DE69400222T2 - Im Nulldurchgang schaltender Schaltwandler fester Frequenz - Google Patents

Im Nulldurchgang schaltender Schaltwandler fester Frequenz

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Description

    Bereich der Erfindung 1. Das Erfindungsgebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Gleichspannungs- Gleichspannungs- (DC-DC) Schaltwandler, Gleichspannungs-Wechselspannungs- (DC-AC) Umrichter und Wechselspannungs-Gleichspannungs- (AC-DC) Schaitwandler. Die besondere Eigenschaft dieser Schaltwandler-Technik beruht darauf, dass die Leistungsübertragung vom Primärteil zum Sekundärteil kontinuierlich geschieht und dass die Schaltelemente im Nulldurchgang schalten.
    • 2. Beschreibung des Standes der Technik
  • Es besteht seitens der Industrie ein anhaltender Bedarf an steigender Leistungsdichte oder, mit anderen Worten, an mehr übertragener Leistung pro Volumeneinheit. Eine Möglichkeit diese Leistungsdichte bei Schaltwandlern zu steigern, besteht in der Erhöhung der Schaltfrequenz. Bei der Verwendung von Schalt-Topologien des Standes der Technik von Durchfluss- und Sperrwandlern mit sog. "harter" Schaltungstechnik ist die Verwendung von hoher Schaltfrequenz wenig ergiebig. Bei den verwendeten Schaltelementen sind die Schaltverluste, die dann auftreten, wenn sie unter Spannung durchgeschaltet werden, proportional zur Schaltfrequenz. Eine Erhöhung der Schaltfrequenz führt daher zu einer Erhöhung der Schaltverluste und zur Anhebung des elektromagnetischen Störpegels.
  • Um diese Beschränkungen der Schaltfrequenz zu überwinden, wurde im Rahmen des Standes der Technik eine neue Familie von resonanten und quasi-resonanten Schaitwandlern geschaffen. Im Falle der quasi-resonanten Schaitwandler werden - gemäss dem Stande der Technik - Strom und Spannung so geformt, dass sie halb-sinusförmig verlaufen; dies wird durch zusätzliche Induktivitäten und Kapazitäten erzielt. Ferner wird das Durchschalten dann vorgenommen, wenn Strom und Spannung den Wert Null erreichen. Ein Beispiel eines solchen Schaltkreises ist wiedergegeben in US 4,415,959 (Vinciarelli) "Im Nulldurchgang schaltender Durchflusswandler".
  • Eine weitere Familie von quasi-resonanten Schaltwandlern wird beschrieben von F.C. Lee in "High Frequency Power Conversion International Proceedings" (April 1987), Intertec Communications, Ventura, Kalifornien.
  • Alle diese beschriebenen Schaltwandler haben den Nachteil, dass die quadratischen Mittelwerte sowohl von Spannung als auch von Strom höher sind, als in konventionellen Schaltungen, die unter Spannung durchschalten, ferner eine Schaltfrequenz aufweisen, welche sowohl von der Eingangsspannung als auch von der Ausgangslast abhängig ist. Dies begrenzt deren Anwendung bei kleinen Nennlasten.
  • Ein weiterer Nachteil der Schaltwandler gemäss dem Stande der Technik ist der Umstand, dass die Leistung nur während eines Teils einer Schaltperiode auf den Sekundärteil übertragen wird. Die bekannten Durchflusswandler übertragen Leistung während der EIN-Zeit des Hauptschaltelementes. Bei Sperrwandlern wird sie während dessen AUS-Zeit übertragen.
  • Diese genannten Topologien verlangen nach gross dimensionierten Ausgangsfiltern für die Glättung der an die Ausgangslast übertragenen Leistung.
