JPH11127575A - 低廉で効率の高い電力変換器 - Google Patents

低廉で効率の高い電力変換器

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JPH11127575A
JPH11127575A JP10066120A JP6612098A JPH11127575A JP H11127575 A JPH11127575 A JP H11127575A JP 10066120 A JP10066120 A JP 10066120A JP 6612098 A JP6612098 A JP 6612098A JP H11127575 A JPH11127575 A JP H11127575A
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winding
capacitor
circuit
voltage
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Franki Ngai Kit Poon
ガイ キト プン フランキ
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】スイッチモード電力変換器の切換過渡期間にお
ける電流電圧の重なりを減らして切換に伴う電力損失を
最小にし、それによって熱の発生を抑えて電源回路の小
型化を可能にする。 【解決方法】補助スイッチと、コンデンサと、補助巻線
とインダクタとを用いた零電圧切換（ＺＶＳ）により効
率を高めたスイッチモード電力変換器を提供する。この
手法は昇圧電力変換器、バック昇圧電力変換器、バック
電力変換器、分離順方向電力変換器、または分離フライ
バック電力変換器に適用できる。補助スイッチを主パワ
ースイッチのオンへの切換の前にオンにし、インダクタ
付勢用の電圧をコンデンサから供給し補助巻線に電流を
流す。この電流を変成器主巻線に流し、主スイッチのオ
ンへの切換え前に主パワースイッチの端子間容量の電荷
を零ボルトまで放電させる。これによってＺＶＳが実現
し、主パワースイッチの切換損を大幅に減らす。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチモード電
力変換器に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】エレクトロニクス業界
は電子装置用電源の大きさと重量の削減に努めてきた。
電源の大きさの減縮すなわち電力密度の増大を妨げる主
な要素は電源の発生する熱である。電源部品のヒートシ
ンクの寸法を大きくすれば放熱の問題は緩和されるが、
電力変換器の物理的寸法が限られているので上記ヒート
シンクの面積も必然的に制限される。電源部品からの熱
の発生が少ない場合はより小さいヒートシンクの利用が
可能になる。熱の発生の抑制は効率を上げることによっ
て達成できる。
【０００３】スイッチモード電力変換器の電子スイッチ
には二種類の電力損失が関連している。その一つはスイ
ッチがオンの状態におけるそのスイッチの抵抗値で定ま
る伝導損である。もう一つは切換過渡期間（すなわち、
スイッチのオンオフ期間）における電圧電流の重なりに
起因する切換損である。伝導損はオン抵抗の小さいスイ
ッチの選択によって削減できる。しかし、低抵抗ＭＯＳ
ＦＥＴなど大抵の低抵抗電子スイッチはスイッチ端子間
に大きい浮遊容量を有する。その容量による電荷がスイ
ッチ抵抗に放電する切換過渡期間に切換損が大きくな
る。この欠点を除去する通常の手法は零電圧切換法（Ｚ
ＶＳ）である。
【０００４】図１は従来技術によるＺＶＳ回路の概略図
である。二つのスイッチ１，２は交互にオンになるよう
に設計してある（スイッチ１および２を同時にオンにす
ることはできない。同時にオンにすると、コンデンサ６
が入力電圧源２０の両端子に直接に短絡接続されるから
である）。スイッチ１がオンの場合は、電流は入力電圧
源２０から変圧器３０の巻線７を経由してスイッチ１を
流れ、それによって変圧器３０の巻線８からフィルタ回
路２６経由で負荷２４に電力を供給する。
【０００５】スイッチ１が閉じている場合は巻線７の両
端に電圧Ｖｉｎが印加される。変圧器３０は誘導性であ
るのでスイッチ１が開いたとき巻線７を流れている電流
は瞬間的に変化することはできず、ダイオード３および
コンデンサ６を含むループを流れる。ダイオード３を電
流が流れている期間にスイッチ２が閉じる。ダイオード
３が導通状態でスイッチ２が閉じている期間にコンデン
サ６が巻線７の両端子に接続される。
【０００６】コンデンサ６はほぼ一定のリセット電圧を
変圧器３０に供給し、この変換器３０の飽和を防止す
る。スイッチ２がオンになったあとコンデンサ６の端子
電圧により巻線７にＡの向き電流が流れる。次にスイッ
チ２はオフとなり、巻線７に蓄えられたエネルギーによ
り電流の経路が変わりコンデンサ５が放電する（コンデ
ンサ５はスイッチ１の端子に伴う寄生容量である）。コ
ンデンサ５からの放電エネルギーは電圧源２０に戻され
る。コンデンサ５の放電完了のあと電流がダイオード４
を流れ、スイッチ１の端子間電圧がほぼ零ボルトにな
る。次に、スイッチ１はＺＶＳ状態でオンになる。この
回路に関するより詳細な説明はジタル（Jitaru）名義の
米国特許第５，１２６，９３１号に記載してある。
【０００７】図１の回路でＺＶＳ状態を満たすには、
（ａ）スイッチ２の開く時点とスイッチ１の閉じる時点
との間の遅延が十分でなければならないほか、（ｂ）コ
ンデンサ５を放電させる巻線７の蓄積エネルギーが十分
でなければならない。これらの制約のために、上記回路
の実際の設計は困難である。したがって、制約条件がよ
り少なく単純で効率の高い回路が必要である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明によるスイッチ
モード電力変換器用の回路は、補助スイッチ、コンデン
サ、補助巻線およびインダクタを用いることにより高い
効率と零ボルト切換とを達成する。この回路は昇圧変換
器、バック昇圧変換器、バック変換器、分離順方向変換
器、分離フライバック変換器などに応用できる。制御回
路で上記補助スイッチを主パワースイッチの前にオンに
し、上記コンデンサから上記インダクタ付勢用の電圧を
供給し、電流が上記補助巻線を流れるようにする。この
電流で主巻線に電流を誘起し、主パワースイッチの端子
間容量の電荷を放電させて、主パワースイッチのオン状
態への移行の前にほぼ零ボルトにする。このようにして
ＺＶＳを達成し主パワースイッチの両端子間の切換損を
大幅に削減できる。
【０００９】
【発明の実施の形態】この発明によるスイッチモード変
換器はインダクタ、コンデンサ、スイッチおよびスイッ
チモード磁性素子の組合せを用いる。電子回路理論から
明らかなとおり、コンデンサとインダクタとは、例えば
図２Ａのコンデンサ１０６からコンデンサ１０５へのエ
ネルギー交換などのようにコンデンサ相互間のエネルギ
ー交換のための無損失経路を構成する。しかし、スイッ
チング変換器は、主パワースイッチがオンになる際にそ
の主パワースイッチおよび入力電圧源と直列接続になる
少なくとも一つの磁気素子を備えなければならない。も
っとも基本的なスイッチモード電力変換器、すなわちバ
ック変換器、昇圧変換器およびバック昇圧変換器はすべ
てそのような磁気素子を備える。
【００１０】次に述べるこの発明の実施例において、コ
