DE69805675T2

DE69805675T2 - Stromversorgung für Steuerschaltung

Info

Publication number: DE69805675T2
Application number: DE69805675T
Authority: DE
Inventors: Michael James Turner
Original assignee: Switched Reluctance Drives Ltd
Current assignee: Nidec SR Drives Ltd
Priority date: 1997-02-14
Filing date: 1998-02-03
Publication date: 2003-01-23
Anticipated expiration: 2018-02-04
Also published as: EP0859453B1; CN1191410A; EP0859453A2; DE69805675D1; US5982649A; GB9703088D0; ATE218765T1; CN1158749C; EP0859453A3

Description

Die Erfindung betrifft im allgemeinen Niederspannungs-Gleichstrom-Energie- bzw. Stromversorgungen und insbesondere Niederspannungs-Gleichstrom-Energie- bzw. Stromversorgungen für Kontrollschaltungen.
Im allgemeinen bezieht sich der "Leistungsfaktor" einer elektrischen Last auf das Verhältnis von der an die Last bereitgestellten Wirkleistung zu der an die Last angelegten Scheinleistung. Der Leistungsfaktor ist eng gebunden an die Phasenbeziehung zwischen dem elektrischen Strom, gezogen von der Last, und der elektrischen Spannung, angelegt an die Last von einer Quelle elektrischer Leistung. Wenn der gezogene Strom sinusförmig ist und vollständig in Phase mit einer angelegten sinusförmigen Spannung, dann erhält man einen einheitlichen Leistungsfaktor (d. h. einen Leistungsfaktor von 1).
Hohe Leistungsfaktoren sind aus verschiedenen Gründen einschließlich der Energieausbeute wünschenswert. Je höher der Leistungsfaktor einer Last ist, desto niedriger ist der für eine gegebene Ausgangsleistung von der Stromversorgung verlangte Strom. Des weiteren ziehen elektronische Ladungen mit Gleichrichter-Eingängen und kapazitiven Filtern häufig streng nicht sinusförmige Ströme, was einen geringen Leistungsfaktor zur Folge hat und zur Zerstörung der Spannungsversorgung führen kann. Je höher der Leistungsfaktor ist, desto niedriger ist der Strom, der für eine gegebene Ausgangsleistung von der Versorgung gezogen werden wird und desto weniger wird die Last dazu neigen, die von der Quelle der elektrischen Leistung bereit gestellte Wellenform der Spannung zu zerstören. Um die Versorgungsströme zu minimieren und um eine signifikante Verzerrung der von den Leistungseinrichtungen bereitgestellten Wellenformen der Spannung zu vermeiden, haben bestimmte Länder Vorschriften verhängt, die erfordern, daß elektrische Geräte oberhalb einer gewissen Nennleistung einen minimalen Leistungsfaktor haben, und die den harmonischen Anteil des Versorgrungsstroms limitieren.
In der Praxis haben elektrische Schaltkreise oft nicht einheitliche Leistungsfaktoren. In bestimmten Anwendungen, wie bei Motorsteuer-Schaltkreisen, die einen Konverter oder Inverter in Betrieb von einem Gleichstrombus benutzen, kann der Leistungsfaktor signifikant von der Einheit abweichen. Solche Schaltkreise benutzen typischerweise einen Zweiweg- Brückengleichrichter in Kombination mit einem relativ großen Gleichstrombus-Kondensator, um die sinusförmig wechselnde Eingangsspannung in im wesentlichen konstante Gleichspannung umzuwandeln. In solchen Zusammenstellungen sollte der Gleichrichter-Ausgangsstrom idealerweise exakt der Gleichrichter-Ausgangsspannung folgen. Dies ist allgemein in Fig. 1 erläutert, die eine ideale Last verdeutlicht, in welcher der von dem Schaltkreis gezogene Strom (angedeutet durch die gestrichelte Linie) im wesentlichen in Phase mit der angelegten Spannung (angedeutet durch die durchgezogene Linie) ist.
Leistungsfaktor-Korrektur-(PFC-)Schaltkreise werden oft benutzt, um den Leistungsfaktor einer Last zu verbessern, in dem der vom Gleichrichter gezogene Strom so verändert wird, daß er wie in Fig. 1 gezeigt, erscheint. Es gibt verschiedene kommerziell erhältliche PFC- Schaltkreise. Beispielsweise bietet Unitrode eine Familie von Hochleistungsfaktor- Vorregulier-Controllern unter den Modellnummern UC1852, UC2852 und UC3852 an und Linear Technology bietet einen Leistungsfaktor-Controller der Modellnummer LT1248 an. Diese PFC Einheiten werden normalerweise in integrierten Analog-Schaltkreis-Chips hergestellt und arbeiten als Analogschaltkreise. Im allgemeinen benutzen diese Einheiten impulsweitemoduliertes Umschalten, um die Leistungsfaktoren von Schaltkreisen zu verbessern, wie Konverter für geschaltete Reluktanzmotoren, die Gleichstrombus-Spannungen, abgeleitet von einer wechselnden Einspeisung, benutzen.
Fig. 2 erläutert die Benutzung eines exemplarischen analogen PFC-Chips 14. Der Schaltkreis empfängt angelegte sinusförmige Wechselspannung an den Eingängen eines Zweiweg- Gleichrichters 4 und erzeugt eine zweiweg-gleichgerichtete sinusförmige Spannung. Die zweiweg-gleichgerichtete sinusförmige Spannung wird an einen Anschluß einer Filterinduktanz bzw. Filterspule 8 angelegt. An den anderen Anschluß der Induktanz bzw. Spule 8 ist ein Schaltgerät 10, wie ein Power MOSFET oder ein IGBT, gekoppelt. Der andere Anschluß des Schaltgerätes 10 ist an die negative Schiene des Gleichstrombus gekoppelt. Ein PFC-Chip 14 stellt Schaltsignale bereit, um das Schaltgerät an und aus zu schalten. Der PFC Chip erhält als Einspeisungen (a) ein Maß der zweiweg-gleichgerichteten sinusförmigen Spannung am Ausgang des Brückengleichrichters 4 (VSIN), (b) ein Maß der Spannung über den Gleichstrombus (Vprr) und (c) ein Maß oder eine Schätzung des Stroms, der in der Induktanz 8 fließt, was üblicherweise dadurch erzielt wird, daß eine Nebenwiderstandsschaltung verwendet wird, um den Strom im Schaltgerät 10 zu messen. Ein Gleichstrombus-Kondensator bzw. -kapazitives Element 6 ist über die positiven und negativen Schienen des Gleichstrombus gekoppelt. Eine Diode 12 ist vorhanden, um Strom davon abzuhalten, von der Last zurückzufließen, wenn der Schalter 10 geschlossen ist. Im Betrieb öffnet und schließt der PFC-Chip das Schaltgerät 10, so daß die Last über den Zweiweggleichrichter 4 von der Induktanz 8 (wenn Schalter 10 geschlossen ist) zu der Induktanz und dem Gleichstrombus-Kondensator 6 (wenn Schalter 10 geöffnet ist) variiert. Durch richtiges Schalten des Schalters 10 wird der Strom in der Induktanz 8 veranlaßt, einer Wellenform entsprechend den Spannungsvariationen am Ausgang des Zweiweg-Gleichrichters 4 zu folgen. Der Leistungsfaktor des Systems ist also verbessert. Der Betrieb von PFC-Chips ist im allgemeinen bekannt und wird hier im Detail nicht angesprochen.
