 108 wechselt ihre Richtung. Dies wird die Spannung an Induktionsspule 112 umkehren und den Strom, welche in Induktionsspule 112 fließt, dazu zwingen, rapide auf null abzufallen. Diode 103 blockiert nun, und der Stromfluß in Induktionsspule 112 stoppt, bis Hilfsschalter 102 wieder angeschaltet wird.
Zweite nicht isolierte Ausführungsform
2B zeigt ein schematisches Diagramm eines Hochsetzstellers. In 2B fließt Strom von Eingangsspannungsquelle 220 durch Schalter 201 und Induktionsspulenwicklung 207 an Last 224, wenn Hauptstromschalter 201 angeschaltet ist. Während dieser Zeitperiode wird induktive Energie in Wicklung 207 gespeichert. Wenn Schalter 201 geöffnet wird, fließt Strom in einer Schleife, welche Wicklung 207, Last 224, und Diode 209 umfasst, und liefert somit Energie von Wicklung 207 an Last 224. Danach wird Hauptstromschalter 201 wieder angeschaltet. Um während des Anschaltens von Schalter 201 verursachte Schaltverluste zu minimieren, werden Wicklung 208, Induktionsspule 212, Schalter 202, und Kondensator 206 umfassende Schaltungen angewendet, um die parasitäre Kapazität 205 zu entladen, bevor Schalter 201 angeschaltet wird.
Spannung Vs an Schalter 201 kann mittels Eingangsspannung Vi, Ausgabespannung Vo, und Spannung Vw an Wicklung 207 mit Hilfe der folgenden Gleichung berechnet werden: Vs = Vi – Vw – Vo (Gleichung 3)
Gleichung 3 zeigt, dass Spannung Vs an Hauptstromschalter 201 für eine gegebene Eingangsspannung Vi und Ausgabespannung Vo von Spannung Vw an Wicklung 207 abhängt. Ein Steigern von Spannung Vw an Wicklung 207 verringert Spannung Vs an Schalter 201 während des Schaltübergangs und verringert auch den Leistungsverlust. Durch ein Design, bei welchem Spannung Vw größer als oder gleich Spannung Vi ist, können null Volt an Hauptstromschalter 201 erzielt werden.
Wie oben erwähnt wird ein Steigern von Spannung Vw an Wicklung 207 erzielt, indem Hilfswicklung 208 angewendet wird, welche in Reihe mit Induktionsspule 212, Hilfsschaller 202, und Kondensator 206 verbunden ist. Wicklungen 207 und 208 sind magnetisch miteinander gekoppelt und formen einen Transformator 228. Eine Diode 203 wird mit Hilfsschalter 202 parallelisiert und dient dazu, Energie an Kondensator 206 von Hilfswicklung 208 wieder herzustellen. Diode 203 kann die Eigenleiterdiode von MOSFET-Schalter 202 sein, oder eine Einzeldiode, welche parallel zu Schalter 202 angeschlossen ist.
Hilfsschalter 202 wird kurz vor dem Anschalten von Hauptstromschalter 201 angeschaltet. Induktionsspule 212 liefert eine verlustfreie Weise für das Übertragen von Energie von Kondensator 206, um Kondensator 205 zu entladen. Auch liefert sie Nullstromschaltungscharacteristiken, wenn Schalter 202 angeschaltet wird. 3 zeigt das Timing der Anschaltzeit der Schalter 201 und 202 und korrespondierende Spannungs- und Stromwellenformen.
Wenn Schalter 202 angeschaltet wird, treibt Spannung an Kondensator 206 Strom in Induktionsspule 212 und Hilfswicklung 208. Wenn Wicklung 207 Strom führt, steigen die Amperewindungen der Hilfswicklung 208, um den Amperewindungen von Wicklung 207 zu gleichen; dies stellt das magnetische Element des Transformators 228 neu ein und schaltet Diode 209 ab. Die Periode für diesen Status wird in 3 als t₁ gezeigt. Während Periode t₁ bleiben Spannung Vs an Hauptstromschalter 201 und Spannung Vw an Wicklung 207 unverändert. Spannung Vw an Wicklung 207 ist negativ gemäß der Polaritätskonvention, welche durch Gleichung 3 etabliert wird.
Am Ende von Periode t₁ ist das magnetische Element von Transformator 228 mittels des Stroms, welcher in Hilfswicklung 208 fließt, neu eingestellt worden, und Spannung Vw an Wicklung 207 beginnt, die Richtung zu wechseln. Diese Spannungsänderung resoniert mit einer Frequenz, welche von Kapazität 205 an Hauptstromschalter 201 und Induktionsspule 212 bestimmt wird. Die maximal erreichbare Spannung Vm an Wicklung 207 wird mit Hilfe der folgenden Gleichung bestimmt:
wobei Vz die Spannung an Kondensator 206, N1 die Anzahl von Windungen der Wicklung 207, und Nz die Anzahl von Windungen an Wicklung 208 ist. Lz ist die Induktivität der Induktionsspule 212, und Lm ist die magnetisierende Induktivität der Wicklung 208. Die Kapazität des Kondensators 206 wird als ausreichend groß vorausgesetzt, um eine im Wesentlichen konstante Spannung während eines gesamten Schalttaktes aufrecht zu erhalten. Durch Wählen des Windungenverhältnisses von Wicklung 207 zu Wicklung 208 und Lz kann eine Nullspannungskondition an Hauptstromschalter 201 erzielt werden, bevor Schalter 201 angeschaltet wird.
Die Periode zwischen dem Ende von t₁ und und wenn Hauptstromschalter 201 angeschaltet wird, ist in 3 als t₂ definiert. Während Periode t₂ resoniert die Spannung an Hauptstromschalter 201, und es ist wünschenswert, Schalter 201 nahe des Mindestspannungspunkts der resonanten Spannungswellenform anzuschalten.
Es ist möglich, den Wandler 200 so zu entwerfen, dass die Spannung Vw einen Maximalwert hat, welcher größer ist als Spannungsversorgung Vi. In diesem Fall wird Spannung Vs an Schalter 201 negativ und wird von Diode 204 auf ungefähr -0,7V geklemmt. Hauptstromschalter 201 kann gesteuert werden, um sich nach dieser Kondition anzuschalten, und im Wesentlichen null Spannungsschaltung resultiert. Es sollte beachtet werden, dass es unnötig ist, die Spannung an Schalter 201 auf -0.7V herunter zu zwingen, bevor Schalter 201 angeschaltet wird. Irgendwelche wichtigen Verringerungen der Spannung an Schalter 201 vor dem Schaltübergang verringern den Verlust in Schalter 201.