ンデンサ（１０６、２０６、３０６、４０６または５０
６）は電流がインダクタ（１１２、２１２、３１２、４
１２または５１２）および補助巻線（１０８、２０８、
３０８、４０８または５０８）を流れるようにするため
に用い、その電流が主巻線（１０７、２０７、３０７、
４０７または５０７）で変換されて主スイッチ（１０
１、２０１、３０１、４０１または５０１）の両端子間
の容量の蓄積電荷を放電させ、それによって主スイッチ
のオン切換前の主スイッチの両端子間電圧を削減する。
【００１１】図２Ａは昇圧変換器１００の概略図であ
る。使用の際は入力電圧Ｖｉを電源１２０から端子１０
０ａおよび１００ｂに加える。主パワースイッチ１０１
を周期的にオンにする。主スイッチ１０１がオンである
期間には電流は巻線１０７およびスイッチ１０１を通じ
て流れる。巻線１０７は誘導性であるので巻線１０７を
流れる電流は直線的に立ち上がり、そのエネルギーは巻
線１０７に蓄えられる。
【００１２】スイッチ１０１が開くと、電流が巻線１０
７およびダイオード１０９を通じて負荷１２４に流れ
る。このようにして、巻線１０７に蓄えられていたエネ
ルギーが負荷１２４に供給される。その後スイッチ１０
１が閉じて巻線１０７にエネルギーが再び蓄えられ得る
状態になる。
【００１３】上述のとおり、コンデンサ１０５として示
した寄生容量がスイッチ１０１の両端子間に存在する。
巻線１０８、インダクタ１１２、スイッチ１０２、ダイ
オード１０３およびコンデンサ１０６を含む回路はスイ
ッチ１０１がオンになる前に寄生容量１０５の電荷を放
電し、それによって切換損を最小にする。
【００１４】スイッチ１０１の両端子間の電圧Ｖｓは入
力電圧Ｖｉおよび巻線１０７の端子電圧Ｖｗから式
（１）により算出できる。
【００１５】Ｖｓ＝Ｖｉ−Ｖｗ （１） 式（１）は、与えられた入力電圧Ｖｉに対して、主パワ
ースイッチ１０１の両端子間の電圧Ｖｓは巻線１０７の
両端子間の電圧Ｖｗで定まることを示している。電圧Ｖ
ｗが増加すると電圧Ｖｓが減少し、それによってスイッ
チ１０１の切換過渡期間中の電圧を削減し、電力損失を
削減する。変換器１００の設計を電圧Ｖｗが電圧Ｖｉ以
上になるように行うことによって、主パワースイッチ１
０１の両端子間の電圧を零ボルトにすることができる。
【００１６】上述のとおり、巻線１０７の両端子間の電
圧Ｖｗの上昇は、インダクタ１１２、補助スイッチ１０
２およびコンデンサ１０６と直列接続した補助巻線１０
８を用いて達成する。巻線１０７および１０８は磁気的
に互いに結合されて変成器１２８を形成する。補助スイ
ッチ１０２と並列にダイオード１０３を接続して、補助
巻線１０８からコンデンサ１０６へのエネルギーの回収
に用いる。ダイオード１０３はＭＯＳＦＥＴスイッチ１
０２の真性ダイオードで構成してもよく、またスイッチ
１０２の両端子と並列に接続した個別ダイオードでもよ
い。
【００１７】補助スイッチ１０２は主パワースイッチ１
０１がオンになる直前に制御回路１３６によってオンに
する。インダクタ１１２はコンデンサ１０６から巻線１
０７、１０８経由で放電用コンデンサ１０５にエネルギ
ーを伝達する無損失の経路を提供する。また、インダク
タ１１２はスイッチ１０２のオン時に零電流切換特性を
もたらす。すなわち、補助切換スイッチ１０２がオンに
なると、インダクタ１１２はスイッチ１０２経由の電流
が生じないようにする。次に、スイッチ１０２およびイ
ンダクタ１１２経由の電流は零から立ち上がる（インダ
クタ１１２のインダクタンスは、スイッチ１０２がオン
になる前にインダクタ経由電流が零になるようにその値
を定める）。したがって、スイッチ１０２をオンにする
ことに伴うエネルギー損失はほとんどない。
【００１８】また、スイッチ１０２のオンへの切換に伴
うエネルギー損失は、巻線１０８の巻数が巻線１０７の
巻数よりも通常小さく、したがってスイッチ１０２の両
端子間の電圧が巻線１０８の巻数がより大きい場合に比
べて小さいので最小になる。
【００１９】図３はスイッチ１０１および１０２のオン
状態のタイミング、およびそれに対応する電圧波形、電
流波形を示す。波形Ｗ−１１はスイッチ１０２のオン状
態（および後述の図２Ｂおよび図２Ｃの実施例の場合の
スイッチ２０２および３０２のオン状態）を示し、波形
Ｗ−１２はスイッチ１０１のオン状態（および後述のス
イッチ２０１および３０１のオン状態）を示し、波形Ｗ
−１３は補助巻線１０８（および補助巻線２０８および
３０８）を流れる電流を示し、波形Ｗ−１４はスイッチ
１０１（およびスイッチ２０１および３０１）の両端子
間の電圧を示し、波形Ｗ−１５は巻線１０８（および巻
線２０８および３０８）の両端子間の電圧を示す。
【００２０】スイッチ１０２がオンのとき、コンデンサ
１０６の端子電圧はインダクタ１１２および補助巻線１
０８を通じてＢの向きに電流を生じさせる。巻線１０７
に電流が流れている場合は（例えばＣの向きに）、補助
巻線１０８のアンペアターンは巻線１０７のアンペアタ
ーンに等しくなるほどに増加する。これによって、変成
器１２８の磁気素子がリセットされ、ダイオード１０９
がオフになる。この状態の期間を図３にｔ1として示
す。この期間ｔ1の間は主パワースイッチ１０１の端子
電圧Ｖｓおよび巻線１０７の端子電圧Ｖｗは変化しな
い。巻線１０７の端子電圧は式１による極性逆転にした
がって負電圧となる。
【００２１】期間ｔ1の終わりには変成器１２８の磁性
素子は補助巻線１０８を流れる電流によりリセットさ
れ、巻線１０７の端子電圧の極性逆転が始まる。巻線１
０７の端子電圧のこの変動は容量１０５およびインダク
タ１１２で定まる周波数で共振する。巻線１０７の端子
電圧の最大値Ｖｗは次の式で定まる。
【００２２】 ここでＶｚはコンデンサ１０６の端子電圧を表し、Ｎｌ
は巻線１０７の巻数を表し、Ｎｚは巻線１０８の巻数を
表し、Ｌｚはインダクタ１１２のインダクタンスを表
し、Ｌｍは巻線１０８の磁化インダクタンスを表す。コ
ンデンサ１０６の容量は一つの切換サイクル全体を通じ
てほぼ一定の電圧を維持するのに十分に大きい値とす
る。巻線１０７対巻線１０８の巻数比およびインダクタ
ンスＬｚを選ぶことによって、主パワースイッチ１０１
のオンへの切換え前の同スイッチ端子電圧零ボルトの状
態を達成できる。
【００２３】期間ｔ1の終わりと主パワースイッチ１０
１のオンへの切換え時点との間の期間をｔ2として図３
に示す。この期間ｔ2の間に主パワースイッチ１０１の
端子電圧Ｖｓは共振し、この共振電圧の電圧最低点近傍
でスイッチ１０１をオンにするのが望ましい。
【００２４】電圧Ｖｗが入力電圧Ｖｉよりも大きい最大
値をもつように変換器１００を設計することができる。
その場合は、スイッチ１０１の端子電圧は負極性とな
り、ダイオード１０４により約−0.7ボルトにクランプ
される。主パワースイッチ１０１はスイッチ１０１の端
子電圧が−0.7ボルトに達したあとオンになり、零ボル
ト切換えを達成できる。なお、スイッチ１０１がオンに
なる前にその端子電圧を強制的に−0.7Ｖに下げる必要
はない。切換過渡状態の前のスイッチ１０１端子電圧の
低下はそのスイッチの損失を減少させる。
【００２５】切換損の削減は期間ｔ2の間に得られる。
期間ｔ3、ｔ4およびｔ5の間にはインダクタ１１２を流
れる電流は減少し、コンデンサ１０６にエネルギーを回
収するように流れる向きが反転する。期間ｔ3には主パ
ワースイッチ１０１がオンになり、巻線１０７（および
１０８）の端子電圧は入力電圧Ｖｉで定まる。コンデン
サ１０６からの部分的放電によって、巻線１０８の端子