Die Größe der Wechselspannung, die an den Eingang des Zweiweg-Gleichrichters 4 angelegt ist, ist typischerweise ziemlich hoch (so viel wie 240 Volt r.m.s.), genauso wie die Größe der Gleichstrombus-Spannung, die über dem Kondensator 6 auftritt (so viel wie 400 Volt Gleichstrom). Die meisten PFC-Kontroll-Schaltkreise benötigen jedoch zusätzlich eine Gleichstrom- Versorgungsspannung, die wesentlich geringer als die Gleichstromspannung ist, die über dem Gleichstrombus auftritt, typischerweise 10 bis 20 Volt. Dementsprechend muß irgendein Mechanismus bereitgestellt werden, um eine relativ geringe Gleichstrom-Versorgungsspannung 14 an den PFC-Chip bereitzustellen. Darüber hinaus muß die geringe Gleichstrom- Versorgungsspannung, die an den PFC-Controller bereitgestellt wird, zu der negativen Schiene des Gleichstrom-Verbindungsglieds referenziert werden.
Viele Methoden wurden verwendet, um die relativ geringe Gleichstromspannung an den PFC- Kontrollschaltkreis zu liefern. Fig. 3 veranschaulicht eine solche Methode. In Fig. 3 wird die geringe Gleichstromversorgungsspannung für den PFC-Controller durch einen Kondensator bzw. ein kapazitives Element 20 bereitgestellt, der durch einen Hochleistungs-Ableitungs- Widerstand 16 geladen wird. Eine Zenerdiode 18 kontrolliert die Spannung über dem Kondensator 20. Ein signifikanter Nachteil von Gleichstrom-Spannungsversorgungen, die Ableitungswiderstände verwenden, ist, daß eine große Spannung über dem Ableitungswiderstand abfällt, während der Strom, der durch den Ableitungswiderstand fließt, mindestens gleich der Spannung sein muß, die von dem PFC-Controller benötigt wird. Dieser Strom erzeugt verständlicherweise Hitze und stellt eine Quelle von Energieverlust dar. Dieser Energieverlust führt Ineffizienzen in das System ein. Ein weiterer Nachteil von Gleichstrom- Spannungsversorgungen, die Ableitungswiderstände verwenden, ist, daß der Ableitungswiderstand so beschaffen sein muß, daß er imstande ist, nicht nur mit einer signifikanten Leistungsdissipation, sondern auch mit der Hochspannungs-Ausgangsleistung des Zweiweg- Gleichrichters 4 umzugehen. Solche Widerstände sind oft physikalisch groß, relativ teuer und tendieren dazu, die physikalische Größe und die Kosten von Systemen, die diese verwenden, zu erhöhen.
Eine weitere übliche Gleichstrom-Spannungsversorgung für einen PFC-Regelschaltkreis ist in Fig. 4 veranschaulicht. In diesem Schaltkreis ist eine zweite Induktanz 26 induktiv an die Filterinduktanz 8 gekoppelt. Die zweite Induktanz 26 ist an einen Speicherkondensator 24 über eine Diode 30 gekoppelt. Während des Betriebs schaltet der PFC-Controller 14 das Schaltgerät 10 mit einer ziemlich hohen Frequenz an und aus. Die Hochfrequenzspannungsbestandteile, die über der Induktanz 8 als Ergebnis dieses Schaltens auftreten, induzieren eine Stromfluß und eine Spannung in der Induktanz 26 durch Wandlerwirkung. Dieser Strom fließt durch die Diode 30 und lädt den Kondensator 24 auf den Sollwert der Gleichstromspannung. Ein Ableitungswiderstand 23 ist bereitgestellt, um den Kondensator 24 zu laden, wenn der Schaltkreis erstmals stromführend ist, bevor die Wandlerwirkung ausreichend ist, um Kondensator 24 zu laden. Wie zuvor, dient eine Zenerdiode 18 dazu, diese Spannung zu regeln, die in den Regelschaltkreis eingespeißt wird.
Während ein Ableitungswiderstand nach wie vor benötigt wird, kann er von einem viel höheren Widerstand sein, als der von Fig. 3. Der PFC-Regelschaltkreis wird im allgemeinen nur einen sehr kleinen Versorgungsstrom ziehen, bis der Kondensator 24 zu einer ausreichenden Spannung aufgeladen wurde, um einen zufriedenstellenden Betrieb des PFC-Schaltkreises zu erlauben. Dies ermöglicht Widerstand 22, einen hohen Widerstand aufzuweisen und deshalb wird der Strom, der durch ihn fließt und die Leistung, die von ihm verschwendet wird, relativ gering sein. Wenn die Spannung über dem Kondensator 24 den vorgeschriebenen Grenzwert erreicht hat, wird der PFC-Controller 14 zum Einsatz kommen, wobei er einen signifikanten Versorgungsstrom zieht. Dieser Strom wird zunächst vom Kondensator 24 geliefert, wird jedoch schnell durch die Wandlerwirkung zwischen den Induktanzen 8 und 26 geliefert.
Während die Wandlerwirkungs-Gleichstromspannungsversorgung von Fig. 4 das Erfordernis eines großen Ableitungswiderstandes reduziert, beseitigt es nicht das Erfordernis eines solchen Widerstandes. Dementsprechend weist die Gleichstromspannungsversorgung von Fig. 4 die gleichen Nachteile auf, die mit der Ableitungswiderstands-Versorgung von Fig. 3 zusammenhängen, obgleich nicht in gleichem Ausmaß. Die zusätzliche Wicklung 26 steigert signifikant die Größe und Kosten der Induktanz 8, mit der sie kombiniert werden muß. Darüber hinaus ist der Wandlerwirkungsschaltkreis von Fig. 4 dahingehend beschränkt, daß er oft unzureichend ist, eine adäquate Spannung über dem Kondensator 24 aufrechtzuerhalten. Unter diesen Umständen ist es notwendig, den Wert des Widerstandes des Ableitungswiderstandes 22 zu reduzieren, um den Strom von der Induktanz 26 zu ergänzen, was die bereits diskutierten Nachteile zurückbringt.
In dem Bestreben, die Nachteile zu überwinden, die mit den Schaltkreisen von Fig. 3 und 4 verbunden sind, wurden Lösungswege vorgeschlagen, die komplexere Anordnungen von Dioden, Kondensatoren und Induktanzen verwenden. Fig. 5 veranschaulicht eine solche Möglichkeit.
In Fig. 5 wird ein Schaltkreis bereitgestellt, in welchem Kondensatoren 34 und 46 mit Dioden 32 und 36 angeordnet sind, um einen Ladungspumpschaltkreis auszubilden. Der Ladungspumpschaltkreis lädt den Kondensator 46 auf, welcher eine Gleichstromspannung an den PFC-Chip 14 bereitstellt.