Die Verringerung des Schaltverlustes wird während Periode t₂ erzielt. Während Perioden t₃, t₄, und t₅ steigt der Strom durch Induktionsspule 212 und wechselt seine Richtung, um Energie an Kondensator 206 wieder herzustellen. Während Periode t₃ ist Hauptstromschalter 201 angeschaltet, und die Spannung an Wicklungen 207 und 208 wird von Eingangsspannung Vi bestimmt. Aufgrund der teilweisen Entladung von Kondensator 206 wird die Spannung an Wicklung 208 größer sein als die Spannung an Kondensator 206, so dass der Strom, welcher in Induktionsspule 212 fließt, allmähnlich auf null abfallen wird.
Während Periode t₄ wechselt Strom, welcher in Induktionsspule 212 fließt, seine Richtung; zu diesem Zeitpunkt beginnt Energie von Wicklung 207 an 208 überzugehen, um Kondensator 206 neu aufzuladen. Hilfsschalter 202 kann während Periode t₄ abgeschaltet werden, da Diode 203 einen Pfad für den umgekehrten Stromfluß an Kondensator 206 liefert. Zu Beginn von Periode t₅ wird Hauptstromschalter 201 abgeschaltet, und die Spannung an Wicklungen 207 und 208 wechselt ihre Richtung. Dies wird die Spannung an Induktionsspule 212 umkehren und den Stromfluß in die Induktionsspule rapide bis auf null herunter zwingen. Diode 203 blockiert nun, und der Stromfluß in Induktionsspule 212 stoppt, bis Hilfsschalter 202 wieder angeschaltet wird.
Dritte nicht isolierte Ausführungsform
2C ist ein schematisches Diagramm eines Tief-Hochsetzstellers. In 2C fließt Strom von Eingangsspannungsquelle 320 durch Hauptstromschalter 301 und die induktive Wicklung 307, wenn Hauptstromschalter 201 angeschaltet ist, und speichert somit Energie in der induktiven Wicklung 307. Wenn Schalter 301 geöffnet wird, fließt Strom durch Wicklung 307, Last 324, und Diode 309, um Energie von Wicklung 307 an Last 324 zu liefern. Danach wird Hauptstromschalter 301 wieder angeschaltet. Um durch Anschalten von Schalter 301 verursachte Schaltverluste zu minimieren werden Schaltungen angewendet, welche Wicklung 308, Schalter 302, Induktionsspule 312, und Kondensator 306 umfassen, um Kapazität 305 zu entladen, bevor Schalter 301 angeschaltet wird. Spannung Vs an Schalter 301 kann mittels Eingangsspannung Vi und Spannung Vw an Wicklung 307 mit Hilfe der folgenden Gleichung berechnet werden: Vs = Vi – Vw (Gleichung 5)
Gleichung 5 zeigt, dass Spannung Vs an Hauptstromschalter 301 für eine gegebene Eingangsspannung Vi von Spannung Vw an Wicklung 307 abhängt. Ein Steigern von Spannung Vw verringert Spannung Vs, und verringert somit die Spannung an Schalter 301 während des Schaltübergangs und verringert auch den Leistungsverlust. Durch ein Design des Wandlers 300, bei welchem Spannung Vw größer als oder Spannung Vi gleich ist, kann Nullspannungsschalten für Hauptstromschalter 301 erzielt werden.
Wie oben erwähnt wird ein Steigern von Spannung Vw an 307 mittels Hilfswicklung 308 erzielt, welche in Reihe mit Induktionsspule 312, Hilfsschalter 302, und Kondensator 306 verbunden ist. Wicklung 307 und Wicklung 308 sind magnetisch miteinander gekoppelt und formen einen Transformator 328. Eine Diode 303 ist mit Hilfsschalter 302 parallelisiert und dient dazu, Energie an Kondensator 306 von Hilfswicklung 308 wieder herzustellen. Diode 303 kann aus der Eigenleitdiode von MOSFET-Schalter 302 oder einer Einzeldiode bestehen, welche parallel mit Schalter 302 verbunden ist.
Hilfsschalter 302 wird kurz vor Anschalten des Hauptstromschalters 301 angeschaltet. Induktionsspule 312 liefert eine verlustfreie Weise, Energie von Kondensator 306 zu übertragen, um Kondensator 305 zu entladen. Induktionsspule 312 liefert auch eine Nullstromschaltcharakteristik, wenn Schalter 302 angeschaltet wird. 3 zeigt das Timing der Schalter und korrespondierende Spannungs- und Stromwellenformen.
Wenn Schalter 302 angeschaltet wird, treibt Spannung an Kondensator 306 Strom in Induktionsspule 312 und Hilfswicklung 308. Wenn Wicklung 307 Strom führt, steigen die Amperewindungen von Hilfswicklung 308, bis sie den Amperewindungen von Wicklung 307 gleichen; dies stellt Transformator 328 neu ein und schaltet Diode 309 ab. Die Periode für diesen Status wird in 3 als t₁ gezeigt. Während Periode t₁ bleiben Spannung Vs an Hauptstromschalter 301 und Spannung Vw an Wicklung 307 unverändert. Spannung Vw an Wicklung 307 ist negativ gemäß der Polaritätskonvention, welche von Gleichung 5 etabliert wird.
Am Ende von Periode t₁ ist das magnetische Element von Transformator 312 von dem Strom, welcher in Hilfswicklung 308 fließt, neu eingestellt worden, und die Spannung an Wicklung 307 beginnt, ihre Richtung zu wechseln. Diese Spannungsänderung resoniert mit einer Frequenz, welche von Kapazität 305 an Hauptstromschalter 301 und Induktionsspule 312 bestimmt wird. Die maximal erreichbare Spannung Vm an Wicklung 307 wird mit Hilfe der folgenden Gleichung bestimmt:
wobei Vz die Spannung an Kondensator 306, N1 die Anzahl von Windungen der Wicklung 307, und Nz die Anzahl von Windungen an Wicklung 308 ist. Lz ist die Induktivität der Induktionsspule 312, und Lm ist die magnetisierende Induktivität der Hilfswicklung 308. Die Kapazität des Kondensators 306 wird als ausreichend groß vorausgesetzt, um eine im Wesentlichen konstante Spannung während eines gesamten Schalttaktes aufrecht zu erhalten. Durch Wählen des Windungenverhältnisses von Wicklung 307 zu Wicklung 308 und Lz kann eine Nullspannungskondition an Hauptstromschalter 301 erzielt werden, bevor Schalter 301 angeschaltet wird.
Die Periode zwischen dem Ende von t₁ und wenn der Hauptstromschalter 301 angeschaltet wird, ist wie in 3 gezeigt als t₂ definiert. Während Periode t₂ resoniert die Spannung an Hauptstromschalter 301, und es ist wünschenswert, Schalter 301 nahe des Mindestspannungspunkts der resonanten Spannungswellenform anzuschalten.