  • Eine weitere Fundstelle für den erwähnten Stand der Technik ist EP 0 474 471 A2. Die hier angewandte Technik ist die eines konventionellen einstufigen Durchflusswandlers mit einem Rückstell-Schalter und einem weiteren, in Serie geschalteten Schaltelemente; damit wird bewirkt, dass die Spannung über dem Hauptschaltelement überschwingt und damit den Wert Null erreicht. Diese erwähnte Schaltung überträgt Leistung nur, wenn das Haupt-Schaltelement leitet. Während dessen AUS-Zeit wird die in der Ausgangs-Drossel gespeicherte Energie an den Ausgang übertragen. Dies hat den Nachteil, dass diese genannte Ausgangsdrossel in keiner Weise kleiner ist, als bei einem üblichen einstufigen Durchfluss-Wandler. Die in EP 0 416 721 beschriebene Schaltung hat einen ähnlichen Nachteil, aber unterscheidet sich - von der vorgenannten - dadurch, dass die Leistungsübertragung an den Ausgang nur bei sperrendem Haupt- Schaltelement geschieht. Daraus ergibt sich wiederum ein gross zu dimensionierender Ausgangs-Filter.
  • Die Aufgabe, die gelöst werden soll, besteht in der Schaffung eines Schaltwandlers, der auffester Frequenz arbeitet, beidem die Leistung durch das Tastverhältnis gesteuert wird, Strom und Spannung an den Schaltelementen Rechteckschwingungen folgen um die Strom- und Spannungsbelastung zu verkleinern, die Schaltvorgänge grundsätzlich im Nulldurchgang der Spannung vorgenommen werden und die Leistung sowohl während der EIN- als auch der AUS-Zeit des Haupt-Schaltelementes übertragen wird.
  • Die Lösung der gestellten Aufgabe, die die genannten Nachteile überwindet, ist wiedergegeben im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1.
  • Der Erfindungsgedanke wird anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Fig. 1 ist das Schema eines Schaltwandlers mit Anwendung der erfindugsgemässen Art der Leistungsübertragung.
  • Fig. 2A zeigt die Stromspiegelungsrücksetztechnik anhand eines einstufigen Durchflusswandlers.
  • Fig. 2B zeigt ein weiteres Beispiel aus dem Stande der Technik.
  • Fig. 3 ist das zeitliche Ablaufschema zu Fig. 1.
  • Fig. 4 ist das Schema eines Ausführungsbeispiels vergleichbar mit jenem von Fig. 1, wobei das in Sättigung arbeitende reaktive Element, welches als dritter Schalter gebraucht wird, durch einen synchroni sierten Schalter ersetzt wird.
  • Fig. 5 ist das Schema eines Ausführungsbeispiels vergleichbar mit jenem von Fig. 11, wobei das in Sättigung arbeitende reaktive Element durch eine Drossel ersetzt wird, die in Serie zur Primärwicklung geschaltet ist.
  • Fig. 6 zeigt die Schaltung des Null-Spannungs-Detektions verfahrens, womit das Hauptschaltelement auf EIN geschaltet wird.
  • Fig. 7 ist das zeitliche Ablaufschema zu Fig. 6.
  • Fig. 8 ist die Schaltung, mit welcher die Verzögerung, erzeugt durch das dritte Schaltelement, durch den Kondensator C, bewirkt wird.
  • Fig. 9 zeigt das Schaltschema eines weiteren Ausführungsbeispiels, in welchem die mit Mittelabgriff versehene Sekundärwicklung ersetzt ist durch eine solche ohne Mittelabgriff, die mit den Gleichrichterelementen der Sekundärseite in der Art der Sperrwandler verbunden ist.
  • Fig. 10 zeigt die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels ähnlich jenem von Fig. 9, wobei die Leistung nach gebräuchlichem Sperrwandler-Verfahren übertragen wird.
  • Fig. 11 ist das Schema eines weiteren Ausführungsbeispiels, wobei die Sekundärwickung mit Mittelabgriff durch eine solche ohne Mittelabgriff und einen Brücken gleichrichter ersetzt ist.
  • Fig. 12 zeigt eine Schaltung, in welcher die Ausgangs-Drossel aufgeteilt ist in zwei gekoppelte Drosseln, deren Leck-Induktivität benützt wird, um den Stromfluss in die Sekundärwicklung während des Resonanzüberganges zu verzögern.
  • Fig. 13 zeigt die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels, bei welchem der Mittelabgriff der Sekundärwindung wegfällt und die doppelte Gleichrichtung im Sekundärteil durch die Verwendung von zwei Drosseln vorgenommen wird. Die Verzögerung des Stromflusses in die Sekundärwicklung während des Resonanzüberganges erfolgt durch Serieschaltung einer in Sättigung arbeitenden Drossel und der Sperrwandler-Ausgangsdiode.