電圧はコンデンサ１０６の電圧よりも高くなり、インダ
クタ１１２を流れる電流は漸減して零になる。
【００２６】期間ｔ4にはインダクタ１１２を流れる電
流は逆極性となり、エネルギーは巻線１０７から１０８
へ伝達され始めてコンデンサ１０６を再び充電する。補
助スイッチ１０２は、ダイオード１０３がコンデンサ１
０６への反転電流のための経路を形成するので、期間ｔ
4の間にオフにできる。期間ｔ5の初めには主パワースイ
ッチ１０１はオフになり巻線１０７および１０８の端子
電圧は逆極性になる。これによってインダクタ１１２に
かかる電圧は極性逆転し、インダクタ１１２を流れる電
流は急速に減少して零になる。この段階ではダイオード
１０３は非導通状態になりインダクタ１１２を流れる電
流は補助スイッチ１０２が再びオンになるまで零に留ま
る。
【００２７】図２Ｂはバック変換器の概略図を示す。図
２Ｂにおいて、主パワースイッチ２０１がオンになる
と、入力電圧源２２０からスイッチ２０１および誘導性
巻線２０７経由で負荷２２４に電流が流れる。この期間
には誘導性エネルギーが巻線２０７に蓄えられる。スイ
ッチ２０１が開くと、巻線２０７、負荷２２４およびダ
イオード２０９を含むループ経由で電流が流れ、巻線２
０７から負荷２２４にエネルギーを伝達する。次に、主
パワースイッチ２０１を再びオンにする。スイッチ２０
１をオンにする際の切換損を最小に抑えるために、巻線
２０８、インダクタ２１２、スイッチ２０２およびコン
デンサ２０６を含む回路をスイッチ２０１のオンへの切
換前の寄生容量２０５の電荷放電のために用いる。
【００２８】スイッチ２０１の端子電圧Ｖｓは入力電圧
Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ、および巻線２０７の端子電圧Ｖｗ
から次式（３）により得られる。
【００２９】Ｖｓ＝Ｖｉ−Ｖｗ−Ｖｏ （３） 式（３）は、入力電圧Ｖｉおよび出力電圧Ｖｏが与えら
れると、主パワースイッチ２０１の端子電圧Ｖｓは巻線
２０７の端子電圧Ｖｗで定まることを示す。巻線２０７
の端子電圧Ｖｗが上がると切換過渡期間中のスイッチ２
０１の端子電圧Ｖｓが低下するとともに電力損失が減少
する。
【００３０】上述のとおり、巻線２０７の端子電圧Ｖｗ
を高めることは、インダクタ２１２、補助スイッチ２０
２およびコンデンサ２０６と直列接続した補助巻線２０
８によって達成する。巻線２０７および２０８は磁気的
に互いに結合されており変成器２２８を形成する。補助
スイッチ２０２と並列にダイオード２０３が接続してあ
り、補助巻線２０８からのエネルギーをコンデンサ２０
６に回収する作用をする。ダイオード２０３はＭＯＳＦ
ＥＴスイッチ２０２の真性ダイオードで構成してもよ
く、またスイッチ２０２と並列に接続した個別ダイオー
ドで構成してもよい。
【００３１】補助スイッチ２０２は主パワースイッチ２
０１のオンへの切換の直前にオンにする。インダクタ２
１２はコンデンサ２０６から放電用コンデンサ２０５へ
のエネルギー伝達のための無損失経路を提供する。ま
た、このインダクタ２１２はスイッチ２０２がオンにな
ると零電流切換特性を提供する。図３はスイッチ２０１
および２０２のオン状態のタイミングおよび互いに対応
する電圧電流波形を示す。
【００３２】スイッチ２０２がオンになると、コンデン
サ２０６の端子電圧によってインダクタ２１２および補
助巻線２０８に電流が流れる。巻線２０７に電流が流れ
ている場合は補助巻線１０８のアンペアターンが巻線２
０７のアンペアターンと等しくなるほどに増加し、変成
器２２８の磁性素子をリセットしダイオード２０９をオ
フにする。この状態にあたる期間を図３にはｔ1で表示
してある。この期間ｔ1の間は主パワースイッチ２０１
の端子電圧Ｖｓおよび巻線２０７の端子電圧Ｖｗは変わ
らない。巻線２０７の端子電圧Ｖｗは式（３）の定義す
る極性に従うと負極性を備える。
【００３３】期間ｔ1の終わりには変成器２２８の磁性
素子は補助巻線２０８を流れる電流によりリセットさ
れ、巻線２０７の端子電圧Ｖｗは極性逆転し始める。こ
の電圧変化は主パワースイッチ２０１の端子間容量２０
５およびインダクタ２１２で定まる周波数で共振する。
巻線２０７の端子間に得られる電圧の最大値Ｖｍは次式
（４）で与えられる。
【００３４】 Ｖｍ＝２Ｖｚ（Ｎｌ／Ｎｚ）｛Ｌｍ／（Ｌｍ＋Ｌｚ）｝ （４） ここで、Ｖｚはコンデンサ２０６の端子電圧であり、Ｎ
ｌは巻線２０７の巻線数であり、Ｎｚは巻線２０８の巻
数であり、Ｌｚはインダクタ２１２のインダクタンスで
あり、Ｌｍは巻線２０８の磁化インダクタンスである。
コンデンサ２０６の容量は切換えの１サイクル全体にわ
たってほぼ一定の電圧を維持するのに十分な大きさとす
る。巻線２０７対巻線２０８の巻数比およびＬｚの値を
適切に選ぶことにより、スイッチ２０１のオンへの切換
前に主スイッチ２０１端子間に零電圧状態を実現でき
る。
【００３５】期間ｔ1の終わりから主パワースイッチ２
０１のオンへの切換までの期間を図３に示すとおりｔ2
とする。この期間ｔ2の間に主パワースイッチ２０１の
端子間の電圧が共振し、したがってスイッチ２０１のオ
ンへの切換をこの共振電圧波形の最小電圧点近傍で行う
のが望ましい。
【００３６】電圧Ｖｗが電源電圧Ｖｉよりも大きい最大
値をもつように変換器２００を設計することは可能であ
る。その場合はスイッチ２０１の端子電圧Ｖｓは負電圧
となり、ダイオード２０４によって約−0.7ボルトにク
ランプされる。主パワースイッチ２０１はその状態への
到達後オンになるように制御でき、その結果零電圧切換
が達成できる。なお、スイッチ２０１のオンへの切換前
にスイッチ２０１の端子電圧を−0.7Ｖに低下させる必
要はない。切換過渡期間前にスイッチ２０１の端子電圧
を大幅に下げればスイッチ２０１における損失は減らす
ことができる。
【００３７】切換後の減少は期間ｔ2の間に達成する。
期間ｔ3、ｔ4およびｔ5の間はインダクタ２１２を流れ
る電流は減少し、コンデンサ２０６へのエネルギーの回
収のために向きが逆転する。この期間ｔ3の間には主パ
ワースイッチ２０１はオンになり、巻線２０７および２
０８の端子電圧は入力電圧Ｖｉで定まる。コンデンサ２
０６の部分的放電によって、巻線２０８の端子電圧はコ
ンデンサ２０６の端子電圧よりも高くなり、インダクタ
２１２を流れる電流は零に漸減する。
【００３８】期間ｔ4にはインダクタ２１２を流れる電
流は逆向きになり、エネルギーは巻線２０７から２０８
に伝達されてコンデンサ２０６を再充電する。この期間
ｔ4にはダイオード２０３がコンデンサ２０６への逆向
き電流経路を形成するので補助スイッチ２０２をオフに
できる。期間ｔ5の初めには主パワースイッチ２０１は
オフになり巻線２０７および２０８の端子電圧は逆極性
になる。それに伴ってインダクタ２１２の端子電圧も極
性が逆になりこのインダクタ２１２を流れる電流を急速
に零にする。この状態ではダイオード２０３は非導通と
なり、インダクタ２１２を流れる電流は補助スイッチ２
０２が再びオンになるまで零になる。
【００３９】図２Ｃはバック昇圧変換器の概略図であ
る。図２Ｃにおいて、主パワースイッチがオンの場合は
電流が入力電圧源３２０から主パワースイッチ３０１お
よび誘導性巻線３０７経由で流れ、誘導性巻線３０７に
エネルギーを蓄積する。スイッチ３０１が開くと、電流
は巻線３０７、負荷３２４およびダイオード３０９を通
じて流れ、巻線３０７から３２４にエネルギーを伝達す