Es ist möglich, den Wandler 300 so zu entwerfen, dass Spannung Vw einen größeren Maximalwert hat als Spannungsversorgung Vi. In diesem Fall wird die Spannung an Schalter 301 negativ und wird von Diode 304 ungefähr bis auf -0,7V geklemmt. Hauptstromschalter 301 kann nach dieser Kondition angeschaltet werden, und Nullspannungsschalten wird im Wesentlichen resultieren. Es sollte beachtet werden, dass es unnötig ist, die Spannung an Schalter 301 auf -0,7V herunter zu zwingen, bevor Schalter 301 angeschaltet wird. Eine wesentliche Verringerung der Spannung an Schalter 301 vor dem Schaltübergang wird den Verlust in dem Schalter verringern.
Das Verringern des Schaltverlustes wird während Periode t₂ erzielt. Während Perioden t₃, t₄, und t₅ fällt der Stromfluß in Induktionsspule 312 und wechselt seine Richtung, um Energie an Kondensator 306 wieder herzustellen. Während Periode t₃ wird Hauptstromschalter 301 angeschaltet, und die Spannung an Wicklungen 307 und 308 wird von Eingangsspannung Vi bestimmt. Aufgrund der teilweisen Entladung von Kondensator 306 wird die Spannung auf Wicklung 308 größer sein als die Spannung auf Kondensator 306, so dass der in Induktionsspule 312 fließende Strom allmählich auf null abfällt.
Während Periode t₄ wechselt der in Induktionsspule 312 fließende Strom seine Richtung; zu diesem Zeitpunkt beginnt Energie, von Wicklung 307 an 308 überzugehen, um Kondensator 306 neu aufzuladen. Hilfsschalter 302 kann während Periode t₄ abgeschaltet werden, da Diode 303 einen Pfad für den umgekehrten Stromfluß an Kondensator 306 liefert. Zu Beginn von Periode t₅ wird Hauptstromschalter 301 abgeschaltet, und die Spannung an Wicklungen 307 und 308 wechselt ihre Richtung. Dies wird die Spannung an Induktionsspule 312 umkehren und den Stromfluß in die Induktionsspule rapide bis auf null herunter zwingen. Diode 303 blockiert nun, und der Stromfluß in Induktionsspule 312 stoppt, bis Hilfsschalter 302 wieder angeschaltet wird.
Zusammenfassung der nicht isolierten Ausführungsformen
Die Kreise von 2A, 2B, und 2C verwenden die Spannung auf einem Kondensator (106, 206 oder 306), um den Stromfluß in eine Induktionsspule (112, 212 oder 312) und eine Hilfswicklung (108, 208 oder 308) zu zwingen, und dieser Strom wird von der Hauptwicklung (107, 207 oder 307) transformiert, um die Kapazität an den Hauptschalter (101, 201 oder 301) zu entladen. Dies verringert den Schaltverlust des Hauptschalters, welches eine Hauptaufgabe der Erfindung ist.
Wenn Energie von dem Kondensator (106, 206 oder 306) während des Schaltübergangs geliefert wird, muß der Kondensator neu aufgeladen werden, um Energie für den nächsten Schalttakt zu liefern. Die Neuaufladungsenergie wird von der Hilfswicklung geliefert, während der Hauptschalter angeschaltet ist, und fließt durch die Induktionsspule (112, 212 oder 312) und die Diode (103, 203 oder 303).
Dieses Verfahren des Entladens der Kapazität an den Hauptschalter und des Erzielens von Nullspannungsschalten unterscheidet sich von ZVS-Kreisen des Standes der Technik. Beim Stand der Technik wird die Energie für ZVS in einer Induktionsspule gespeichert, und ZVS wird initialisiert, wenn der Hilfsschalter abgeschaltet wird. Bei meiner Erfindung wird Energie für ZVS in einem Kondensator gespeichert, und ZVS wird initialisiert, wenn der Hilfsschalter angeschaltet wird. Als letztes wird es der Anschaltzeit des Hilfsschalters bei meiner Erfindung erlaubt, mit der Anschaltzeit des Hauptschalters zu überlappen, und dies erlaubt ein einfacheres Design.
Erste isolierte Ausführungsform
Das Entladen der parasitären Kapazität an einen Hauptstromschalter kann mit anderen Typen von Schaltwandlern erreicht werden. 4A und 4B zeigen isolierte Sperr- und Durchflusswandler, in welchen die parasitäre Kapazität entladen wird. Diese Wandler bieten zusätzliche Vorteile wie unten beschrieben.
4A zeigt ein schematisches Diagramm eines isolierten Sperrwandlers 400. In 4A fließt Strom von Eingangsspannungsquelle 420 durch Wicklung 407 und durch Schalter 201, wenn Hauptstromschalter 401 angeschaltet ist, und speichert somit induktive Energie in dem Sperrwandler 428. Wenn Schalter 201 geöffnet wird, wird die vorher in Transformator 428 gespeicherte Energie über Wicklung 415 und Diode 409 an Last 424 geliefert. Danach wird Schalter 201 angeschaltet, um wieder Energie in Transformator 428 zu speichern.
Eine als Kondensator 405 modellierte parasitäre Kapazität existiert an Schalter 401. Wicklung 408, Kondensator 406, Induktionsspule 412, und Schalter 402 umfassende Schaltungen entladen Kondensator 405, bevor Schalter 401 angeschaltet wird, und minimiert somit Schaltverluste. Spannung Vs an Schalter 401 kann mittels der Eingangsspannung und der Spannung Vi an Vw, Wicklung 407 mit Hilfe der folgenden Gleichung berechnet werden: Vs = Vi – Vw (Gleichung 7)
Gleichung 7 zeigt, dass Spannung Vs an Hauptstromschalter 401 für eine gegebene Eingangsspannung Vi von Spannung Vw an Wicklung 407 abhängt. Ein Steigern von Spannung Vw verringert Spannung Vs, verringert somit die Spannung während des Schaltübergangs, und verringert auch den Leistungsverlust. Durch ein Design des Wandlers 400, bei welchem Spannung Vw größer als oder gleich Spannung Vi ist, können null Volt an Hauptstromschalter 401 erzielt werden.
Wie oben erwähnt wird ein Steigern von Spannung Vw an Wicklung 407 erzielt, indem Hilfswicklung 408 angewendet wird, welche in Reihe mit einer Induktionsspule 412, Hilfsschalter 402, und Kondensator 406 verbunden ist. Wicklungen 407 und 408, und sekundäre Wicklung 415 sind als Teil des Transformators 428 magnetisch miteinander gekoppelt. Eine Diode 413 in Reihe mit Hilfsschalter 402 verhindert einen umgekehrten Stromfluß von Hilfswicklung 408 durch die Eigenleiterdiode von Schalter 402. Energie wird durch Diode 403, welche mit der primären Wicklung 407 des Transformators 428 verbunden ist, an Kondensator 406 wieder hergestellt.