  • Fig. 14 zeigt eine zu jener von Fig. 13 ähnliche Konfiguration mit der Ausnahme der Anordnung der in Sättigung arbeitenden Drossel, welche hier in Serie geschaltet ist zur Durchfluss-Ausgangsdiode.
  • Fig. 15 ist die Schaltung eines weiteren Ausführungsbeispiels, bei welchem das Hauptschaltelement durch zwei in Serie angeordnete Schaltelemente ersetzt ist, um die Spannungsbelastung zu reduzieren.
  • Fig. 16 zeigt das Schema einer Schaltung, bei welcher die aufgeteilte Ausgangs-Drossel je in Serie geschaltet ist mit je einem Primärschaltelement.
  • Fig. 17 ist eine Schaltung, in welcher die Doppel-Gleichrichtung ohne Mittelabgriff verbunden wird mit einer Seriekombination zweier Primär-Schaltelemente.
  • Fig. 18 Zeigt ein zu jenem von Fig. 17 ähnliches Ausführungsbeispiel, in welchem die in Sättigung arbeitende Drossel mit der Durchfluss-Ausgangsdiode verbunden ist.
  • Fig. 19 ist die Darstellung einer Schaltungsanordnung ähnlich jener von Fig. 15, wobei im Primärkreis zwei zusätzliche Diodenpaare Verwendung finden, die die Spannung über den Primärschaltelementen begrenzen.
  • Fig. 20 Zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei welchem die Energieübertragung mittels Leck-Induktivität des Transformators im Durchfluss bewerkstelligt wird, und die Zeitfunktion des Stromes durch den Ausgangsgleichrichter Dreiecksform mit sanftem Anstieg und Abfall aufweist.
  • Fig. 21 ist ein Ausführungsbeispiel, bei welchem die Energie nach einem alternierenden Verfahren übertragen wird; dieses Verfahren ist geeignet für die Ausführungsbeispiele gemäss Fig. 10 und 20.
  • Fig. 22 ist die Darstellung der physischen Ausführung der Schaltungsanordnungen gemäss Fig. 13 unter Verwen dung integrierter magnetischer Bauteile.
  • Fig. 23 ist die Darstellung eines Ausführungsbeispiels unter Verwendung von Synchron-Gleichrichtern.
  • Zum besseren Verständnis der verschiedenen Ausführungsbeispiele dienen die folgenden Ausführungen.
    • Detaillierte Beschreibung der Ausführungsbeispiele
  • Sowohl zweistufige Schaltwandler als auch einstufige DC-DC- Sperrwandler und DC-AC-Wandler weisen im Primärkreis ein Haupt-Schaltelement auf, welches in Serie geschaltet ist mit der Primärwicklung des Transformators, ferner ein ebenfalls im Primärkreis geschaltetes Hilfs-Schaltelement zum Aufladen eines Rückstell-Kondensators. Sowohl das Haupt- als auch das Hilfsschaltelement werden von einer Steuer-Logik derart angesteuert, dass nicht beide Schaltelemente zur gleichen Zeit auf EIN stehen. Eine vorgewählte Totzeit trennt den AUS- Zustand des Hilfs-Schaltelementes und den EIN-Zustand des Hauptschaltelementes um die Ausgangskapazität des Hauptschaltelementes auf die Eingangsquelle zu entladen. Die Strom-Entladung in die Sekundärwicklung des Transformators wird während dieses Zeitabschnittes durch ein drittes Schaltelement begrenzt, welches gebildet werden kann durch eine in Sättigung arbeitende Drossel in Serie mit der Sekundärwicklung, durch eine normale Drossel, durch die Leckinduktivität des Transformators oder der Ausgangsdrossel, durch das Unterbrechungsbetriebsverfahren oder durch einen spezifisch angesteuerten Schalter. Die Verzögerung im Sekundärkreis kann auch bewirkt werden durch einen Kondensator zwischen den gemeinsamen Kathoden der Dioden und dem Mittelabgriff der Sekundärwicklung.