る。その後主パワースイッチ３０１を再びオンにする。
スイッチ３０１のオン切換時の切換損を最小にするため
に、巻線３０８、スイッチ３０２、インダクタ３１２お
よびコンデンサ３０６を含む回路を用いてスイッチ３０
１のオンへの切換前に容量３０５を放電させる。スイッ
チ３０１の端子電圧Ｖｓは入力電圧Ｖｉおよび巻線３０
７の端子電圧Ｖｗから次式により得られる。
【００４０】Ｖｓ＝Ｖｉ−Ｖｗ （５） 式（５）は、入力電圧Ｖｉが与えられると、主パワース
イッチ３０１の端子電圧Ｖｓは巻線３０７の端子電圧Ｖ
ｗで定まることを示す。電圧Ｖｗが増加すると電圧Ｖｓ
が下がり、切換過渡期間におけるスイッチ３０１の端子
電圧が下がるとともに電力損が減少する。電圧Ｖｗが電
圧Ｖｉ以上になるように変換器３００を設計することに
よって、主パワースイッチ３０１の零電圧切換が実現で
きる。
【００４１】上述のとおり、巻線３０７の端子電圧Ｖｗ
を上げることは、インダクタ３１２、補助スイッチ３０
２およびコンデンサ３０６と直列に接続した補助巻線３
０８によって達成する。巻線３０７および巻線３０８は
磁気的に互いに結合されて変成器３２８を形成する。ダ
イオード３０３は補助スイッチ３０２と並列接続され、
補助巻線３０８からコンデンサ３０６へのエネルギーの
回収の作用をする。ダイオード３０３はＭＯＳＦＥＴス
イッチ３０２の真性ダイオードで構成してもよく、スイ
ッチ３０２と並列接続した個別ダイオードで構成しても
よい。
【００４２】補助スイッチ３０２は主パワースイッチ３
０１がオンになる直前にオンになる。インダクタ３１２
はコンデンサ３０６から放電コンデンサ３０５へのエネ
ルギー伝達のための無損失経路を構成する。また、イン
ダクタ３１２はスイッチ３０２がオンになる際に零電流
切換特性を提供する。図３はスイッチのタイミングおよ
び対応の電圧電流波形を示す。
【００４３】スイッチ３０２がオンになると、コンデン
サ３０６の端子電圧によってインダクタ３１２および補
助巻線３０８に電流が流れる。巻線３０７に電流が流れ
ている場合は補助巻線３０８のアンペアターンは増加し
て巻線３０７のアンペアターンと等しくなり、これによ
って変成器３２８がリセットされ、ダイオード３０９が
オフになる。この状態にある期間を図３ではｔ1で示し
てある。この期間ｔ1の間は主パワースイッチ３０１の
端子電圧および巻線３０７の端子電圧Ｖｗは変化しな
い。巻線３０７の端子電圧Ｖｗは式（５）の与える極性
により負極性となる。
【００４４】期間ｔ1の終わりには変成器３１２の磁気
素子は補助巻線３０８を流れる電流によってリセットさ
れており、巻線３０７の端子電圧は逆極性になり始め
る。この電圧変化が主パワースイッチ３０１の端子間容
量３０５とインダクタ３１２とで定まる周波数で共振す
る。巻線３０７の端子間に得られる電圧の最大値Ｖｍは
次の式で与えられる。
【００４５】 ここで、Ｖｚはコンデンサ３０６の端子電圧、Ｎｌは巻
線３０７の巻数、Ｎｚは補助巻線３０８の巻数、Ｌｚは
インダクタ３１２のインダクタンス、Ｌｍは補助巻線３
０８の磁化インダクタンスである。コンデンサ３０６の
容量はスイッチング１サイクルの期間を通じて電圧をほ
ぼ一定に維持するのに十分に大きい値とする。巻線３０
７対巻線３０８の巻数比およびＬｚを適当に選ぶことに
よって、主パワースイッチ３０１の端子間にオンへの切
換前の零電圧状態を実現する。
【００４６】期間ｔ1の終わりと主パワースイッチ３０
１のオンへの切換との間の期間を図３にはｔ2で示して
ある。この期間ｔ2の間には主パワースイッチ３０１の
端子電圧は共振し、したがってスイッチ３０１を共振電
圧波形の最小電圧点近傍でオンにするのが望ましい。
【００４７】電圧Ｖｗが供給電圧Ｖｉよりも大きい最大
値をもつように変換器３００を設計することができる。
その場合、スイッチ３０１の端子電圧は逆極性となり、
ダイオード３０４によって約−0.7ボルトにクランプさ
れる。主パワースイッチ３０１はこの状態のあとでオン
にすることができ、したがって零電圧切換を達成でき
る。なお、スイッチ３０１の端子電圧をそのスイッチ３
０１のオンへの切換前に−0.7ボルトに強制的に下げる
必要はない。スイッチ３０１の端子電圧を切換過渡期間
前に大幅に低下させればそのスイッチに起因する損失を
減らすことができる。
【００４８】切換損の緩和は期間ｔ2の間に達成され
る。期間ｔ3、ｔ4およびｔ5の間にはインダクタ３１２
を流れる電流はエネルギーをコンデンサ３０６に戻すた
めに減少し極性逆転する。期間ｔ3の間には主パワース
イッチ３０１はオンになり、巻線３０７および３０８の
端子電圧は入力電圧Ｖｉで定まる。コンデンサ３０６か
らの部分的放電によって、巻線３０８の端子電圧はコン
デンサ３０６の端子電圧よりも大きくなり、したがって
インダクタ３１２を流れる電流は零に向かって漸減す
る。
【００４９】期間ｔ4の間にはインダクタ３１２を流れ
る電流は逆極性となり、エネルギーは巻線３０７から３
０８に伝達され初めてコンデンサ３０６を再充電する。
補助スイッチ３０２は期間ｔ4の間にダイオード３０３
がコンデンサ３０６への逆極性電流経路を形成するに伴
いオフになり得る。期間ｔ5の初めには主パワースイッ
チ３０１はオフになり巻線３０７および３０８の端子電
圧は逆極性になる。これによってインダクタ３１２の端
子電圧が逆極性となり、インダクタ３１２を流れる電流
が急減して零になる。この状態でダイオード３０３は非
導通となりインダクタ３１２の電流は補助スイッチ３０
２が再びオンになるまで零になる。
【００５０】図２Ａ、２Ｂおよび２Ｃの回路はコンデン
サ（１０６、２０６または３０６）の端子電圧を用いて
インダクタ（１１２、２１２または３１２）および補助
巻線（１０８、２０８または３０８）に電流を流し、そ
の電流を主巻線（１０７、２０７または３０７）で変成
して主スイッチ（１０１、２０１または３０１）の端子
間容量の電荷を放電させる。これによって、この発明の
主目的である主スイッチの切換損を減らしている。
【００５１】切換過渡期間にコンデンサ（１０６、２０
６または３０６）からエネルギーが送出されるので次の
切換サイクルへのエネルギーの供給のためにコンデンサ
は再充電しなければならない。再充電エネルギーは主ス
イッチがオンの期間中に補助巻線から供給されてインダ
クタ（１１２、２１２または３１２）およびダイオード
（１０３、２０３または３０３）を流れる。
【００５２】主スイッチの端子間容量の電荷の放電およ
び零電圧達成のための上述の方法は従来技術のＺＶＳ回
路とは異なる。従来技術による回路ではＺＶＳのための
エネルギーはインダクタに蓄積され、補助スイッチがオ
フになった際にＺＶＳが始動する。この出願の発明では
ＺＶＳのためのエネルギーはコンデンサに蓄積され、Ｚ
ＶＳは補助スイッチがオンになったときに始動する。ま
た、この出願の発明では補助スイッチがオンになってい
る期間は主スイッチがオンになっている期間と重なるこ
とができ、それだけ設計が容易になる。
【００５３】主パワースイッチの端子間の上記寄生容量
の電荷の放電は上記以外の形式のスイッチング電力変換
器でも達成できる。図４Ａおよび４Ｂはこの寄生容量電
荷の放電を伴う分離フライバック順方向変換器を示す。
これら変換器は上記利点のほかに次に述べるとおり追加
の利点を備える。
【００５４】図４Ａは分離フライバック電力変換器の概
略図を示す。図４Ａにおいて主パワースイッチ４０１が
オンのときは電流は入力電圧源４２０から巻線４０７お
よびスイッチ２０１経由で流れ、それによって誘導性エ