Der Hilfsschalter 402 wird kurz vor Anschalten des Hauptstromschalters 401 angeschaltet. Die Induktionsspule 412 liefert eine verlustfreie Weise, Energie von Kondensator 406 zu übertragen, um Kondensator 402 zu entladen, und Diode 414 liefert einen Pfad für das Entladen der Induktionsspule 412, nachdem Schalter 402 abgeschaltet worden ist.
5 zeigt das Timing der Anschaltzeit der Schalter und korrespondierende Spannungs- und Stromwellenformen. Wellenform W-21 zeigt die Anschaltzeit für Schalter 402 (und Schalter 502 für die Ausführungsform von 4B); Wellenform W-22 zeigt die Anschaltzeit für Schalter 401 (und 501); Wellenform W-23 zeigt den Strom, welcher durch Wicklung 408 (und 508) fließt; Wellenform W-24 zeigt den Strom, welcher durch Diode 403 (und 503) fließt; und Wellenform W-25 zeigt die Spannung an Schalter 401 (und 501).
Wenn Schalter 402 angeschaltet wird, treibt Spannung an Kondensator 406 Strom durch Induktionsspule 412 und Hilfswicklung 408. Wenn Wicklung 415 Strom führt, steigen die Amperewindungen von Hilfswicklung 408, und gleichen den Amperewindungen von Wicklung 415; dies wird Transformator 428 neu einstellen und Diode 409 abschalten. Die Periode für diesen Status ist in 5 als t₁ dargestellt. Während Periode t₁ bleiben die Spannung an Hauptstromschalter 401 und die Spannung an Wicklung 407 unverändert. Die Spannung an Wicklung 407 ist gemäß der mittels Gleichung 7 etablierten Polaritätskonvention negativ.
Am Ende von Periode t₁ ist Transformator 428 von dem Strom, welcher in Hilfswicklung 408 fließt, neu eingestellt worden, und die Spannung an Wicklung 407 beginnt, die Richtung zu wechseln. Diese Spannungsänderung resoniert mit einer Frequenz, welche von der Kapazität 405 an Hauptstromschalter 401 und der Induktionsspule 412 bestimmt wird. Die maximal erreichbare Spannung Vm an Wicklung 407 wird mittels der folgenden Gleichung bestimmt:
wobei Vz die Spannung an Kondensator 406 ist, N1 die Anzahl von Windungen der Wicklung 407, Nz die Anzahl von Windungen der Wicklung 408. Lz ist die Induktivität der Induktionsspule 412, und Lm die magnetisierende Induktivität der Hilfswicklung 408. Die Kapazität des Kondensators 406 wird als groß genug vorausgesetzt, um eine im Wesentlichen konstante Spannung während eines Schalttaktes aufrecht erhalten zu können. Durch Wählen des Windungenverhältnisses der Wicklung 407 zu Wicklung 408 und Lz kann eine Nullspannungskondition an den Hauptstromschalter 401 erreicht werden, bevor Schalter 401 angeschaltet wird.
Die Periode zwischen dem Ende von t₂ und dem Zeitpunkt, an welchem Hauptstromschalter 401 angeschaltet wird, ist wie in 5 gezeigt als t₂ definiert. Während Periode t₂ resoniert die Spannung an Hauptstromschalter 401, und es ist wünschenswert, Schalter 401 nahe des Mindestspannungspunkts der resonanten Spannungswellenform anzuschalten.
Es ist möglich, den Wandler 400 so zu entwerfen, dass Spannung Vw einen Maximalwert aufweist, welcher größer ist als die Spannungsversorgung Vi. In diesem Fall wird die Spannung an Schalter 401 negativ, und wird von Diode 404 auf ungefähr -0,7V geklemmt. Der Hauptstromschalter 401 kann nach dieser Kondition angeschaltet werden, und im Wesentlichen Nullspannungsschalten wird resultieren. Es sollte beachtet werden, dass es unnötig ist, die Spannung an Schalter 401 dazu zu zwingen, auf -0,7V abzufallen, bevor Schalter 401 angeschaltet wird. Irgendwelche wichtigen Verringerungen der Spannung an Schalter 401 vor dem Schaltübergang verringern den Verlust in diesem Schalter. Das Verringern des Schaltverlustes wird während Periode t₂ erzielt.
Während Periode t₃ fällt der Strom, welcher in Induktionsspule 412 fließt, wenn verbleibende Energie an Kondensator 428 übertragen wird. Schalter 402 kann zu beliebiger Zeit abgeschaltet werden, bevor Hauptstromschalter 401 abgeschaltet wird. Diode 414 liefert einen Pfad für den Strom von Induktionsspule 412, nachdem Schalter 402 abgeschaltet wurde. Um ein Leiten von Diode 414 zu erzwingen, muß die Spannung an Induktionsspule 412 stark steigen, und dies verursacht ein rapides Abfallen des Stroms auf null.
Während Periode t₄ fließt kein Strom in Dioden 403, 413, 414, Induktionsspule 412, oder Hilfswicklung 408, und der Kreis arbeitet als ein herkömmlicher Sperrwandler.
Zu Beginn von Periode t₅ wird Hauptstromschalter 401 abgeschaltet, und die Spannung an Wicklung 407 wechselt ihre Richtung. In der magnetisierenden Induktivität von Wicklung 407 während der Anschaltzeit des Hauptstromschalters 401 gespeicherte Energie wird ein Last 424 übertragen (über die sekundäre Wicklung 415 und Diode 409), und auch ein Kondensator 406 (über Diode 403). Strom, welcher durch Diode 403 in Kondensator 406 fließt, stellt die während des vorhergehenden Schalttaktes für das Nullspannungsschalten verbrauchte Energie wieder her.
Zusätzlich absorbiert Kondensator 406 Leckenergie von Wicklung 407 und eliminiert die Hochspannungsspitze, welche für Sperrleistungswandler des Standes der Technik typisch ist. Diese Spitze tritt auf, weil die Leckinduktivität der Wicklung 407 die sofortige Übertragung von Strom an die sekundäre Wicklung 415 verhindert, so dass ein Laden des Kondensators 406 einen Pfad für den Strom liefert, bis ein Stromfluß in die sekundäre Wicklung 415 etabliert ist. Die in Kondensator 406 gespeicherte Energie liefert die Energie, welche für das Nullspannungsschalten während des nächsten Schalttaktes erforderlich ist.
Da die in der Induktionsspule 412 verbleibende Energie durch Wicklung 407 und 408 entladen wurde, wurde die Energie an Transformator 428 übertragen und ist für eine darauffolgende Übertragung an die Ausgabe erhältlich, wenn Hauptstromschalter 401 abgeschaltet wird. Dies liefert zusätzliche Leistungsfähigkeit und unterscheidet diesen neuen Kreis von Sperrwandlern des Standes der Technik.