  • Dies hat zur Aufgabe einerseits die Energieübertragung an die Ausgangsdrossel während der Uebergangszeit, anderseits zu vermeiden, dass die Vorwärts-Diode leitet bevor die Spannung über dem Hauptschaltelement den Wert Null erreicht.
  • Der Betrieb der Schaltung gemäss Fig. 1 ist dargestellt im zeitlichen Ablaufschema gemäss Fig. 3. Kurve 78 ist die Gate- Spannung, die an einem Hauptschaltelement 30 anliegt und zeigt EIN-Perioden 70 und AUS-Perioden 72. Die mit 80 bezeichnete Kurve entspricht der Gate-Spannung, die an einem Hilfsschaltelement 32 anliegt. AUS-Perioden 74 wechseln mit EIN-Perioden 76. Wie aus dem Vergleich der Kurven 78 und 80 ersichtlich ist, wird ein "Totzeit" genanntes Intervall T zwischen die Zeitpunkte T&sub1; und T&sub2; eingeschoben, wobei der Zeitpunkt T&sub1; dem Ende der EIN-Zeit 76 des Sekundärschalters 32 und T&sub1; dem Beginn der EIN-Zeit des Hauptschaltelementes 30 entspricht.
  • Eine Kurve 82 stellt den zeitlichen Spannungsverlauf über dem Hauptschaltelement 30 dar und zeigt zur Zeit T&sub1;, wenn das Hilfsschaltelement 32 aufhört zu leiten, dass die Spannung in einschwingender Weise bis zum Wert Null abfällt. Dies gestattet dem Hauptschaltelement 30 im Zeitpunkt T&sub2; beim Spannungswert Null einzuschalten.
  • Eine weitere Kurve 84 stellt den zeitlichen Stromverlauf durch das Hauptschaltelement 30 und einen Kondensator 36 dar, welcher entweder die Streukapazität des Hauptschaltelementes oder ein physisch vorhandener Kondensator sein kann. Wie ersichtlich fliesst der Strom zwischen T&sub1; und T&sub2; durch einen Ausgangskondensator 38, bis die darüber anliegende Spannung den Wert Null erreicht. In diesem Augenblick schaltet das Hauptschaltelement 30 auf EIN, und der Strom wird positiv.
  • Kurven 86 und 88 stellen die Ströme durch Gleichrichter 48 und 50 dar. Der Strom durch den Gleichrichter 48 beginnt zu steigen, bevor die Spannung über dem Hauptschaltelement 30 Null erreicht. Dies wird durch eine in Sättigung arbeitende Drossel 48 bewirkt.
  • Der magnetische Fluss durch den mit 58 bezeichneten Kern des Transformators ist nicht symmetrisch. Während der AUS-Zeit des Hauptschaltelementes 30 erzeugt der Strom, welcher durch den Gleichrichter 50 und die Ausgangsdrossel 52 fliesst, eine Gleichstrom-Komponente des magnetischen Flusses. Daher wird der Transformator 60 nicht nur als Mittel für die Leistungsübertragung verwendet, sondern auch als Speicherelement. Dies gestattet die Verwendung einer kleineren Ausgangsdrossel 46.
  • Ist das Windungszahlverhältnis zwischen der Primärwicklung 40 und der Durchfluss-Sekundärwicklung 42 Nr&sub1; und jenes zwischen der Primärwicklung 40 und der Sperr-Sekundärwicklung 44 Nr&sub2;, so kann die Transferfunktion vom Eingang zum Ausgang durch folgende Gleichung beschrieben werden:
  • V&sub0; = D(Vin/Nr&sub1;)+ D(/Vin/Nr&sub2;)
  • Für den Fall Nr&sub1; = Nr&sub2;= Nr wird
  • V&sub0; = 2D(Vin/Nr)
  • Ein Ausführungsbeispiel einer einfachen Nulldetektor-Schaltung zeigt Fig. 6. Der Schaltkreis besteht aus einer Verzögerungs-Zelle, welche aus den Elementen 96 (R&sub1;), 98, (C&sub1;) und dem Treiberelement 100 gebildet ist. Ein Rückkoppelungswiderstand 94 (R&sub2;) spielt im Betrieb die Schlüsselrolle.