ネルギーがフライバック変成器４２８に蓄積される。ス
イッチ２０１が開くと、それまで変成器４２８に蓄積さ
れていたエネルギーが巻線４１５およびダイオード４０
９経由で負荷４２４に伝達される。そのあとスイッチ２
０１はオンになりエネルギーを変成器４２８に蓄積す
る。
【００５５】コンデンサ４０５として示した寄生容量が
スイッチ４０１の両端子間に存在する。巻線４０８、コ
ンデンサ４０６、インダクタ４１２およびスイッチ４０
２を含む回路はスイッチ４０１がオンになる前にコンデ
ンサ４０５を放電させ、切換損を最小にする。スイッチ
４０１の端子間の電圧Ｖｓは入力電圧Ｖｉおよび巻線４
０７の端子電圧Ｖｗから次の式により算出できる。
【００５６】Ｖｓ＝Ｖｉ−Ｖｗ （７） 式（７）は、入力電圧Ｖｉが与えられると、主パワース
イッチ４０１の端子間電圧Ｖｓは巻線４０７の端子電圧
Ｖｗで定まることを示している。電圧Ｖｗを上げると電
圧Ｖｓは低下し、したがって切換過渡期間の電圧が低下
し電力損が減少する。電圧Ｖｗが電圧Ｖｉ以上になるよ
うに変換器４００を設計することによって、主パワース
イッチ４０１の端子間電圧を零ボルトにできる。
【００５７】上述のとおり、巻線４０７の端子電圧の上
昇は、インダクタ４１２、補助スイッチ４０２およびコ
ンデンサ４０６と直列接続の補助巻線４０８を用いて達
成できる。巻線４０７、４０８および二次巻線４１５は
変成器４２８の一部として電磁気的に互いに結合されて
いる。補助スイッチ４０２と直列接続されているダイオ
ード４１３は補助巻線４０８からスイッチ４０２の真性
ダイオードを通る逆電流を防止する。エネルギーは、変
成器４２８の一次巻線４０７に接続したダイオード４０
３経由でコンデンサ４０６に回収される。
【００５８】補助スイッチ４０２は主パワースイッチ４
０１がオンになる直前にオンになる。インダクタ４１２
はコンデンサ４０６から放電用コンデンサ４０５へのエ
ネルギー伝達に無損失経路を提供し、ダイオード４１４
はスイッチ４０２のオフへの切換後の放電用インダクタ
４１２への経路を提供する。
【００５９】図５はスイッチのオン状態のタイミングお
よび対応の電圧電流波形を示す。波形Ｗ−２１はスイッ
チ４０２（図４Ｂの実施例におけるスイッチ５０２）の
オン状態の期間を示し、波形Ｗ−２２はスイッチ４０１
（および５０１）のオン状態を示し、波形Ｗ−２３は巻
線４０８（および５０８）経由の電流を示し、波形Ｗ−
２４はダイオード４０３（および５０３）を流れる電流
を示し、波形Ｗ−２５はスイッチ４０１（および５０
１）の端子間電圧を示す。
【００６０】スイッチ４０２がオンになると、コンデン
サ４０６の端子電圧によってインダクタ４１２および補
助巻線４０８に電流が流れる。巻線４１５に電流が流れ
ている場合は補助巻線４０８のアンペアターンが巻線４
１５のアンペアターンと等しくなるほどに増加する。そ
れによって変成器４２８がリセットされダイオード４０
９を非導通状態にする。この状態にある期間を図５には
ｔ1で示してある。この期間ｔ1には主パワースイッチ４
０１の端子間電圧も巻線４０７の端子電圧も変化しな
い。巻線４０７の端子電圧は式（７）に基づく極性に従
って負極性である。
【００６１】期間ｔ1の終わりには変成器４２８は補助
巻線４０８を流れる電流で既にリセットされており、巻
線４０７の端子電圧は極性逆転し始めている。この電圧
変化は主パワースイッチ４０１の端子間容量４０５およ
びインダクタ４１２で定まる周波数で共振する。巻線４
０７の端子電圧の最大値Ｖｍは次の式で定まる。
【００６２】 ここでＶｚはコンデンサ４０６の端子電圧であり、Ｎｌ
は巻線４０７の巻数、Ｎｚは巻線４０８の巻数、Ｌｚは
インダクタ４１２のインダクタンス、Ｌｍは補助巻線４
０８の磁化インダクタンスである。コンデンサ４０６の
容量はスイッチング動作１サイクルの期間全体にわたっ
てほぼ一定の電圧を維持するのに十分な大きさを備える
ものとする。巻線４０７対巻線４０８の巻数比およびＬ
ｚを選ぶことによって、スイッチ４０１がオンする前の
主パワースイッチ４０１端子電圧零ボルト状態を達成で
きる。
【００６３】期間ｔ1の終わりと主パワースイッチ４０
１のオンへの切換との間の期間を図５ではｔ2で示して
ある。この期間ｔ2の間には主パワースイッチ４０１の
端子電圧は共振し、この共振電圧波形の最小値近傍でス
イッチ４０１をオンにするのが望ましい。
【００６４】変換器４００を電圧Ｖｗが供給電圧Ｖｉよ
りも大きい最大値をもつように設計することは可能であ
る。その場合はスイッチ４０１の端子間電圧は負極性と
なり、ダイオード４０４で約−0.7ボルトにクランプさ
れる。主パワースイッチ４０１はその状態のあとオンに
することができ、その結果零電圧切換をほぼ達成でき
る。なお、スイッチ４０１の端子電圧をスイッチ４０１
のオンへの切換え前に強制的に−0.7ボルトに下げる必
要はない。スイッチ４０１の端子電圧が切換過渡期間前
に大幅に下がるとそのスイッチにおける損失を減らすこ
とができる。
【００６５】期間ｔ3の間にはインダクタ４１２を流れ
る電流が残留エネルギーの変成器４２８への伝達に伴っ
て減少する。スイッチ４０２は主スイッチ４０１のオフ
への切換え前の任意の時点でオフにできる。ダイオード
４１４はスイッチ４０２がオフになったあとのインダク
タ４１２からの電流の経路を構成する。ダイオード４１
４を導通状態にするには、インダクタ４１２の端子電圧
が大きく増加して電流を急速に零にする必要がある。
【００６６】期間ｔ4の間はダイオード４０３、４１
３、４１４、インダクタ４１２または補助巻線４０８を
流れる電流はなく、この回路は従来技術のフライバック
変成器として動作する。
【００６７】期間ｔ5の初めには主パワースイッチ４０
１はオフとなり、巻線４０７の端子電圧は逆極性にな
る。主パワースイッチ４０１のオン期間中に巻線４０７
の磁化インダクタンスに蓄積されたエネルギーは（二次
巻線４１５およびダイオード４０９経由で）負荷４２４
に伝達されるとともに（ダイオード４０３経由で）コン
デンサ４０６に伝達される。ダイオード４０３経由でコ
ンデンサ４０６に流れる電流は先行スイッチングサイク
ル期間中に零電圧切換に費やされたエネルギーを回復す
る。
【００６８】また、コンデンサ４０６は巻線４０７から
の漏洩エネルギーを吸収し、従来技術のフライバック電
力変換器につきものの高電圧スパイクを消去する。この
高電圧スパイクは、巻線４０７の漏洩インダクタンスが
二次巻線４１５への電流の瞬時伝達を妨げ、そのために
二次巻線４１５中の電流立上りまで充電用コンデンサ４
０６が電流路を形成することに起因する。コンデンサ４
０６に蓄えられたエネルギーは次にスイッチングサイク
ル期間中の零電圧切換に必要なエネルギーを提供する。
インダクタ４１２中の残りのエネルギーは巻線４０７お
よび４０８経由で放電された状態にあるので、エネルギ
ーは変成器４２８に転送され主パワースイッチ４０１の
オフへの切換時に出力への後続の転送に利用できる。こ
れによって効率がさらに高まり、従来技術のフライバッ
ク電力変換器との差異が明確になる。
【００６９】図４Ｂは分離順方向電力変換器の概略図を
示す。図４Ｂにおいて、主パワースイッチ５０１がオン
のとき電流は入力電圧源５２０から巻線５０７およびス
イッチ５０１経由で流れる。これによって、二次巻線５
１５からフィルタ回路（ダイオード５０９および５１
４、インダクタ５１６およびコンデンサ５１０を含む）
経由で負荷５２４にエネルギーが伝達される。