Wie auch der Schaltkreis von Fig. 4 schließt der Schaltkreis von Fig. 5 einen kleinen Ableitungswiderstand 44 ein, der dafür verwendet wird, den Kondensator 46 aufzuladen, wenn der Schaltkreis erstmalig stromführend ist. Eine Zenerdiode 40 dient wieder dazu, die Versorgungsspannung an den PFC-Schaltkreis zu regulieren. Sobald der PFC-Chip 14 in Betrieb ist, wird die Ladung auf Kondensator 46 wie folgt durch die Schalttätigkeit des PFC-Chip gehalten. Zu einem Anfangszeitpunkt wird das Schaltgerät 10 geschlossen und die Spannung am Knotenpunkt A wird annähernd den Wert der negativen Schiene des Gleichstrombus (z. B. 0 Volt) haben. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung an Knotenpunkt B auch annähernd 0 Volt sein. Zu einem späteren Zeitpunkt wird der Betrieb des PFC-Chip ein Öffnen von Schalter 10 notwendig gemacht haben. Dies wird die Spannung an Knotenpunkt A veranlassen, annähernd auf den Wert der positiven Schiene des Gleichstrombus (z. B. 380 V) anzusteigen. Die Spannung über dem Kondensator 34 kann sich nicht instantan ändern und ein Ladestrom wird durch ihn fließen, sobald die Spannung an Knotenpunkt A ansteigt. Dieser Ladestrom wird die Diode 36 auf AN vorspannen und Strom wird fließen durch den Kondensator 34, durch die Diode 36 in den Kondensator 46, wobei der Kondensator 46 zum gewünschten Level der Niedergleichstromsspannung geladen wird. Eventuell wird der Knotenpunkt A die Gleichstrombusspannung (z. B. 380 V) annähernd erreichen und der Ladestrom, der durch den Kondensator 34 fließt, wird nachlassen. Zu diesem Zeitpunkt wird der Knotenpunkt B annähernd das selbe Potential haben wie die Niederspannungsversorgung des PFC-Chip und durch die Zenerdiode 40 bestimmt sein. Dies könnte typischerweise 20 V sein, so daß der Kondensator 34 auf eine Spannung von z. B. 360 V geladen wird. In der Summe ist zu dieser Zeit das Schaltgerät 10 geöffnet, der Kondensator 34 arbeitet als Stromquelle, die Ladung an den Stromversorgungs-Kondensator 46 bereitstellt.
Zu einem späteren Zeitpunkt wird der PFC-Chip das Schaltgerät 10 schließen und die Spannung an Knotenpunkt A wird wieder auf annähernd 0 V fallen. Dieses Schaltereignis wird auch den Kondensator 34 gewissermaßen parallel mit der Diode 32 plazieren. Dies wird den Kondensator 34 durch das Schaltgerät 10 und die Diode 32 entladen. Wie das oben stehende andeutet, gleicht sich in dem Schaltkreis von Fig. 5 der Kondensator 34 einer Stromquelle an, wo der Strom der ist, der den Kondensator 46 auflädt, unmittelbar nach dem das Schaltgerät 10 geöffnet ist, und wo sich der Kondensator durch das Schaltgerät 10 entlädt, unmittelbar nachdem das Schaltgerät 10 geschlossen ist.
Die Gleichstromspannungsversorgung von Fig. 5 ist in mehrfacher Hinsicht beschränkt. Zunächst muß erwähnt werden, daß die gesamte Ladung, die dazu verwendet wird, den Stromversorgungs-Kondensator 46 aufzuladen, von dem Kondensator 34 bereitgestellt wird. Um dementsprechend unerwünschte Schwankungen in der Niederspannungsstromversorgung zu vermeiden, muß der Kondensator 34 ausreichend groß bemessen werden, so daß der Stromversorgungs-Kondensator 46 immer angemessen geladen ist. Diese Voraussetzung eines ausreichend großen Kondensator 34 ist nachteilig in mindestens zweierlei Hinsicht. Zum ersten muß der Kondensator fähig sein, hohe Spannungen auszuhalten. Je größer der Kondensator 34, desto größer die Kosten und Größe des Kondensators und in Folge dessen, desto größer die Kosten des Systems. Zum zweiten, wie oben behandelt, während der Ladestrom vom Kondensator 34 dazu verwendet wird, den Stromversorgungskondensator 46 zu laden wenn das Schaltgerät offen ist, wird die Ladung über den Kondensator 34 durch das Schaltgerät 10 entladen, wenn das Schaltgerät 10 geschlossen ist. Dementsprechend muß das Schaltgerät 10 so bemessen sein, nicht nur einen Teil des Stroms zu verarbeiten, der durch den Zweiwegbrückengleichrichter 4 fließt, sondern es muß auch die gesamte Energie, die im Kondensator 34 gespeichert ist, bei jedem Moment des Schalterschließens verbraucht werden. Dies erhöht im allgemeinen sowohl die Kosten als auch die Größe des Schaltgerätes 10. Ferner resultiert der zusätzliche Leistungsverbrauch im Schaltgerät 10 aufgrund von Kondensator 34 in einem Leistungsverlust und steigert die Ineftizienzen des Systems. Ein weiterer Nachteil der Stromversorgung von Fig. 5 ist, daß der Stromversorgungskondensator 46 nur geladen wird, wenn das Schaltgerät 10 ausgeschalten ist. Noch ein weiterer Nachteil der Stromversorgung von Fig. 5 ist, daß, während sie ausreichend sein kann, den PFC-Controller 14 zu betreiben, sie typischerweise nicht benutzt werden kann, andere Schaltkreise zu betreiben, wie beispielsweise einen Motorkontrollschaltkreis oder einen Systemkontrollschaltkreis. Solch eine Vielzweckstromversorgung würde bedeutend mehr Ausgangsstrom benötigen, als der Schaltkreis von Fig. 5. Während man theoretisch die Größe der Kondensatoren 34 und 46 vergrößern könnte, würden solche Vergrößerungen eine korrespondierende Vergrößerung im Leistungsverarbeitungsvermögen des Schaltgerätes 10 notwendig machen, die Kosten des Systems steigern und die Effizienz des Systems verringern.
Wie das vorhergehende demonstriert, resultieren bekannte Stromversorgungen für PFC- Controller im allgemeinen in der Verwendung von relativ teuren Komponenten oder erzeugen signifikante Ineffizienzen im System. Darüber hinaus können solche Stromversorgungen typischerweise nur PFC-Controller antreiben und können andere Schaltkreise nicht antreiben. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese und andere Probleme des Standes der Technik zu lösen.
Die vorliegende Erfindung ist in dem beiliegenden unabhängigen Anspruch definiert. Einige bevorzugte Eigenschaften sind in den abhängigen Ansprüchen vorgetragen.