  • Nachdem das Hilfsschaltelement 32 aufhört zu leiten, beginnt die Spannung über dem Hauptschaltelement 30 abzufallen, wie durch Kurve 102 in Fig. 7 dargestellt. Die Spannungsänderung im Drain des Hauptschaltelementes 30 bewirkt einen Strom durch die Drain-Gate-Kapazität, welcher vom Gate zur Source fliesst. Dieser Strom fliesst durch die Elemente 92 und 94.
  • Der Stromanteil durch Element 94 entlädt den Filter Kondensator 98. Daraus ergibt sich, dass die Spannung am Eingang des mit 100 bezeichneten Elementes die Aktivierungsschwelle eben dieses Elementes später erreicht. Wenn die Drain-Spannung des Hauptschaltelementes den Wert Null oder das Tal der Resonanz erreicht, erreicht der Strom durch das Element 94 ebenfalls den Wert Null oder ändert sein Vorzeichen. Damit kann die Eingangsspannung des Elementes 100 die Schwellenspannung des Elementes das Hauptschaltelement 30 in den EIN-Zustand schalten.
  • Fig. 4 zeigt eine Variante zur Schaltung von Fig. 1, in welcher die in Sättigung arbeitende Drossel durch einen Synchrongleichrichter 62 ersetzt ist. Diese Variante ist vorteilhaft beim Betrieb mit hohen Ausgangsspannungen und nicht sehr hohen Ausgangsströmen, wo das Spannungs-Zeit-Integral für die in Sättigung arbeitende Drossel 52 von Fig. 1 gross wird.
  • Ein weiteres Ausführungsbeispiel besteht in der Verwendung einer Drossel im Primärkreis, wie in Fig. 5 dargestellt. Die Gegenwart der Drossel 90 zwingt den Strom durch die mit 36, 40, 90 bezeichneten Elemente zur Eingangs-Quelle 56. Dieses Ausführungsbeispiel ist dort günstig, wo die Primärströme nicht sehr hoch sind und, daraus folgend, die im Element 90 gespeicherte Energie klein ist im Vergleich mit der Ausgangsleistung. Das induktive Element 90 kann auch in den Sekundärkreis geschaltet werden in Serie mit der Sekundärwicklung oder als Ersatz für die Ausgangsdrossel.
  • Fig. 8 zeigt eine weitere Schaltung zur Verzögerung des Sekundärstromes. Der Kondensator 120 ist zwischen den Mittel- Angriff der Sekundärwicklung und die gemeinsame Kathode der Gleichrichter D&sub2; und D&sub3; geschaltet. Diese Verzögerungsschaltung arbeitet wie folgt: Im Augenblick, wo die Anodenspannung des Gleichrichters 50 abnimmt, hört die Schaltung auf zu leiten. Die Energie für die Ausgangsdrossel 52 (L&sub0;) wird durch den Kondensator 120 geliefert. Die Spannung über dem Element 120 beginnt gegen den Wert Null hin abzufallen, aber während der Uebergangszeit muss die Anodenspannung von D&sub2; höher sein, als die Spannung über dem Element 120, damit das Element 48 leitet. Daraus folgend verzögert das Element 120 das Einschalten des Gleichrichters 48. Diese Schaltungsweise ist auch für mittlere und hohe Ausgangsspannungen geeignet.
  • In Fig. 9 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt. Dieses ist abgeleitet von der in Fig. 1 gezeigten Schaltung, wobei der Durchflussteil der Sekundärwicklung weggelassen ist. Diese Schaltung arbeitet nur im Treiber-Modus. Die Verzögerungsschaltung 46 muss ebenfalls verhindern, dass das Element 48 (D&sub2;) während des Null-Ueberganges der Drainspannung des Elementes 30 in den EIN-Zustand übergeht. Diese Leistungsverarbeitungsmethode ist geeignet für mehrere Leistungsausgänge, wobei das Element 52 (L&sub0;) sowohl eine gekoppelte, als auch eine nicht gekoppelte Drossel sein kann.