【００７０】スイッチ５０１はその後オフに切り換えら
れる。寄生容量（コンデンサ５０５で表示）がスイッチ
５０１の端子間に存在する。巻線５０８、コンデンサ５
０６、インダクタ５１２および５０２を含む回路でスイ
ッチ５０１のオンへの切換え前にコンデンサ５０５を放
電させ、切換損を最小にする。スイッチ５０１の端子電
圧Ｖｓは入力電圧Ｖｉおよび巻線５０７の端子電圧Ｖｗ
から次の式により算出できる。
【００７１】Ｖｓ＝Ｖｉ−Ｖｗ （９） 式（９）は、入力電圧Ｖｉが与えられるとスイッチ５０
１の端子電圧Ｖｓは巻線５０７の端子電圧Ｖｗで定まる
ことを示している。電圧Ｖｓを増加させると電圧Ｖｓが
低下し、それによって切換過渡期間の電圧を低下させて
電力損失を減少させる。電圧Ｖｗが電圧Ｖｉ以上の値に
なるように変換器５００を設計することによって、切換
期間中の主スイッチ５００端子間の電圧を零ボルトにす
ることができる。
【００７２】上述のとおり、巻線５０７の端子電圧Ｖｗ
の上昇はインダクタ５１２、補助スイッチ５０２および
コンデンサ５０６と直列接続した補助巻線５０８を用い
ることによって達成できる。巻線５０７および５０８お
よび二次巻線５１５は互いに電磁気的に結合されて変成
器５２８を形成する。補助スイッチ５０２と直列接続に
なっているダイオード５１３は補助巻線５０８からスイ
ッチ５０２の真性ダイオード経由で流れる逆向き電流を
阻止する。エネルギーは変成器５２８の一次巻線５０７
に接続したダイオード５０３経由でコンデンサ５０６に
戻される。
【００７３】補助スイッチ５０２は主パワースイッチ５
０１のオンへの切換えの直前にオンになる。インダクタ
５１２はエネルギーをコンデンサ５０６から放電用コン
デンサ５０５に伝達する無損失経路を形成し、ダイオー
ド５１４はスイッチ５０２のオフへの切換後における放
電用インダクタへの経路を形成する。また、インダクタ
１１２、２１２、３１２および４１２と同様にインダク
タ５１２はスイッチ５０２の零電流切換を可能にし、ス
イッチ５０２のオンへの切換えに伴うエネルギー損失を
最小にする。巻線５０８の巻数を巻線５０７の巻数より
も小さくすることによって、このエネルギー損失をさら
に小さくすることができる（通常は、スイッチ１０２、
２０２、３０２および４０２にそれぞれ伴うエネルギー
損失を最小にするように巻線１０８、２０８、３０８お
よび４０８の巻数を巻線１０７、２０７、３０７および
４０７の巻数よりも小さくする）。
【００７４】図５はスイッチ５０１および５０２のオン
状態のタイミングおよび対応の電圧電流波形を示す。ス
イッチ５０２がオンになるとコンデンサ５０６の端子電
圧によってインダクタ５１２および補助巻線５０８にク
ランプ電流が流れる。主パワースイッチ５０１のオフ切
換後にリセットされていた変成器５２８をこの電流によ
って磁化開始する。補助巻線５０８のアンペアターンが
増加し巻線５１５のアンペアターンと等しくなる。巻線
５０８を流れる電流がダイオード５１４経由の電流に徐
々に置き換わり、最後にはダイオード５１４をオフにし
てダイオード５０９をオンにする。この状態の期間を図
５にはｔ1で示してある。この期間ｔ1には巻線５０７の
端子電圧は零ボルト近傍に留まる。
【００７５】期間ｔ1のあと正極性の電圧が巻線５０７
の端子間で上昇する。この電圧変化は主パワースイッチ
５０１の端子間容量５０５およびインダクタ５１２で定
まる周波数で共振する。巻線５０７の端子電圧の最大値
Ｖｍは次式で与えられる。
【００７６】 ここでＶｚはコンデンサ５０６の端子電圧であり、Ｎｌ
は巻線５０７の巻数であり、Ｎｚは巻線５０８の巻数で
あり、Ｌｚはインダクタ５１２のインダクタンスであ
り、Ｌｍは補助巻線５０８の磁化インダクタンスであ
る。コンデンサ５０６の容量はスイッチング１サイクル
の期間全体を通じてほぼ一定の電圧を維持するのに十分
な値とする。巻線５０７対巻線５０８の巻数比およびＬ
ｚを適当に選ぶことによって、スイッチ５０１のオンへ
の切換前の同スイッチ端子間電圧零ボルト状態を実現で
きる。
【００７７】期間ｔ1の終わりと主パワースイッチ５０
１のオンへの切換との間の期間を図３にはｔ2で示して
ある。この期間ｔ2の間に主パワースイッチ５０１の端
子間電圧は共振するので、この共振電圧波形の最低点近
傍でスイッチ５０１をオンにするのが望ましい。
【００７８】電圧Ｖｗが供給電圧Ｖｉよりも大きい最大
値をもつように変成器５００を設計することは可能であ
る。その場合はスイッチ５０１の端子間電圧は負極性と
なり、ダイオード５０４によって約−0.7ボルトにクラ
ンプされる。この状態に達したあとで主パワースイッチ
５０１をオンにすることができ、したがって零電圧切換
が達成できる。なお、スイッチ５０１の端子電圧をスイ
ッチ５０１のオンへの切換え前に−0.7ボルトに低下さ
せる必要はない。切換過渡期間前にスイッチ５０１の端
子電圧を低下させるとそのスイッチにおける電力損失を
減らすことができる。この切換損失の削減は期間ｔ2の
間に達成できる。
【００７９】期間ｔ3の間には、インダクタ５１２を流
れる電流が残留エネルギーの変成器５２８への伝達に伴
い減少する。スイッチ５０２は主パワースイッチ５０１
のオフへの切換え後いつでもオフにできる。ダイオード
５１４はスイッチ５０２のオフへの切換後のインダクタ
５１２からの電流の経路を形成する。ダイオード５１４
を導通状態にするためには、インダクタ５１２の端子電
圧が大きく上昇する必要があり、そのためにインダクタ
５１２経由の電流は零に急減する。
【００８０】期間ｔ4の間はダイオード５０３、５１３
および５１４、インダクタ５１２または補助巻線５０８
には電流は流れず、したがってこの回路は慣用の順方向
電力変換器として動作する。
【００８１】期間ｔ5の初めには、主パワースイッチ５
０１はオフになり、巻線５０７の端子電圧は逆極性にな
る。主パワースイッチ５０１のオン状態の期間における
巻線５０７の磁化インダクタンスに蓄積されたエネルギ
ーは出力には伝達できず、コンデンサ５０６だけに伝達
できる。電流はダイオード５０３からコンデンサ５０６
に流れ、先行スイッチングサイクル期間中に零ボルト切
換に費やされたエネルギーを回復する。
【００８２】巻線５０７からの磁化エネルギーのこの伝
達によって、慣用の順方向電力変換器につきものの高い
電圧スパイクを消去する。この電圧スパイクは、スイッ
チ５０１のオン状態の期間に巻線５０７に蓄積された磁
化エネルギーがスイッチ５０１の端子間容量５０５を高
い値まで急速に充電することに起因する。コンデンサ５
０６に蓄積された磁化エネルギーが次のスイッチングサ
イクル期間の零電圧切換に必要なエネルギーとなる。
【００８３】図４Ａおよび図４Ｂの回路の重要な特徴の
一つはコンデンサ４０６および５０６の充電のしかたが
図２Ａ乃至図２Ｃの回路の場合と異なることである。よ
り詳しく述べると、コンデンサ４０６および５０６は主
パワースイッチ４０１、５０１がオフになったとき充電
され、一次巻線４０７、５０７からの漏洩エネルギーを
それぞれ吸収するのである。このようにして主パワース
イッチ４０１、５０１のＺＶＳ動作を可能にするために
漏洩エネルギーを再循環させる。
【００８４】これと対称的に図２Ａ乃至２Ｃの実施例で
はコンデンサ１０６、２０６、３０６は主パワースイッ
チ１０１、２０１および３０１がオンになったときそれ
ぞれ充電されて、エネルギーが補助巻線１０８、２０
８、３０８経由でコンデンサ１０６、２０６、３０６に
それぞれ蓄積される。
【００８５】例 １図４Ａに示したフライバック電力変