Gemäß einer Form der vorliegenden Erfindung wird ein Stromversorgungsschaltkreis für einen Kontrollschaltkreis bereitgestellt. Der Stromversorgungsschaltkreis erzeugt eine niedrige Spannung, die den Kontrollschaltkreis, von einer geschalteten Last, verbunden mit einem Hochspannungsgleichstrombus, antreibt. Der Stromversorgungsschaltkreis enthält einen Stromversorgungskondensator, der ein erstes Terminal und ein zweites Terminal besitzt, für die Speicherung einer niedrigen Spannung, die beim Antreiben des Kontrollschaltkreises benutzt wird. Der Stromversorgungsschaltkreis beinhaltet ferner einen Ladekondensator, der ein erstes Terminal und ein zweites Terminal besitzt. Der Ladekondensator lädt den Stromversorgungskondensator, wenn der Stromversorgungsschaltkreis mit dem Gleichstrombus verbunden ist. Das erste Terminal des Ladekondensators empfängt eine Eingangsspannung von dem Hochspannungsgleichstrombus. Der Stromversorgungsschaltkreis beinhaltet ferner einen ersten Gleichrichter, der eine Anode und eine Kathode besitzt. Die Anode des ersten Gleichrichters ist mit dem zweiten Terminal des Ladekondensators verbunden und die Kathode des ersten Gleichrichters ist mit dem Terminal des Stromversorungskondensators verbunden. Der Stromversorgungsschaltkreis beinhaltet ferner eine Induktanz, die ein erstes und ein zweites Terminal besitzt. Das erste Terminal ist mit dem zweiten Terminal des ersten Kondensators und der Anode des ersten Gleichrichters verbunden. Die Induktanz lädt den Stromversorgungskondensator durch induktive Wirkung wenn der Spannungsversorgungsschaltkreis vom Gleichstrombus getrennt wird. Folglich wird der Stromversorgungskondensator geladen sowohl wenn der Stromversorgungsschaltkreis mit dem Gleichstrombus verbunden ist, als auch wenn er es nicht ist.
Der Stromversorgungsschaltkreis kann ferner einen zweiten Gleichrichter beinhalten, der eine Anode und eine Kathode besitzt. Die Anode des zweiten Kondensators ist verbunden mit dem zweiten Terminal des Stromversorgungskondensators und die Kathode des zweiten Gleichrichters ist verbunden mit dem zweiten Terminal der Induktanz. Der Stromversorgungsschaltkreis kann ferner einen dritten Gleichrichter beinhalten, der eine Anode und eine Kathode besitzt. Die Anode des dritten Gleichrichters ist verbunden mit dem zweiten Terminal des Stromversorgungskondensators und der Anode des zweiten Gleichrichters und die Kathode des dritten Gleichrichters ist verbunden mit der Kathode des ersten Gleichrichters und der ersten Platte des Stromversorgungskondensators.
In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste und zweite Gleichrichter Standarddioden und der dritte Gleichrichter ist eine Zenerdiode. In einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste und dritte Gleichrichter Standarddioden und der zweite Gleichrichter ist eine Zenerdiode.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein geschaltetes Reluktanzmotorsystem bereitgestellt. Das System beinhaltet einen Motor, einen Gleichstrombus, der eine hohe Ausgangsspannung besitzt, und einen Wandler- bzw. Stromrichterschaltkreis, der zumindest ein Schaltgerät besitzt, um das Anliegen von Leistung von dem Gleichstrombus an den Motor zu kontrollieren. Das System beinhaltet ferner ein Schaltgerät zur Verbindung des Gleichstrombus an eine Wechselspannungsquelle. Ein elektronischer Controller ist auch bereitgestellt, um die Schaltgeräte in dem Wandlerschaltkreis zu steuern. Das System beinhaltet ferner einen Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis zur Steigerung des Leistungsfaktors des Systems. Der Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis steuert das Schaltgerät für die Verbindung des Gleichstrombus an die Wechselspannungsquelle. In diesem Aspekt der vorliegenden Erfindung werden der Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis und der elektronische Controller von einem Stromversorgungsschaltkreis des Typs wie oben beschrieben angetrieben.
Andere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden ersichtlich durch das Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen; darin zeigt:
Fig. 1 den Graph des Ausgangsstroms eines idealen Gleichrichterschaltkreises, welcher durch die gestrichelte Linie angedeutet und im wesentlichen in Phase mit der Ausgangsspannung gezeigt ist (angedeutet durch die durchgezogenen Linie);
Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines Schaltkreises, der einen analogen PFC-Chip verwendet;
Fig. 3 ein schematisches Diagramm eines Stromversorgungsschaltkreises des Standes der Technik für einen PFC-Chip;
Fig. 4 ein schematisches Diagramm eines anderen Stromversorgungschaltkreises des Standes der Technik für einen PFC-Chip;
Fig. 5 ein schematisches Diagram n noch einer weiteren Stromversorgung des Standes der Technik für einen PFC-Chip;
Fig. 6 ein schematisches Diagramm eines Stromversorgungschaltkreises für einen Konrtrollschaltkreis entsprechend der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7a den Graph der Spannung an dem Knoten X des in Fig. 6 gezeigten Schaltkreises an verschiedenen Punkten während des Betriebs des Schaltkreises;
Fig. 7b den Graph der Spannung über dem Kondensator 50 in dem in Fig. 6 gezeigten Schaltkreis bei verschiedenen Punkten während des Betriebs des Schaltkreises;
Fig. 7c den Graph des Stroms, der durch den Kondensator 50 in dem in Fig. 6 gezeigten Schaltkreis bei verschiedenen Punkten während des Betriebs des Schaltkreises fließt;
Fig. 7d den Graph des Stroms, der durch die Induktanz 52 in dem in Fig. 6 gezeigten Schaltkreis an verschiedenen Punkten während des Betriebs des Schaltkreises fließt;
Fig. 7e den Graph des Stromflusses durch die Diode 56 bei verschiedenen Punkten während des Betriebs des Schaltkreises; und
Fig. 8 ein schematisches Diagramm eines Stromversorgungsschaltkreises entsprechend der vorliegenden Erfindung, der an einen PFC-Chip und einen elektronischen Controller für einen geschalteten Reluktanzmotor Leistung bereitstellt.
Gleiche Bezugszeichen zeigen überall in den verschiedenen Ansichten der Zeichnungen gleiche Teile an.