  • Eine weitere Ausführungsform ist in Fig. 10 dargestellt. Sie ist von der Schaltung von Fig. 9 hergeleitet und stellt eine Sperrwandler-Schaltung dar, in welcher der Rückstell-Kondensator 38 (C&sub1;) und die Schaltelemente 34 und 32 eine wirksame "Snubber"-Schaltung darstellen, welche Schaltung die in der Leck-Induktivität des Transformators 60 enthaltene Energie zurückführt und ebenso die Null-Spannungs-Bedingungen für alle Primär-Schalt-Elemente herbeiführt. Bei richtiger Dimensionierung der Leck-Induktivität des Transformators 60 werden sog. weiche Abschaltbedingungen geschaffen, selbst für Sperrwandler-Dauerbetrieb.
  • Ein weiteres Ausführungsbeispiel zeigt Fig. 11. Hier ist die Sekundärwicklung mit Mittelabgiff ersetzt durch eine einzige Windung, und die Ausgangs-Gleichrichtung wird durch einen Brückengleichrichter vorgenommen. Diese Schaltung ist für hohe Ausgangsspannungen geeignet.
  • Fig. 12 zeigt ein Vorzugsausführungsbeispiel, in welchem die Stromverzögerung im Sekundärkreis durch Aufteilen der Ausgangsdrossel in zwei gekoppelte erreicht wird. Der Vorwärtsstrom wird trapezförmig geformt, was sowohl der Stromverzögerung im Sekundärkreis dient, als auch niedrige dI/dt-Werte durch die Ausgangsgleichrichter zur Folge hat, wodurch deren Erholungs-Umkehr-Verluste klein gehalten werden.
  • In Fig. 13 ist der Mittelabgriff eliminiert, dafür werden zwei Ausgangsdrosseln 144 (L&sub0;&sub1;) und 146 (L&sub0;&sub2;) eingesetzt. Das Weglassen des Mittelabgriffes führt zur besseren Nutzung der Ausgangswicklung. Diese Schaltung ist verwendbar und geeignet für integrierte magnetische Bauteile, wie in Fig. 22 vorgeschlagen. Die Dioden können durch Synchron-Gleichrichter ersetzt werden, wie in Fig. 23 gezeigt.
  • In den Fig. 15 bis 19 ist das Hauptschaltelement durch zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente ersetzt um die Spannungsbelastung des einzelnen Elementes zu reduzieren. Der Schaltungsaufbau der Sekundärkreise ist ähnlich wie jener, der bei der Verwendung lediglich eines Schaltelementes zur Anwendung kommt.
  • Fig. 20 stellt einen Durchflusswandler-Aufbau dar mit Energieübertragung durch die Leck-Induktivität. Der Strom durch D&sub0; hat demzufolge langsam ansteigende bzw. abfallende Flanken, womit der Hochfrequenz-Anteil des Ausgangsstromes reduziert wird. Dieser Aufbau ist vorzüglich geeignet für die in Fig. 21 gezeigte Ueberlagerungstechnik, in welcher jeder Leistungs-Zweig die Energie aufeinanderfolgend an die Last überträgt.
  • Fig. 22 zeigt eine technische Lösung des Schaltungsaufbaus von Fig. 13, in welchem die Sekundärwicklung auf eine einzige Windung reduziert ist und die Ausgangsdrosseln in die äusseren mit Mittelabzapfung versehenen Windungen verlegt sind.
  • Zahlreiche Aenderungen und Varianten können durch den Fachmann vorgenommen werden, ohne vom Erfindungsgedanken abzuweichen. So können beispielsweise jetzt bekannte oder auch später bekannt werdende Schaltelemente verwendet werden einschliesslich P- oder N-FET Leistungsschaltelemente. Solche können die Haupt- oder Hilfsschaltelemente ersetzen, wobei der Träger-Typ dieser Schalter untereinander ausgetauscht werden kann, und der Rückstell-Kondensator mit der positiven Seite der Quelle oder des Rückflusses verbunden werden kann.