換回路を用いて実用的回路を構成した。種々の構成部品
の定数は次のとおりである。
【００８６】 インダクタ４１２ ２５μＨ Ｎ１ ２４回 Ｎ２ ８回 Ｎｚ １２回 コンデンサ４０６ 0.01μＦ コンデンサ４１０ ２２０μＦ コンデンサ３個 補助スイッチ４０２ International Rectifier社製 型番号 ＩＲＦ８２０ 主パワースイッチ４０１ 同社製 型番号 ＩＲＦ８４０ ダイオード４０３、 Philips社製 ４１３、４１４ 型番号 ＢＹＶ２６Ｅ ダイオード４０９ Motorola社製 型番号 ＭＢＲ２０２００ スイッチ４０２の ２００ｎＳ オフへの切換時間 スイッチング周波数 １２０ＫＨｚ 出力電圧 １８Ｖ 出力電流 2.23Ａ 出力電力 ４０Ｗ Ｎ２は出力巻線４１５の巻数である。図６は入力電圧Ｖ
ｉに対する変換器効率を示す。この回路の効率は負荷４
０Ｗでほぼ９０％に達する。
【００８７】図７は図６のデータを取るのに用いた回路
のスイッチの駆動のための制御回路を概略的に示す。主
制御回路はUnitrode社製のデバイスＵＣ３８４２であ
る。図８はこの回路の種々のノードにおける波形を示
す。図８において、波形Ｗ−３０は上記デバイスＵＣ３
８４２（回路６５０）のピン６における電圧、波形Ｗ−
３１はスイッチ４０２駆動用の導線６５２と６５４との
間の電圧、波形Ｗ−３２はスイッチ４０１駆動用の導線
６５６における電圧をそれぞれ示す。
【００８８】例 ２図９Ａはこの出願の発明による電源
の回路を示す。図９Ａにおいて、主パワースイッチは変
成器７２８の主巻線に結合したトランジスタ７０１であ
る。スイッチ７０８の寄生容量および体ダイオードは明
示的には示してない。巻線７０８は上述の巻線１０８乃
至５０８と同様の作用をもつ補助巻線である。同様に、
構成部分７０２乃至７２８は類似の参照数字で示した構
成部分１０２乃至１２８、２０２乃至２０８などにそれ
ぞれ対応する。しかし、コンデンサ７０６は実際には二
つのコンデンサ７０６ａ、７０６ｂから成る。
【００８９】入力電圧はＶｉで示す。図９Ａにおける上
記以外の構成部分は次のとおりである。
【００９０】 ７５０： 出力フィルタ回路 ７５２： 主スイッチ７０１（参照数字７５４で示した Unitrode３８４２を含む）の制御のための制御回路 ７５６： 出力電圧帰還回路 ７５８： 過電圧過電力保護回路 ７６０： ＡＣ電圧を受ける入力端子 ７６２ａ、７６２ｂ： ＥＭＩフィルタ ７６４： フューズ ７６６： 電流制限サーミスタ ７６８： 補助スイッチ７０２のための制御回路 図９Ｂはスイッチ７０２が閉じたあとスイッチ７０１が
閉じる前の回路７００経由の電流の流れ（経路Ａ）を示
す。
【００９１】経路Ｂ（図９Ｃ）はスイッチ７０１が閉じ
たあとの回路７００経由の電流の経路である。
【００９２】経路Ｃ（図９Ｄ）はスイッチ７０１が開い
たあとの電流の経路であり、この電流でコンデンサ７０
６ａ、７０６ｂを再充電する。
【００９３】例 ３図１０は力率補正回路および零ボル
ト切換可能なこの発明の回路を示す。図１０において、
主パワースイッチは参照数字８０１で示してある。図１
０においても、スイッチ８０１の両端子間の寄生容量お
よび体ダイオードは示してない。巻線８０７ａ、８０７
ｂは実際には二つの機能を発揮し、その一つは変成器８
２８の二次巻線への電力を受けるための一次巻線として
の機能である。これら巻線８０７ａ、８０７ｂのもう一
つの機能を次に述べる。
【００９４】図１０の回路構成部分には図１乃至図５と
同じ番号付与の仕方で参照数字が付けてある。なお、二
つのダイオード８１３ａおよび８１３ｂを一つのダイオ
ードの代わりに用いている。
【００９５】図１０の回路はホーほか名義の米国特許第
５，６００，５４６号、ツェイほか名義の米国特許第
５，６５２，７００号、およびプンほか名義の米国特許
出願第０８／７２１，４９７号に記載されたものと同様
の力率補正回路を含む。これら特許をここに参照してこ
の明細書に組み入れる。巻線８０７ａ、８０７ｂは上述
の米国特許出願第０８／７２１，４９７号記載の発明の
巻線Ｗ１およびＷ２の機能を発揮する。ダイオード８３
１は同出願第０８／７２１，４９７号記載の発明におけ
るインダクタＬ１に対応する。整流器ブリッジ８３５は
同出願０８／７２１，４９７号のダイオードブリッジＤ
１乃至Ｄ４に対応する。
【００９６】図１０に示した上記以外の構成要素には次
のようなものがある。
【００９７】 ８５０ 出力フィルタ回路 ８５２ 主スイッチ８０１（参照数字８５４で示した Unitrode３８４２を含む）の制御のための制御回路 ８５６ 出力電圧帰還回路 ８５８ 過電圧過電力保護回路 ８６０ ＡＣ電圧を受けるための入力端子 ８６２ａ、８６２ｂ ＥＭＩフィルタ ８６４ フューズ ８６６ 電流制限サーミスタ ８６８ 補助スイッチ８０２のための制限回路 ８７０ 主スイッチ８０１のためのターンオフ・スナバ回路 ８７２ コンデンサ８０６と並列に接続したブリーダ抵抗 ８７４ 電力を制御回路８５２に供給するための電源巻線 上述のとおり、スイッチ８０１が主パワースイッチであ
る。スイッチ８０２、インダクタ８１２およびコンデン
サ８０６を含む回路を巻線８０８に結合して、スイッチ
８０１の端子間の寄生容量の電荷がスイッチ８０１のオ
ンへの切換え前に確実に放電されるようにする。
【００９８】図１０の回路は端子８６０でＡＣ電圧波形
を受ける。ダイオードＣＲ１０乃至ＣＲ１３を含むダイ
オードブリッジでこのＡＣ電圧を整流する。インダクタ
８３３、ダイオード８３１、巻線８０７ａおよび８０７
ｂ、コンデンサ８３２およびスイッチ８０１は次の四つ
のモードの一つで動作できる。
【００９９】１．導線８８０の電圧が十分に高くスイッ
チ８０１が閉じているとき、電流はインダクタ８３３、
ダイオード８３１、巻線８０７ｂおよびスイッチ８０１
経由で流れる（同時に、コンデンサ８３２から巻線８０
７ａおよび８０７ｂおよびスイッチ８０１経由で流れ
る）。これによって変成器８２８にエネルギーが蓄積さ
れる。
【０１００】２．導線８８０の電圧が十分に高くスイッ
チ８０１が開いているとき、電流はインダクタ８３３、
ダイオード８３１および巻線８０７ａ経由でコンデンサ
８３２に流れる。同時に、変成器８２８に蓄えられてい
たエネルギーが二次巻線に伝達される。
【０１０１】３．導線８８０の電圧の高さが十分でなく
スイッチ８０１が閉じているとき、電流はコンデンサ８
３２から巻線８０７ａおよび８０７ｂおよびスイッチ８
０１経由で流れる。このようにして、コンデンサ８３２
にそれまで蓄えられていたエネルギーが、変換器入力電
流からの十分なエネルギー供給が不可能である場合に、
変成器８２８に伝達される。
【０１０２】４．導線８８０の電圧の高さが十分でなく
スイッチ８０１が開いているとき、巻線８０７ａ、８０
７ｂ、コンデンサ８３２、インダクタ８３３またはダイ
オード８３１経由で流れる電流はない。
【０１０３】上述の回路素子に関するより詳細な説明お
よび種々の電流経路に関する説明は上記米国特許出願第
０８／７２１，４９７号の明細書に記載してある。イン
ダクタ８３３、ダイオード８３１、巻線８０７ａおよび
８０７ｂ、およびコンデンサ８３２が入力電流波形の高
調波成分を減らし力率補正をもたらす点が重要である。
【０１０４】この発明を特定の実施例について上に述べ
てきたが、この発明の真意および範囲を逸脱することな
く形状および詳細点に変更を加え得ることは当業者には
明らかであろう。例えば、この電力変換器に上記と異な