Zweite isolierte Ausführungsform
4B zeigt ein schematisches Diagramm eines isolierten Durchflusswandlers. In 4B fließt Strom von Eingangsspannungsquelle 520 durch Wicklung 507 und Schalter 501, wenn Hauptstromschalter 501 angeschaltet ist. Dies verursacht ein Liefern von Energie von der sekundäre Wicklung 515 über einen Filterkreis (umfassend Dioden 509 und 514, Induktionsspule 516, und Kondensator 510) an Last 524.
Danach wird Schalter 501 abgeschaltet. Eine parasitäre Kapazität (als Kondensator 505 modelliert) existiert an Schalter 501. Eine Wicklung 508, Kondensator 506, Induktionsspule 512, und Schalter 502 umfassende Schaltungen werden angewendet, um Kondensator 505 zu entladen, bevor Schalter 501 angeschaltet wird, und somit Schaltverluste minimiert. Spannung Vs an Schalter 501 kann mittels Eingangsspannung Vi und Spannung Vw an Wicklung 507 mit Hilfe der folgenden Gleichung berechnet werden: Vs = Vi – Vw (Gleichung 9)
Gleichung 9 zeigt, dass Spannung Vs an Hauptstromschalter 501 für eine gegebene Eingangsspannung Vi von Spannung Vw an Wicklung 507 abhängt. Ein Steigern von Spannung Vw verringert Spannung Vs, verringert somit die Spannung während des Schaltübergangs, und verringert auch den Leistungsverlust. Durch ein Design des Wandlers 500, bei welchem Spannung Vw größer als oder gleich Spannung Vi ist, können beim Schalten null Volt an Hauptstromschalter 501 erzielt werden.
Wie oben erwähnt wird ein Steigern von Spannung Vw an Wicklung 507 erzielt, indem Hilfswicklung 508 angewendet wird, welche in Reihe mit Induktionsspule 512, Hilfsschalter 502, und Kondensator 506 verbunden ist. Wicklungen 507 und 508, und sekundäre Wicklung 515 sind magnetisch miteinander gekoppelt und formen Transformator 528. Eine Diode 513 in Reihe mit Hilfsschalter 502 verhindert einen umgekehrten Stromfluß von Hilfswicklung 508 durch die Eigenleiterdiode von Schalter 502. Energie wird durch Diode 503, welche mit der primären Wicklung 507 des Transformators 528 verbunden ist, an Kondensator 506 wieder hergestellt.
Der Hilfsschalter 502 wird kurz vor Anschalten des Hauptstromschalters 501 angeschaltet. Die Induktionsspule 512 liefert eine verlustfreie Weise, Energie von Kondensator 506 zu übertragen, um Kondensator 502 zu entladen, und Diode 514 liefert einen Pfad für das Entladen der Induktionsspule 512, nachdem Schalter 502 abgeschaltet worden ist. Auch erlaubt Induktionsspule 512 wie Induktionsspulen 112, 212, 312, und 412 Nullspannungsschalten für Schalter 502, und minimiert somit den mit dem Anschalten von Schalter 502 assoziierten Energieverlust. Der Energieverlust kann weiter minimiert werden, wenn die Anzahl von Windungen von Wicklung 508 geringer ist als die Anzahl von Windungen an Wicklung 507. (Normalerweise ist die Anzahl von Windungen der Wicklungen 108, 208, 308, und 408 geringer als die Anzahl von Windungen der Wicklungen 107, 207, 307, und 407, um den mit dem Anschalten der jeweiligen Schalter 102, 202, 302, 402 assoziierten Energieverlust zu minimieren.)
5 zeigt das Timing der Anschaltzeit der Schalter 501 und 502 und korrespondierende Spannungs- und Stromwellenformen. Wenn Schalter 502 angeschaltet wird, treibt Spannung an Kondensator 506 einen ansteigenden Strom in Induktionsspule 512 und Hilfswicklung 508. Dieser Strom beginnt, Transformator 528 zu magnetisieren, welcher neu eingestellt worden war, nachdem der Hauptstromschalter 501 abgeschaltet wurde. Die Amperewindungen von Hilfswicklung 508 steigen und veranlassen gleiche Amperewindungen in Wicklung 515. Der steigende Strom, welcher in Wicklung 508 fließt, wird allmählich den Strom ersetzen, welcher in Diode 514 fließt, und zuletzt ein Abschalten von Diode 514 und ein Anschalten von Diode 509 erzwingen. Die Periode für diesen Status ist in 5 als t₁ dargestellt. Während Periode t₁ bleibt die Spannung an Wicklung 507 nahe null.
Nach Periode t₁ beginnt eine positive Spannung an Wicklung 507 zu steigen. Diese Spannungsänderung ist mit einer Frequenz resonant, welche mittels der Kapazität 505 an Hauptstromschalter 501 und Induktionsspule 512 bestimmt wird. Die maximale Spannung Vm an die Wicklung 507 wird mit Hilfe der folgenden Gleichung bestimmt:
wobei Vz die Spannung an Kondensator 506 ist, N1 die Anzahl von Windungen der Wicklung 507, Nz die Anzahl von Windungen der Wicklung 508. Lz ist die Induktivität der Induktionsspule 512, und Lm die magnetisierende Induktivität der Hilfswicklung 508. Die Kapazität des Kondensators 506 wird als groß genug vorausgesetzt, um eine im Wesentliche konstante Spannung während eines Schalttaktes aufrecht erhalten zu können. Durch Wählen des Windungenverhältnisses der Wicklung 507 zu 508 und Lz kann eine Nullspannungskondition an den Hauptstromschalter 501 erreicht werden, bevor Schalter 501 angeschaltet wird.
Die Periode zwischen dem Ende von t₁ und dem Zeitpunkt, an welchem Hauptstromschalter 501 angeschaltet wird, ist wie in 3 gezeigt als t₁ definiert. Während Periode t₂ resoniert die Spannung an Hauptstromschalter 501, und es ist wünschenswert, Schalter 501 nahe des Mindestspannungspunkts der resonanten Spannungswellenform anzuschalten.
Es ist möglich, den Wandler 500 so zu entwerfen, dass Spannung Vw einen Maximalwert aufweist, welcher größer ist als die Spannungsversorgung Vi. In diesem Fall wird die Spannung an Schalter 501 negativ, und wird von Diode 504 auf ungefähr -0,7V geklemmt. Der Hauptstromschalter 501 kann nach dieser Kondition angeschaltet werden, und Nullspannungsschalten wird resultieren. Es sollte beachtet werden, dass es unnötig ist, die Spannung an Schalter 501 dazu zu zwingen, auf -0,7V abzufallen, bevor Schalter 501 angeschaltet wird. Irgendwelche wichtigen Verringerungen der Spannung an Schalter 501 vor dem Schaltübergang verringern den Verlust in diesem Schalter. Das Verringern des Schaltverlustes wird während Periode t₂ erzielt.