Claims (17)

1. Einstufiger DC-DC-Durchflusswandler mit einem Rücksetzschalter und einer Ausgangswicklung, bestehend aus einer Gleichspannungsquelle (56), einem Transformator (60) mit Primärwicklung (40) und Sekundärwicklung (42), Hauptschaltmitteln (30) um die Quellenspannung wahlweise an die Primärwicklung (40) des Transformators (60) anzulegen, ferner bestehend aus Hilfsschaltmitteln (32) um wahlweise die Spannung an der Primärwicklung (40) auf den Wert Null zu bringen, wobei sowohl die Hauptschaltmittel (30) als auch die Hilfsschaltmittel (32) eine AUS-Periode und eine EIN-Periode aufweisen, und die Hilfsschaltmittel (32) während einer vorbestimmten Zeitspanne vor dem EINZustand der Hauptschaltmittel (30) nichtleitend sind, welche Zeitspanne ausreichend ist, um der Spannung an den Hauptschaltmitteln (30) den Abfall auf den Wert Null zu gestatten, währenddem die Hilfsschaltmittel (32) sperren bis die Hauptschaltmittel (30) durch ihre EIN-Periode und die halbe AUS-Periode gegangen sind, ferner ist ein Rückstell-Kondensator (36) vorhanden, welcher zwischen die Hilfsschaltmittel (32) und das Null-Potential der Gleichspannungsquelle (56) geschaltet ist; weiterhin sind dritte Schaltmittel (62, 63) vorgesehen, die in Serie geschaltet sind mit der Sekundärwicklung (42) des Transformators (60) und einerseits so lange sperren, wie die Spannung über den Hauptschaltmitteln (30) abfällt, anderseits leitend werden, wenn die Spannung über den Hauptschaltmitteln (30) im wesentlichen den Wert Null aufweist; weiterhin ist vorgesehen, eine erste Diode (48) in Serie mit den genannten dritten Schaltmitteln (62, 63) um deren Strom abzuleiten, eine zweite Diode (50), welche einerseits mit der ersten Diode (48) zusammengeschaltet ist, anderseits mit dem freien Ende der Sekundärwicklung (42) verbunden ist; ferner ist ein Steuerkreis (100, 101) vorhanden, um in selektiver Weise die Haupt-, Hilfs- und dritten Schaltmittel (30; 32; 62, 63) anzusteuern, mit dem Ziel Leistung durch die Beeinflussung des EIN/AUS- Verhältnisses mindestens der Haupt- und Hilfsschaltmittel (30, 32), wobei die Hauptschaltmittel (30) im wesentlichen beim Spannungswert Null geschaltet werden, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Transformator (60) eine Sekundärwicklung (42, 44) mit Mittelabgriff aufweist, die genannte zweite Diode (50) verbunden ist einerseits mit dem freien Ende der Sekundärwicklung (42, 44) mit Mittelabgriff anderseits einen gemeinsamen Anschluss mit der ersten genannten Diode (48) aufweist.
2. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Gleichrichtemittel und die dritten Schaltmittel gesteuerte Einwegschaltmittel (62) umfassen, welche in selektiver Weise durch die Steuermittel (101) angesteuert werden, so dass die gesteuerten Einwegschaltmittel (62) sperren, bis die Spannung über den Hauptschaltmitteln (30) den Wert Null erreicht, daraufhin leitend sind während der entsprechenden EIN-Zeit der genannten Hauptschaltmittel (30).
3. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Vielzahl von Sekundärwicklungen (42, 44) mit Mittelabgriff vorhanden ist.
4. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die dritten Schaltmittel (62, 63) durch eine in Sättigung arbeitende Drossel gebildet sind.
5. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die dritten Schaitmittel (62, 63) durch eine Spule (64) gebildet sind.
6. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die dritten Schaltmittel (62, 63) auf der Sekundärseite ersetzt sind durch eine direkte Verbindung und auf die Primärseite verschoben sind dergestalt, dass sie in Serie geschaltet sind mit der Primärwicklung (40) des Transformators (60).
7. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Last (52) und eine Lastspule (54) vorhanden sind, wobei das eine Ende der letzteren verbunden ist mit der gemeinsamen Verbindung der Gleichrichtemittel (48, 50), das andere Ende mit der genannten Last (52), deren anderes Ende verbunden ist mit dem gemeinsamen Anschluss der Sekundärwicklung (42, 43).
8. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die dritten Schaltmittel (62, 63) entfernt sind, dass zusätzlich eine Last (54) und zwei in Phase gekoppelte Spulen (128, 134) vorhanden sind, welch letztere einseitig zusammengeschlossen und mit der Last (54) verbunden sind, anderseitig verbunden sind mit den Kathoden der ersten und zweiten Gleichrichtemitteln (48, 50), ferner gekennzeichnet durch das Vorhandensein dritter Gleichrichtemittel (126), deren Kathode mit der Kathode der ersten Gleichrichtemittel (48) verbunden ist, und deren Anode mit dem gemeinsamen Anschluss der Sekundärwicklungen (42, 44) und dem freien Ende der genannten Last (54) verbunden ist.
9. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die dritten Schaltmittel (63) die Leck-Induktivität (90) zwischen Primärwicklung (40) und Sekundärwicklung (42, 44) des Transformators (60) bilden.
10. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
- eine einzelne Sekundärwicklung (138) vorhanden ist, welche in Serie geschaltet ist mit einem dritten Schaltmittel (63),
- ein erstes Gleichrichtemittel (48), vorhanden ist, welches verbunden ist mit dem freien Ende des genannten dritten Schaltmittels (63),
- ein zweites Gleichrichtemittel (50) vorhanden ist, das mit dem anderen Ende der einzelnen Sekundärwicklung (138) verbunden ist und mit dem anderen Ende des genannten zweiten Gleichrichtemittels (50) eine gemeinsame Verbindung mit den Kathoden oder Anoden der ersten Gleichrichtemitteln (48) bildet,
- zwei zusätzliche Induktivitäten (144, 146) und eine Last (54) vorhanden sind, wobei die genannten Induktivitäten in Serie geschaltet sind und mit den nicht gemeinsamen Enden mit den Enden der genannten einzelnen Sekundärwicklung (138) verbunden sind, während die gemeinsamen Enden mit der genannten Last (54) verbunden sind, deren anderes Ende mit der Null-Seite des Gleichrichtemittels (50) verbunden ist.
11. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei zusätzlichen Induktivitäten (144, 146) an den äusseren Zweigen des Kerns (58) des Transformators angeordnet sind.
12. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Gleichrichtemittel (48, 50) gesteuerte Gleichrichtemittel (182, 184) sind.
13. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 6 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Steuermittel (100) vorhanden ist, welches die Eingangsspannung, den Eingangsstrom und die Eingangsspannung misst, wobei die genannten Steuermittel über der Last (54) eine konstante Spannung aufrecht erhält und den Eingangsstrom zwingt, ein vorgegebenes Zeitprofil einzuhalten durch Veränderung der EIN-Periode des Hauptschaltmittels (30).
14. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Gleichrichtemittel (48, 50) ersetzt sind durch einen Vollweggleichrichter (124), bei welchem ein Wechselspannungseingang mit dem freien Ende der einzelnen Sekundärwicklung (138), der andere Wechselspannungseingang mit dem freien Ende des dritten Schaltmittels (63) verbunden ist.
15. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine Ausgangsdrossel vorhanden ist, deren eines Ende mit dem Plus-Pol des genannten Vollweggleichrichters (124) verbunden ist, und eine Last (54) vorhanden ist, die zwischen die genannte Drossel und den Minus- Pol des Vollweggleichrichters (124) geschaltet ist.
16. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Steuermittel (100) vorhanden sind, welche die Spannung über den Hauptschaltmitteln (30) messen und beim Spannungswert Null die genannten Hauptschaltmittel (30) einschalten.
17. DC-DC-Wandler nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
- zweite Hauptschaltmittel (152) vorhanden sind, welche zwischen die Spannungsquelle (56) und jenem Ende der Primärwicklung (40) eingeschaltet sind, welches nicht mit den ersten Hauptschaltmitteln (30) verbunden sind,
- ein Rückstell-Kondensator (38) vorhanden ist, welcher mit den Hilfsschaltmitteln (32) derart verbunden ist, dass die antiparallele Diode (34) mit dem anderen Ende der Primärwicklung in Serie mit dem Rückstell-Kondensator (38) verbunden ist.
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