In Fig. 6 ist eine Stromversorgung von relativ niedriger Gleichstromspannung für Schaltkreise wie PFC-Schaltkreise illustriert. Obwohl das folgende Beispiel die Verwendung der Niederspannungs-Stromversorgung in Verbindung mit einer Stromversorgung für einen PFC-Chip anspricht, kann die dargestellte Stromversorgung verwendet werden, um eine relativ niedrige Gleichstromversorgungsspannung von einer geschalteten Last, verbunden an eine relativ hohe Gleichstromenergieversorgung, zu erzeugen. In der Stromversorgung von Fig. 6 wird der Strom, der bereitgestellt ist, den Stromversorgungskondensator 58 zu laden, von zwei Quellen bereitgestellt. Ein kleiner Prozentsatz des Stroms, der verwendet wird, den Stromversorgungskondensator 58 zu laden, wird von einem relativ kleinen Kondensator SO bereitgestellt, wenn das Schaltgerät geöffnet ist. Ein signifikant größerer Prozentsatz des Stroms, der benutzt wird, den Stromversorgungskondensator 58 zu laden, wird mittels resonanter Wirkung zwischen der Induktanz 52 und dem Kondensator 50 bereitgestellt, wenn das Schaltgerät geschlossen ist. Weil der große Prozentsatz des Stroms, der benutzt wird, den Stromversorgungskondensator zu laden, durch resonante Wirkung bereitgestellt wird, kann der Kondensator 50 relativ klein sein.
Bezug nehmend auf Fig. 6 umfaßt die Niederspannungsstromversorgung einen Stromversorgungskondensator 58, über welchen eine Zenerdiode 60 gekoppelt ist. Die Zenerdiode 60 dient dazu, die Spannung über dem Kondensator 58 zu regeln und entsprechend den Spannungslevel der Niederspannungsenergieversorung zu regeln. Obwohl die wünschenswerte Durchschlagspannung der Zenerdiode 60 von Anwendung zu Anwendung variieren wird, wird in dem Beispiel von Fig. 6 angenommen, daß die Durchschlagspannung annähernd 20 Volt ist.
Der Stromversorgungskondensator 58 ist an eine Induktanz 52 über eine Diode 56 gekoppelt. Die Induktanz 52 ist an die negative Schiene des Gleichstrombus 6 über eine Diode 54 gekoppelt. Die Induktanz 52 ist auch an einen relativ kleinen Kondensator 50 gekoppelt.
In Fig. 6 ist die Diode 54 als eine Standarddiode dargestellt. In alternativen Ausführungsformen kann die Standarddiode 54 mit einer Zenerdiode ersetzt werden, wobei die Durchschlagspannung der Zenerdiode so gewählt wird, daß sie die gewünschte Niedergleichstromversorgungsspannung ist. In solchen Ausführungsformen kann die Zenerdiode 60 entfernt oder mit einer Standarddiode ersetzt werden.
Während des Betriebs liefert die Schaltungstechnik von Fig. 6 Strom an den Stromversorgungskondensator 58, so daß Kondensator 58 auf die gewünschte Niederspannungsversorgungsspannung geladen bleibt. Darüber hinaus gewährleistet die Schaltungstechnik von Fig. 6, daß die Menge an Ladung, die an den Stromversorgungkondensator 58 bereitgestellt wird, ausreichend ist, für die Stromversorgung als Ganzes, um die Anforderungen des Ausgangsstroms zu erfüllen.
Im Gegensatz zu bekannten System stellt die Schaltungstechnik von Fig. 6 Strom bereit, um den Stromversorgungskondensator 58 zu laden, sowohl wenn das Schaltgerät 10 geöffnet ist, als auch wenn das Schaltgerät 10 geschlossen ist. Darüber hinaus wird im Gegensatz zu bekannten Systemen der Großteil des Stroms, der verwendet wird, um den Energieversorungskondensator 58 zu laden, bereitgestellt, wenn das Schaltgerät 10 geschlossen ist.
Der Betrieb der Schaltungstechnik von Fig. 6 kann am besten verstanden werden durch Betrachtung von Fig. 6 in Verbindung mit den Spannungs- und Stromwellenformen der Fig. 7a-7e. Die Fig. 7a-7e zeigen allgemein verschiedene Ströme und Spannungen in der Schaltungstechnik von Fig. 6 über die Zeit.
Bezug nehmend auf Fig. 6 und 7a-7e gibt es einen Anfangszeitpunkt T&sub0;, wenn das Schaltgerät geschlossen ist und die Spannungen, dargestellt in Fig. 7a-7e, im wesentlichen konstant sind. Zu dieser Zeit wird die Spannung über dem Schaltgerät 10 (VM) im wesentlichen Null sein, wie in Fig. 7a gezeigt, weil das Schaltgerät 10 geschlossen ist. Die Spannung an Knoten X in Fig. 6 wird auch im wesentlichen Null sein bei T&sub0;. Aus Gründen, die unten ausführlicher diskutiert werden, wird die Spannung über dem Kondensator 50 zu der Zeit 10 annähernd das Negative der Spannung sein, die von der Niederspannungs-Gleichstrom- Stromversorgung bereitgestellt wird. Entsprechend wird die Spannung an Knoten Y annähernd gleich der Spannung sein, die durch die Niederspannungs-Gleichstrom- Stromversorgung bereitgestellt wird. Wie Fig. 7c und 7d verdeutlichen, gibt es zur Zeit T&sub0; keinen Strom, der vom Kondensator 50 fließt (d. h. IC ist 0 Ampere), es gibt keinen Strom, der durch die Induktanz 52 fließt (d. h. IL ist 0 Ampere) und es gibt keinen Strom, der in den Stromversorgungskondensator 58 fließt (d. h. ID ist 0 Ampere).
Zu einem Zeitpunkt T, wird angenommen, daß das Schaltgerät 10 geöffnet ist, beispielsweise durch einen Schaltbefehl von dem PFC-Chip 14. Wenn das Schaltgerät 10 geöffnet ist, wird der im wesentlichen konstante Strom, der in der Induktanz 8 fließt, zu Kondensator 50 geleitet, und infolge dessen steigt die Spannung am Knoten X (in Bezug auf die negativen Schiene des DC-Bus) bis sie VM erreicht. Zu diesem Zeitpunkt wird die Diode 12 in Vorwärtsrichtung betrieben und der Strom von Induktanz 8 fließt in den Gleichstrombuskondensator 6, welcher in dem Beispiel von Fig. 6 auf annähernd 385 Volt geladen ist. Dies ist in Fig. 7a gezeigt.
Da die Spannung am Knoten X rasch von annähernd 0 Volt auf annähernd 385 Volt ansteigt, ist der Ladestrom, der durch den Kondensator 50 fließt, gezwungen, durch die Diode 56 und somit auch in das Netzwerk, umfassend den Kondensator 58 und die Zenerdiode 60, zu fließen. Der Kondensator 58 wird dadurch, wie gewünscht, auf die Durchschlagsspannung der Zenerdiode 60 geladen gehalten. Die Spannung an Knoten Y wird entsprechend auf eine Spannung von annähernd 20 Volt oberhalb der negativen Schiene des Gleichstrombus ansteigen, während die Spannung über dem Kondensator 50 in einer linearen Art und Weise ansteigt, infolge des annähernd konstanten Stroms, der von der Induktanz 8 in ihn fließt. Auf diese Weise steigt die Spannung über dem Kondensator 50 von annähernd -20 Volt auf annähernd 365 Volt. Dies ist allgemein in Fig. 7b verdeutlicht, wo die Spannung über dem Kondensator 50 (Vc) verdeutlicht ist und in Fig. 7e, wo der Strom ID gezeigt ist.