Während Periode t₃ fällt der Strom, welcher in Induktionsspule 512 fließt, wenn verbleibende Energie an Kondensator 528 übertragen wird. Schalter 502 kann zu beliebiger Zeit abgeschaltet werden, bevor Hauptstromschalter 501 abgeschaltet wird. Diode 514 liefert einen Pfad für den Strom von Induktionsspule 512, nachdem Schalter 502 abgeschaltet wurde. Um ein Leiten von Diode 514 zu erzwingen, muß die Spannung an Induktionsspule 512 stark steigen, und dies verursacht ein rapides Abfallen des Stroms durch Induktionsspule 512 auf null.
Während Periode t₄ fließt kein Strom in Dioden 503, 513, 514, Induktionsspule 512, oder Hilfswicklung 508, und der Kreis arbeitet als ein herkömmlicher Durchflusswandler.
Zu Beginn von Periode t₅ wird Hauptstromschalter 501 abgeschaltet, und die Spannung an Wicklung 507 wechselt ihre Richtung. In der magnetisierenden Induktivität von Wicklung 507 während der Anschaltzeit des Hauptstromschalters 501 gespeicherte Energie kann nicht an die Ausgabe übertragen, aber an Kondensator 506 übertragen werden. Strom fließt durch Diode 503 in Kondensator 506 und stellt die während des vorhergehenden Schalttaktes für das Nullspannungsschalten verbrauchte Energie wieder her.
Diese Übertragung von magnetisierender Energie von Wicklung 507 eliminiert die Hochspannungsspitze, welche für Leistungsdurchflusswandler des Standes der Technik typisch ist. Diese Spitze tritt auf, weil die in Wicklung 507 gespeicherte magnetisierende Energie während der Anschaltzeit von Schalter 501 rapide den Kondensator 505 an Schalter 501 auf einen hohen Wert auflädt. Die in Kondensator 506 eingepumpte magnetisierende Energie liefert die Energie, welche für das Nullspannungsschaltern während des nächsten Schalttaktes erforderlich ist.
Eine wichtige Eigenschaft des Kreises von 4A und 4B ist, dass die Kondensatoren 406 und 506 auf eine Weise aufgeladen werden, welche sich von 2A bis 2C unterscheidet. Insbesondere werden Kondensatoren 406 und 506 aufgeladen, wenn der Hauptstromschalter 401, 501 abgeschaltet ist, und Kondensatoren 406, 506 absorbieren Leckstrom von den jeweiligen primären Wicklungen 407, 507. Auf diese Weise wird der Leckstrom recycled, um ZVS der Hauptstromschalter 401, 501 zu erlauben.
Im Gegensatz werden in den Ausführungsformen von 2A bis 2C die Kondensatoren 106, 206, 306 aufgeladen, wenn die Hauptstromschalter 101, 201, 301 angeschaltet werden, und Energie wird über die Hilfswicklungen 108, 208, 308 an die Kondensatoren 106, 206, 306 gepumpt.
Beispiel 1
Ein Versuchskreis wurde mit dem in 4A gezeigten Sperrwandlerkreis errichtet. Die Werte für die verschiedenen gewählten Komponenten waren wie folgt:
Induktionsspule 412 – 25 μH
N1 – 24 Windungen
N2 – 8 Windungen
Nz – 12 Windungen
Kondensator 406 – 0,01 μF
Kondensator 410 – drei 220 μ F Kondensatoren
Hilfsschalter 402 – Teilnummer IRF820, hergestellt von International Rectifier.
Hauptstromschalter 401- Teilnummer IRF840, hergestellt von International Rectifier.
Dioden 403, 413, 414 – Teilnummer BYV26E, hergestellt von Philips.
Dioden 409 – Teilnummer MBR20200, hergestellt von Motorola.
Abschaltzeit für Schalter 402 – 200 nS
Schaltfrequenz – 120 kHz
Ausgabespannung – 18V
Ausgabeleistung – 2,23 A
Ausgabestrom – 40W
N2 ist die Anzahl von Windungen der Ausgabewicklung 415. 6 zeigt die Leistungsfähigkeit des Wandlers im Vergleich mit Eingangsspannung Vi. Der Kreis kann beinahe 90% Leistungsfähigkeit für eine 40W Last erreichen.
7 illustriert schematisch den Steuerkreis, welcher angewendet wird, um die Schalter des Kreises zu treiben, mit welchem die Daten in 6 erzeugt wurden. Der Hauptsteuerkreis war Gerät UC3842, vertrieben von Unitrode. 8 zeigt Spannungswellenformen an verschiedenen Knoten dieses Kreises. In 8 ist Wellenform W-30 die Spannung, welche an Stift 6 von UC3842 (Kreis 650) produziert wird; Wellenform W-31 ist die Spannung an Leitungen 652 und 654, welche Schalter 402 treibt; und Wellenform W-32 ist die Spannung an Leitung 656, welche Schalter 401 treibt.
Beispiel 2
9A ist ein detailliertes schematisches Diagramm einer Stromversorgung gemäß meiner Erfindung. In 9A ist der Hauptstromschalter der Transistor 701, welcher mit der Hauptwicklung 707 von Transformator 728 gekoppelt ist. Die parasitäre Kapazität und Körperdiode von Schalter 708 ist nicht ausdrücklich dargestellt. Wicklung 708 ist eine Hilfswicklung, welche eine Funktion erfüllt, die der oben beschriebenen der Wicklungen 108 bis 508 ähnlich ist. Ähnlicherweise korrespondieren Strukturen 702 bis 728 mit ähnlich nummerierten Strukturen 102 bis 128, 202 bis hin zu 228, usw. Kondensator 706 ist jedoch eigentlich zwei Kondensatoren 706a, 706b.
Die Eingangsspannung erscheint bei Vi. Andere Strukturen in 9A sind wie folgt.

750:: Ausgabefilterkreis
752:: ein Steuerkreis für das Regeln von Hauptschalter 701 (einschließlich
: einer Unitrode 3842, Steuerkreis, mit 754 ausgezeichnet).
756:: Ausgabespannungs-Feedback-Kreis
758:: Überspannungs- und Überspannungsschutzkreis
760:: Eingangsklemmen für das Empfangen einer AC-Spannung
762a, 762b:: EMI-Filter
764:: Sicherung
766:: Strombegrenzungsthermistor
768:: Steuerkreis für Hilfsschalter 702

9B zeigt den Stromfluß (Pfad A) durch Kreis 700, nachdem Schalter 702 geschlossen wurde, aber bevor Schalter 701 geschlossen wird.