Zu einer Zeit 12 nachdem das Schaltgerät 10 geöffnet ist, wird die Spannung über dem Kondensator 50 auf eine Höhe von annähernd 365 Volt angestiegen sein und die Spannung an Knoten X wird dementsprechend auf annähernd 385 Volt angestiegen sein. Zu diesem Zeitpnkt wird der Strom, der im Kondensator 50 (ic) fließt und der Strom, der in den Stromversorgungskondensator 58 (ID) fließt, auf Null zurückkehren. In der Schaltungstechnik von Fig. 6 ist die relative Bemessung des Kondensators 50 so, daß das Zeitintervall zwischen Zeit T1 und T2 relativ kurz ist. Zum Beispiel, wenn angenommen wird, daß zu der Zeit, wenn das Schaltgerät 10 geöffnet ist, der Strom, der durch das Schaltgerät 10 fließt, annähernd 9,6 Ampere war, wird der Grad der Änderung der Spannung über dem Kondensator 50 annähernd (9,6 A/179 Pico-Farad) oder 53,6 kV/Micro-Sekunden sein. Dementsprechend würde es annähernd (365 V/(53,6 kV/Micro-Sekunden)) oder 6,8 Nanosekunden dauern, bis die Spannung über Kondensator 50 365 V erreicht. Folglich ist das Zeitintervall zwischen T&sub1; und T&sub2; annähernd 6,8 Nanosekunden.
Die Spannungs- und Stromlevel, die in dem Schaltkreis von Fig. 6 existieren, werden für ein relativ langes Zeitintervall konstant bleiben, während dessen das Schaltgerät 10 offen bleibt.
Zu einem späteren Zeitpunkt T&sub3; wird das Schaltgerät 10 wieder geschlossen werden, z. B. als Antwort auf einen Befehl von PFC-Chip 14.
Zur Zeit T&sub3;, wenn das Schaltgerät 10 geschlossen ist, werden die Spannung über dem Schaltgerät 10 (VM) und die Spannung am Knoten X beginnen, rasch von ihrem ursprünglichen Wert von 385 V in Richtung eines Wertes von annähernd 0 V zu fallen. Wie oben diskutiert, kann sich die Spannung über dem Kondensator nicht instantan ändern. Dementsprechend wird sich, während die Spannung am Knoten X von einem Wert von nahezu 385 V gegen 0 V fällt, die Spannung an Knoten Y von einer Spannung von annähernd 20 V zu einer Spannung von annähernd -365 V ändern. Zu dieser Zeit wird, da die Spannung an Knoten Y weniger ist als die Spannung an der negativen Schiene des Gleichstrombus, Diode 54 unter Vorspannung gesetzt sein, und ein Strom IL wird beginnen, von der negativen Schiene des Gleichstrombus durch die Diode 54 und die Induktanz 52 zu fließen und zu der negativen Schiene des Gleichstrombus durch den Kondensator 50 und das Schaltgerät 10 zurückzukehren. Dies ist in Fig. 7d illustriert. Es ist zu beachten, daß zwischen T&sub3; und T&sub4; der Strom im Kondensator 50 das Negative des Induktanzstroms IL ist.
Während sich der negative Strom IC durch den Kondensator 50 resonant aufbaut, beginnt die Spannung am Knoten Y, von -365 V gegen eine positive Spannung anzusteigen. Während die Spannung am Knoten Y steigt, wird sie rasch einen Punkt erreichen, wo die Spannung am Knoten Y Null Volt erreicht und überschreitet. Wenn die Spannung an Knoten Y auf eine Höhe von annähernd 20 Volt steigt (die Spannung über dem Energiversorgungskondensator 58), wird die Diode 56 auf "An" vorgespannt. In dem Beispiel von Fig. 6 und 7a-7e tritt dieses Ereignis zu einer Zeit T4 auf. Zu diesem Zeitpunkt wird ein Strom ID beginnen, durch die Diode 56 in den Stromversorgungskondensator 58 zu fließen, wobei der Kondensator geladen wird. Dies ist in Fig. 7d und 7e verdeutlicht. Der Strom ID wird fortfahren, von der Induktanz 52 zu dem Stromversorgungskondensator 58 zu fließen, bis die Spannung auf nahe Null zu einer Zeit T&sub5; fällt.
Durch die Verwendung der Schaltungstechnik von Fig. 6 ist es möglich, den Stromversorgungskondensator 58 mit Strom zu laden, der primär durch die resonante Wirkung von dem Kondensator 50 mit der Induktanz 52 bereitgestellt wird, im Gegensatz zu Strom, der ausschließlich vom Laden des Kondensators 50 stammt. Dies ist möglich, weil annähernd die gleiche Menge an Ladung, die in den Kondensator 50 eingeführt wird, wenn das Schaltgerät 10 geöffnet wird, vom Kondensator 50 in den Stromversorgungskondensator 58 entladen wird, wenn das Schaltgerät 10 geschlossen wird. Dem entsprechend ist es bei angemessener Bemessung der Induktanz 52 möglich, eine adäquate Ladung an den Stromversorgungskondensator 58 mit einem relativ kleinen Kondensator 50 zu erhalten. Die Verwendung eines kleineren Kondensators 50 reduziert die Menge an Strom, die das Schaltgerät 10 verarbeiten muß, was potentiell die Größe und Kosten des Schaltgerätes reduziert und die Ineffizienzen reduziert, die eingeführt werden, wenn der Kondensator durch das Schaltgerät entlädt.
Die präzise Bemessung des Kondensators 50 und der Induktanz 52 wird je nach Anwendung variieren, entsprechend, unter anderem, der Schaltfrequenz des Schaltgeräts und des Stromverbrauchs, der am Stromversorgungskondensator 58 bestehen wird. Im allgemeinen jedoch gelten die folgenden Richtlinien. In Ausführungsformen, wo es wünschenswert ist, die Größe des Kondensators 50 zu minimieren, sollte die Induktanz 52 so bemessen sein, daß das meiste des Stroms, der benötigt wird, eine adäquate Ladung an dem Stromversorgungskondensator zu erhalten, durch resonante Wirkung erhalten wird, wenn das Schaltgerät 10 geschlossen ist.
Die Menge der Ladung, die über einen Zyklus von der Induktanz 52 an den Stromversorgungskondensator 58 bereitgestellt wird, wird annähernd 12/2*L/V&sub5;&sub8; sein, wobei I der resonante Spitzenstrom ist, der durch die Induktanz fließt, L der Wert der Induktanz 52 ist und V&sub5;&sub8; die gewünschte Spannung über dem Stromversorgungskondensator 58 ist. In diesem Beispiel ist V&sub5;&sub8; 20 V, so daß die Ladung, die während jedem Schaltvorgang bereitgestellt wird, annähernd I²L/40 ist. Neben dem Bereitstellen von adäquatem Strom an den Stromversorgungskondensator 58, muß die Induktanz 52 so bemessen sein, daß der Strom, der in die Induktanz fließt, zwischen den Schaltereignissen des Schaltgeräts auf Null zurückkehrt. Wenn beispielsweise die Schaltfrequenz des Schaltgeräts 100 kHz (eine Periode von 10 Mikrosekunden) ist, sollte die Induktanz so gewählt werden, daß sie in weniger als 10 Mikrosekunden vollständig ausfließt. In diesem Beispiel wäre eine passende Ausflußdauer für die Induktanz 52 7 Mikrosekunden. Die Ausflußdauer der Induktanz 52 ist annähernd IL durch V&sub5;&sub8;. Dementsprechend sollte für eine Ausflußdauer von 7 Mikrosekunden (mit einem V&sub5;&sub8; von 20 V) IL annähernd 140 Mikrosekunden-Volt sein.
Nachdem eine passende Ausflußdauer für die Induktanz 52 gewählt wurde, kann eine angemessene Induktanzgröße in Anbetracht des Stromverbrauchs am Stromversorgungskondensator gewählt werden. Wenn man annimmt, daß der durchschnittliche Stromverbrauch am Stromversorgungskondensator 60 mA ist und daß die Schaltdauer 10 Mikrosekunden ist, dann muß der Strom von der Induktanz I²L/40 60mA*10 Mikrosekunden sein. Wenn man ferner eine gewünschte Entladedauer von 7 Mikrosekunden annimmt, ist es bekannt, daß IL annähernd 140 Mikrosekunden-Volt sein muß. Auflösen nach I und L ergibt einen Resonanzspitzenstrom I von 171 mA und eine Induktanz für die Induktanz 52 von 816 Mikrohenry.
Wenn man einen verlustfreien resonanten Transfer der im Kondensator 50 gespeicherten Energie zur Induktanz 52 annimmt, wenn das Schaltgerät 10 geschlossen ist, muß die Spitzenenergie, die in der Induktanz gespeichert ist, gleich der Energie sein, die im Kondensator 50 bei T³ gespeichert ist. Mathematisch CV² = LI², wobei C die Kapazität des Kondensators 50, V die Spitzenspannung über dem Kondensator 50, L die Induktanz der Induktanz 52 und I der Resonanzspitzenstrom durch die Induktanz 52 ist. Weil V bekannt ist (365 V) ist L bekannt (816 Mikrohenry) und ist I bekannt (171 mA), C kann zu 179 pF berechnet werden.
Nachdem die Werte von L und C bestimmt wurden, ist es nun möglich, die Beiträge von jedem zum Laden des Stromversorgungskondensator 58 zu bestimmen. Wie das oben stehende andeutet, stellt die Induktanz 52 Strom zur Verfügung, um den Stromversorgungskondensator 58 über ein Zeitintervall von annähernd 7 Mikrosekunden zu laden. Unter der Annahme, daß der Strom, der durch das Leistungsschaltgerät fließt, 9,6 Ampere ist, wenn das Schaltgerät 10 geöffnet ist, wird der Kondensator 50 Strom an den Kondensator 58 für ein Intervall von (365 V* 179 Picofarad)/9.6 Ampere oder 0.0068 Mirkrosekunden bereitstellen.
Wie das oben stehende andeutet, ist in dem Schaltkreis von Fig. 6 die Menge der Zeit, über welche Strom durch den Kondensator 50 zu dem Stromversorgungskondensator fließt, entsprechend T&sub2;-T&sub1; (und im Beispiel, annähernd gleich 0,0068 Mikrosekunden), signifikant geringer als die Menge der Zeit, wenn Strom von der Induktanz 52 zu dem Stromversorgungskondensator 58 fließt, entsprechend T&sub5;-T&sub4; (und in diesem Beipiel, annähernd gleich 7 Mikrosekunden). Obwohl die Größe des Stroms, der in den Kondensator 58 zwischen T&sub1; und T&sub2; fließt, größer ist als die, die zwischen den Zeiten T&sub4; und T&sub5; fließt, bedeutet die Tatsache, daß das zweite Intervall bedeutend größer ist, daß die signifikante Mehrheit des durchschnittlichen Stroms, der die gewünschte Spannungshöhe über dem Stromversorgungskondensator 58 aufrecht erhält, durch die Induktanz 52 bereitgestellt wird, was die Verwendung eines kleinen und billigen Kondensators 50 erlaubt. Darüber hinaus kann, wenn die Niederspannungs- Gleichstrom-Energieversorgung der vorliegenden Erfindung verwendet wird, ein kleineres Leistungsschaltgerät 10 verwendet werden, was ein niedrigeres Kostensystem ergibt, weil weniger zusätzlicher Strom durch das Schaltgerät fließt und es weniger Verluste in ihm gibt. Dies resultiert in einem effizienteren System.
Der Stromversorgungsschaltkreis von Fig. 6 ist dahingehend vorteilhaft, daß er eine Stromversorgung bereitstellt, die dazu verwendet werden kann, andere Kontrollschaltkreise zusätzlich zu dem PFC-Chip 14 zu betreiben. Der Stromversorgungsschaltkreis der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise in einem geschalteten Reluktanzmotorsystem verwendet werden, um sowohl einen PFC-Controller als auch einen elektronischen Controller anzutreiben, der dazu verwendet wird, den Motor zu steuern. Eine solche Ausführungsform ist in Fig. 8 illustriert. Fig. 8 stellt im allgemeinen ein geschaltetes Reluktanzmotorsystem dar, das einen geschalteten Reluktanzmotor 90, einen Wandler- bzw. Stromrichterschaltkreis 92 zur Kontrolle des Anliegens von Leistung von dem Gleichstromanschluß an den Motor 90, und einen elektronischen Controller 94, der die Schaltgeräte in dem Wandlerschaltkreis 92 steuert, beinhaltet. Ein PFC-Controller 96 wird verwendet, um den Leistungsfaktor des Systems zu steigern. Der elektronische Controller 94 kann von konventioneller Konstruktion sein, wie es gelehrt wird in "The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives" von Stephenson und Blake, und wie es auf der Konferenz und Messe PCIM'93 in Nürnberg, Deutschland, 21.-24. Juni 1993 vorgestellt wurde. Der elektronische Controller 94 wird mit einer Niedergleichstromspannung von einer Zufuhr 98 versorgt, welche von der in Fig. 6 dargestellten Bauart ist. Wie dargestellt, sind die Stromversorgungsanschlüsse des elektronischen Controllers 94 über den Stromversorgungskondensator 58 gekoppelt.
Die obige Beschreibung mehrerer Ausführungsformen ist rein beispielhaft und nicht zum Zwecke der Beschränkung. Insbesondere ist die Erfindung anwendbar für geschaltete Reluktanz-Maschinen, die unterschiedlich viele Stator- und Rotor-Pole besitzen, als die oben dargestellten. Die vorliegende Erfindung soll nur durch den Umfang der folgenden Ansprüche beschränkt sein.