Pfad B (9C) ist der Stromfluß durch Kreis 700, nachdem Schalter 701 geschlossen wurde.
Pfad C (9D) ist der Stromfluß, nachdem Schalter 701 geöffnet wurde.
Dieser Strom wird angewendet, um Kondensatoren 706a, 706b neu aufzuladen.
Beispiel 3
10 zeigt einen Kreis, umfassend Leistungsfaktorkorrekturschalter und Schaltungen der vorliegenden Erfindung für das Erlauben von Nullspannungsschalten. In 10 ist der Hauptstromschalter mit 801 ausgezeichnet. Die parasitäre Kapazität und die Körperdiode an Schalter 801 sind in 10 wieder nicht gezeigt. Wicklungen 807a, 807b dienen tatsächlich zwei Funktionen, von welchen eine die Funktion der primären Wicklung für das Empfangen von Strom darstellt, welcher an die sekundäre Wicklung des Transformators 828 geliefert werden wird. Die zweite Funktion der Wicklungen 807a, 807b wird unten beschrieben.
Die Strukturen in 10 sind gemäß derselben Nummerierungskonvention nummeriert wie 1 bis 5. Es sollte beachtet werden, dass zwei Dioden 813a, 813b anstelle von einer Diode angewendet werden.
Der Kreis von 10 beinhaltet Leistungsfaktorkorrekturschaltungen, welche denjenigen ähnlich sind, die in US-Patenten 5,600,546 an Ho et al und 5,652,700 an Tsai et al, und US-Patentanmeldung 08/721,497, eingereicht von Poon et al, welche hier alle zu Bezugszwecken eingeschlossen werden, beschrieben werden.
Wicklungen 807a, 807b dienen auch dazu, die Funktion von Wicklungen W1 und W2 in der oben erwähnten '497er Anmeldung durchzuführen. Diode 831 korrespondiert mit '497er Diode D5. Kondensator 852 korrespondiert mit '497er Kondensator C1. Induktionsspule 833 korrespondiert mit '497er Induktionsspule L1. Gleichrichterbrücke 835 korrespondiert mit '497er Diodenbrücke D1 bis D4.
Andere in 10 gezeigte Strukturen schliessen ein:

850: Ausgabefilterschaltungen
852: Ein Steuerkreis für das Regeln des Hauptschalters 801 (einschließlich
: einer Unitrode 3842, Steuerkreis, mit 854 ausgezeichnet)
856: Ausgabespannungs-Feedback-Kreis
858: Überspannungsschutzkreis
860: Eingangsklemmen für das Empfangen einer AC-Spannung
862a, 862b: EMI-Filter
864: Sicherung
866: Strombegrenzungsthermistor
868: Steuerkreis für Hilfsschalter 802
870: Ein Abschalt-Snubberkreis für Hauptschalter 801
872: Ein Ableitwiderstand an Kondensator 806.
874: Eine Stromversorgungswicklung für das Auferlegen von Strom
: auf Steuerkreis 852

Wie oben erwähnt ist Schalter 801 der Hauptstromschalter. Schaltungen umfassend Schalter 802, Induktionsspule 812, und Kondensator 806 sind an Wicklung 808 gekoppelt um sicherzustellen, dass die parasitäre Kapazität an Schalter 801 entladen ist, bevor Schalter 801 angeschaltet wird.
Der Kreis von 10 empfängt eine AC-Spannungswellenform an Anschlußklemmen 860. Eine Dioden CR10 bis CR13 umfassende Diodenbrücke rektifiziert diese Wellenform. Die Induktionsspule 833, Diode 831, Wicklungen 807a und 807b, Kondensator 832, und Schalter 801 umfassenden Schaltungen können in einem von vier Moden wie folgt betrieben werden:

1. Wenn die Spannung an Leitung 880 ausreichend hoch ist, und Schalter 801 geschlossen ist, fließt Strom durch Induktionsspule 833, Diode 831, Wicklungen 807b, und Schalter 801. (Gleichzeitig fließt Strom von Kondensator 832 durch Wicklungen 807a und 807b, und Schalter 801). Dies resultiert in einer Speicherung von Energie in Transformator 828.
2. Wenn die Spannung an Leitung 880 ausreichend hoch ist, und Schalter 801 geöffnet ist, fließt Strom durch Induktionsspule 833, Diode 831, Wicklung 807a, und an Kondensator 832. Gleichzeitig wird Energie, welche vorher in Transformator 828 gespeichert wurde, an die sekundäre Wicklung.
3. Wenn die Spannung an Leitung 880 nicht ausreichend hoch ist, und Schalter 801 geschlossen ist, fließt Strom von Kondensator 832 durch Wicklungen 807a und 807b, und Schalter 801. Auf diese Weise wird Energie, welche vorher in Kondensator 832 gespeichert wurde, an Transformator 828 übertragen, wenn es nicht möglich ist, ausreichend Energie von dem Wandlereingabestrom zu erhalten.
4. Wenn die Spannung an Leitung 880 nicht ausreichend hoch ist, und Schalter 801 geöffnet ist, fließt Strom nicht durch Wicklungen 807a, 807b, Kondensator 832, Induktionsspule 833, oder Diode 831.

Weitere Einzelheiten bezüglich dieser Kreiselemente werden in der '497er Anmeldung beschrieben und schliessen die verschiedenen Stromfließpfade durch dieselben ein. Es ist wichtig, dass Induktionsspule 833, Diode 831, Wicklungen 807a und 807b, und Kondensator 832 den harmonischen Inhalt der Eingabestromwellenform reduzieren und Leistungsfaktorkorrektion bieten.