Claims

1. Stromversorgung, umfassend:

einen ersten Kondensator (50) der einen ersten Anschluß (X) und einen zweiten Anschluß (9) besitzt, wobei der erste Anschluß des ersten Kondensators eine Eingangsspannung aufnimmt;

einen ersten Gleichrichter (56) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode des ersten Gleichrichters mit dem zweiten Anschluß (9) des ersten Kondensators (50) verbunden ist;

eine seriell verschaltete Kombination von Elementen, mit einem ersten Ende und einem zweiten Ende, wobei die Kombination eine Induktanz (52) und einen zweiten Gleichrichter (54) umfaßt, welcher derart verbunden ist, daß er von dem zweiten Ende zu dem ersten Ende leitet, wobei das erste Ende mit dem zweiten Anschluß (9) des ersten Kondensators (50) verbunden ist; und

einen zweiten Kondensator (58) mit einem ersten Anschluß und einem zweiten Anschluß, wobei der erste Anschluß des zweiten Kondensators mit der Kathode des ersten Gleichrichters (56) verbunden ist und der zweite Anschluß des zweiten Kondensators mit dem zweiten Ende der Kombination von Elementen verbunden ist, wobei der zweite Kondensator beim Anlegen der Eingangsspannung eine Ausgangsspannung zur Verfügung stellt, die kleiner ist, als die Eingangsspannung.

2. Stromversorgung nach Anspruch 1, weiterhin umfassend einen dritten Gleichrichter (60) mit einer Anode und einer Kathode, wobei die Anode des dritten Gleichrichters mit dem zweiten Anschluß des zweiten Kondensators (58) verbunden ist und die Kathode des dritten Gleichrichters mit dem ersten Anschluß des zweiten Kondensators (58) verbunden ist.

3. Stromversorgung nach Anspruch 2, wobei die ersten und zweiten Gleichrichter (56, 54) Dioden sind.

4. Stromversorgung nach Anspruch 3, wobei der dritte Gleichrichter (60) eine Zenerdiode ist.

5. Stromversorgung nach Anspruch 2, wobei die ersten und dritten Gleichrichter Dioden sind.

6. Stromversorgung nach Anspruch 5, wobei der zweite Gleichrichter eine Zenerdiode ist.

7. Stromversorgung nach Anspruch 1, wobei der zweite Gleichrichter eine Zenerdiode ist.

8. Starkstromleitung für eine elektrische Last, umfassend eine Stromversorgung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, mit einem Gleichstrombus, der angeordnet ist, um seine Leistung aus der Eingangsspannung an dem ersten Anschluß (X) des ersten Kondensators (50) der Stromversorgung abzuleiten, einen Stromrichter (92), zur Steuerung der Leistungsübertragung zwischen dem Gleichstrombus und der Last und Schalteinrichtungen (10), einsetzbar für den Kurzschluß der Eingangsspannung und damit zur Regulierung der Eingangsspannung zum Einschalten der Stromversorgung.

9. Starkstromleitung nach Anspruch 8, mit einem Steuerschaltkreis, wobei die Stromversorgung derart angeordnet ist, daß sie die Ausgangsspannung an den Steuerschaltkreis (14) anlegt.

10. Starkstromleitung nach Anspruch 9, wobei die Leistung einen Leistungsfaktor hat, wobei der Steuerschaltkreis (14) einen Leistungsfaktorkorrekturschaltkreis umfaßt, der derart angeordnet ist, um die Schalteinrichtungen (10) zu betätigen, um den Leistungsfaktor der Starkstromleitung zu variieren.

11. Starkstromleitung nach Anspruch 9 oder 10, wobei der Steuerschaltkreis einen Controller zur Steuerung des Stromrichters umfaßt.

12. Geschalteter Reluktanzantrieb mit einer Starkstromleitung gemäß den Ansprüchen 8, 9, 10 oder 11, wobei die elektrische Last die oder jede Phasenwindung einer Reluktanzmaschine umfaßt.