Obwohl die Erfindung hier mit Bezug auf spezifische Ausführungsformen beschrieben wurde, werden Fachleute auf diesem Gebiet erkennen, dass Änderungen in Form und Detail durchgeführt werden können, ohne von dem Geist und Umfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel können unterschiedliche Filterkreise an den Wandler angeschlossen werden, um eine DC-Ausgabespannung zu erzeugen. Unterschiedliche Arten von Schalter (FETs, bipolare Transistoren, oder SCRs, zum Beispiel) können angewendet werden. Induktionsspulen 112, 212, 312, 412, 512, 712, und 812 können mit Transformator 128, 228, 328, 428, 528, 728, und 828 integriert werden. (Dies kann durch Anwenden von Leckinduktivität zwischen Wicklungen 108, 208, 308, 408, 508, 708, 808, und Wicklungen 107, 207, 307, 407, 507, 707, 807 als jeweilige Induktionsspulen 112, 212, 312, 412, 512, 712, 812 erzielt werden.) Meine Erfindung kann mit anderen Topologien, d.h. Voll- oder Halbbrückenwandlern angewendet werden. (Dies beinhaltet normalerweise das Anwenden von zwei Sätzen von Hilfswicklungen, Induktionsspulen, Kondensatoren, und Schaltern, um ZVS für die positiven und negativen Schalttakte zu erlauben.) Sperr- und Durchflusswandler gemäß meiner Erfindung können eine oder mehrere Ausgabewicklungen haben. Fachleute auf diesem Gebiet werden weiter erkennen, dass die Reihenfolge, in welcher in Reihe verbundene Elemente erscheinen, modifiziert werden kann, ohne den Betrieb des Kreises zu ändern. Lediglich als ein Beispiel könnte man den Kondensator 106 zwischen Induktionsspule 112 und Schalter 102 (siehe 2A) positionieren, und der Kreis würde genauso funktionieren wie er es tun würde, wenn Kondensator 106 zwischen Schalter 102 und Wicklung 108 positioniert wäre. Auf die gleiche Weise könnte Diode 413 anderswo in dem in Reihe angeschlossenen Kreis positioniert werden, welcher Wicklung 408, Induktionsspule 412, und Schalter 402 (4A) beinhaltet. Gleichermaßen könnte Diode 513 anderswo in dem in Reihe angeschlossenen Kreis positioniert werden, welcher Wicklung 508, Induktionsspule 512, und Schalter 502 (4B) beinhaltet. Auch können verschiedene Kapazitäten und Induktivitäten aus parasitären Kapazitäten und Induktivitäten bestehen. Dementsprechend können alle diese Änderungen innerhalb des Umfangs meiner Erfindung fallen.

Claims

Schaltkreis, der Folgendes umfasst: einen ersten Schalter (101) mit einer parasitären Kapazität (105), die zu diesem gehört, wobei der Schaltkreis des Weiteren Folgendes umfasst: eine erste Wicklung (107), die mit dem ersten Schalter (101) in Reihe gekoppelt ist; eine zweite Wicklung (108), die magnetisch mit der ersten Wicklung gekoppelt ist; einen Kondensator (106) und einen zweiten Schalter (102), der mit dem Kondensator (106) und der zweiten Wicklung (108) in Reihe gekoppelt ist, wobei kurz bevor der erste Schalter geschlossen wird, der erste Schalter geschlossen wird, so dass beim Schließen des zweiten Schalters in dem Kondensator (106) gespeicherte Energie verursacht, dass Strom durch die zweite Wicklung (108) fließt, was verursacht, dass Strom durch die erste Wicklung (107) fließt, was wiederum verursacht, dass Ladung aus der parasitären Kapazität (105) abfließt, bevor sich der erste Schalter (101) einschaltet, und wobei der zweite Schalter (102) geöffnet wird, nachdem Strom in der zweiten Wicklung die Richtung gewechselt hat und bevor sich der erste Schalter (101) öffnet.
Schaltkreis nach Anspruch 1, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass er eine Induktionsspule (112) umfasst, die mit dem zweiten Schalter (102), der zweiten Wicklung (108) und dem Kondensator (106) in Reihe gekoppelt ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass der Schaltkreis ein Hochsetzsteller ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass der Schaltkreis ein Tiefsetzsteller ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass der Schaltkreis ein Tief-Hochsetzsteller ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass der Schaltkreis ein Durchflusswandler ist und die erste (107) und zweite (108) Wicklung Teil eines Transformators sind, wobei der Transformator eine dritte Wicklung zur Zufuhr von Strom zu einer Last ist.
Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass der Schaltkreis ein Sperrwandler ist und die erste (107) und zweite (108) Wicklung Teil eines Rücklauftransformators sind, wobei der Rücklauftransformator eine dritte Wicklung umfasst, um einer Last Strom zuzuführen.
Schaltkreis nach Anspruch 2, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass ein erster Draht der ersten Wicklung (107) mit einer ersten Eingangsklemme gekoppelt ist, ein zweiter Draht der ersten Wicklung (107) mit einem ersten Draht des ersten Schalters gekoppelt ist, ein zweiter Draht des ersten Schalters (101) mit einer zweiten Eingangsklemme gekoppelt ist, eine Eingangsspannung an die erste und zweite Eingangsklemme angelegt ist und der Kondensator (106), der zweite Schalter und die Induktionsspule an die zweite Wicklung (108) in Reihe gekoppelt sind.
Schaltkreis nach Anspruch 8, der des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass eine erste Diode (203) zwischen dem zweiten Draht der ersten Wicklung (107) und einer Anschlussklemme des Kondensators (106) angeschlossen ist, so dass Strom von der ersten Wicklung (107) den Kondensator (106) aufladen kann, wenn sich der erste Schalter (101) öffnet, eine zweite Diode mit dem zweiten Schalter in Reihe verbunden ist, so dass Strom durch den zweiten Schalter nur in einer Richtung fließen kann, und eine dritte Diode zwischen der zweiten Eingangsklemme und der Induktionsspule angeschlossen ist, so dass beim Ausschalten des zweiten Schalters Strom von der zweiten Eingangsklemme durch die dritte Diode durch die Induktionsspule in die zweite Wicklung fließen kann.
Verfahren zur Entladung einer parasitären Kapazität (105) über einen ersten Schalter (101), wobei der erste Schalter (101) in Reihe mit einer ersten Wicklung (107) verbunden ist, die erste Wicklung (107) magnetisch mit einer zweiten Wicklung (108) gekoppelt ist und das Verfahren folgende Schritte umfasst: Veranlassen, dass Strom in einer ersten Richtung durch die zweite Wicklung (108) fließt, indem ein Kondensator (106) an die zweite Wicklung (108) angeschlossen wird, indem ein zweiter Schalter (102) in Reihe mit der zweiten Wicklung (108) und dem Kondensator (106) geschlossen wird, wobei eine Ladung in dem Kondensator (106) gespeichert ist, der Strom in der ersten Richtung durch die zweite Wicklung (108) fließt, wodurch verursacht wird, dass Strom durch die erste Wicklung (107) fließt, der Strom in der ersten Wicklung Ladung aus der parasitären Kapazität (105) entfernt und die Spannung an der parasitären Kapazität (105) verringert wird; Schließen des ersten Schalters (101), nachdem der zweite Schalter (102) geschlossen worden ist und nachdem die Spannnung an der parasitären Kapazität (105) des ersten Schalters (101) verringert worden ist; und Öffnen des zweiten Schalters (102), wenn Strom in der zweiten Wicklung (108) die Richtung gewechselt hat und bevor der erste Schalter (101) geöffnet wird.
Verfahren nach Anspruch 10, das des Weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass eine Diode (104) mit dem ersten Schalter (101) gekoppelt ist, wobei Strom durch die zweite Wicklung (108) verursacht, dass die Diode (104) leitet, bevor der erste Schalter (101) geschlossen ist.