るフィルタを接続してＤＣ出力電圧を発生することもで
きる。また、上記と異なる種類のスイッチ（例えばＦＥ
Ｔ、バイポーラトランジスタ、ＳＣＲなど）を用いるこ
ともできる。インダクタ１１２、２１２、３１２、４１
２、５１２、７１２および８１２は変成器１２８、２２
８、３２８、４２８、５２８、７２８および８２８と一
体化できる（巻線１０８、２０８、３０８、４０８、５
０８、７０８、８０８と巻線１０７、２０７、３０７、
４０７、５０７、７０７、８０７との間の漏洩インダク
タンスをそれぞれインダクタンス１１２、２１２、３１
２、４１２、５１２、７１２、８１２として用いる）。
また、この発明は例えば全ブリッジ電力変換器としても
半ブリッジ電力変換器としても使うことができる（その
場合は、正極性および負極性スイッチングサイクルのＺ
ＶＳを可能にするために、補助巻線、インダクタ、コン
デンサおよびスイッチの組二つを用いる）。この発明に
よるフライバックおよび順方向変換器に一つ以上の出力
巻線を設けることもできる。また、直列接続した素子の
接続順序をこの回路の動作に影響を及ぼすことなく変更
できることは当業者には理解されよう。例えば、コンデ
ンサ１０６はインダクタ１１２とスイッチ１０２との間
に挿入でき（図２Ａ参照）、その場合もコンデンサ１０
６をスイッチ１０２と巻線１０８との間に挿入したとき
と同じ動作ができる。同様に、ダイオード４１３は巻線
４０８、インダクタ４１２およびスイッチ４０２（図４
Ａ）を含む直列ループの上記以外の個所に挿入すること
もできる。また、ダイオード５１３は巻線５０８、イン
ダクタ５１２およびスイッチ５０２（図４Ｂ）を含む直
列ループの上記以外の個所に配置できる。さらに、種々
のコンデンサおよびインダクタを寄生容量および寄生イ
ンダクタンスで構成することもできる。これら変形はす
べてこの発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術のＺＶＳ変換器の概略図。
【図２】Ａ、ＢおよびＣは（ａ）昇圧電力変換器、
（ｂ）バック電力変換器、および（ｃ）バック昇圧電力
変換器にこの発明をそれぞれ適用した三つの実施例の概
略図。
【図３】図２Ａ乃至図２Ｃの電力変換器の動作を図解す
る波形図。
【図４】ＡおよびＢは分離フライバック電力変換器およ
び順方向電力変換器にこの発明を適用した実施例の概略
図。
【図５】図４Ａおよび図４Ｂの電力変換器の動作を図解
する波形図。
【図６】図４Ａの実施例の電源の効率とＤＣ入力電圧と
の関係を示すグラフ。
【図７】図６のデータをとるのに用いた図４Ａの実施例
のスイッチ４０１および４０２制御用の制御回路の概略
図。
【図８】図７の概略図の種々のノードにおける電圧を示
すタイミング図。
【図９】Ａはこの発明のもう一つの実施例の電源の詳細
図、Ｂ乃至Ｄは図９Ａの回路における電流経路を示す
図。
【図１０】力率補正回路を含むこの発明の電源の詳細
図。
【符号の説明】 １、２、１０１、１０２、 スイッチ ２０１、２０２など ５、１０５、２０５、３０５など 寄生容量 ６、１０６、２０６、３０６など コンデンサ ７、８、１０７、１０８、 巻線 ２０７、２０８など ３０、１２８、２２８、３２８など 変成器 ２６ フィルタ ２４ 負荷 １００ 昇圧電力変換器 ２００ バック電力変換器 ３００ バック昇圧電力変換器 ４００ 分離フライバック電力変換器 ５００ 順方向電力変換器 ７０２、８０２ 補助スイッチ ７５０、８５０ 出力フィルタ回路 ７５２、８５２ 主スイッチ制御回路 ７５６、８５６ 出力電圧帰還回路 ７５８、８５８ 過電圧過電力保護回路 ７６０、８６０ ＡＣ電圧入力端子 ７６２ａ、７６２ｂ ＥＭＩフィルタ ７６８、８６８ 補助スイッチ制御回路

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】寄生容量を伴う第１のスイッチと、 前記第１のスイッチと直列に接続した第１の巻線と、 前記第１の巻線に電磁気的に結合した第２の巻線と、 前記第２の巻線に結合され、前記第１のスイッチの閉成
    前に前記寄生容量からの電荷を除去するように前記第１
    の巻線に電流を生じさせる電流を前記第２の巻線に供給
    する手段とを含む回路。
  2. 【請求項２】前記第２の巻線に結合された前記手段がコ
    ンデンサと、 前記コンデンサおよび前記第２の巻線に直列に接続した
    第２のスイッチとを含み、 前記第２のスイッチの閉成時に前記コンデンサの蓄積エ
    ネルギーが前記第２の巻線を流れる電流を生じさせ、そ
    れによって前記第１の巻線を流れる電流を生じさせ、そ
    れによって前記第１のスイッチの閉成前に前記寄生容量
    から電荷を放電させる請求項１記載の回路。
  3. 【請求項３】前記第２のスイッチ、前記第２の巻線およ
    び前記コンデンサと直列に接続したインダクタをさらに
    含む請求項２記載の回路。
  4. 【請求項４】前記回路が昇圧電力変換器である請求項１
    記載の回路。
  5. 【請求項５】前記回路がバック電力変換器である請求項
    １記載の回路。
  6. 【請求項６】前記回路がバック昇圧電力変換器である請
    求項１記載の回路。
  7. 【請求項７】前記回路が順方向電力変換器であって、前
    記第１および第２の巻線が変成器の一部であって、その
    変成器が負荷への電力伝達のための第３の巻線を備える
    請求項１記載の回路。
  8. 【請求項８】前記回路がフライバック電力変換器であっ
    て、前記第１および第２の巻線がフライバック変成器の
    一部であり、そのフライバック変成器が負荷への電力伝
    達のための第３の巻線を備える請求項１記載の回路。
  9. 【請求項９】前記第１の巻線の第１の導線を第１の入力
    端子に接続し、前記第１の巻線の第２の導線を前記第１
    のスイッチの第１の導線に接続し、前記第１のスイッチ
    の第２の導線を第２の入力端子に接続し、入力電圧を前
    記第１および第２の入力端子の間に印加し、前記コンデ
    ンサと第２のスイッチとインダクタとを前記第２の巻線
    に直列に接続した請求項３記載の回路。
  10. 【請求項１０】第１のダイオードを前記第１の巻線の前
    記第２の導線と前記コンデンサの端子との間に前記第１
    の巻線からの電流が前記第１のスイッチの開放時に前記
    コンデンサを充電できるように接続し、第２のダイオー
    ドを前記第２のスイッチと直列にその第２のスイッチ中
    を電流が一方向だけに流れられるように接続し、第３の
    ダイオードを前記第２の入力端子と前記インダクタとの
    間に前記第２のスイッチの開放時に電流が前記第２の入
    力端子から前記第３のダイオードおよび前記インダクタ
    経由で前記第２の巻線に流れるように接続した請求項９
    記載の回路。
  11. 【請求項１１】前記第１および第２の巻線が第３の巻線
    をもつ変成器の一部であって、 前記第２の巻線に結合された前記手段が第１のコンデン
    サと、 前記第１のコンデンサおよび前記第２の巻線と直列に接
    続した第２のスイッチとを含み、前記第２のスイッチの
    閉成時に前記コンデンサの蓄積エネルギーが前記第２の
    巻線を流れる電流を生じさせ、それによって前記第１の
    巻線を流れる電流を生じさせ、前記第１のスイッチの閉
    成前に前記寄生容量の電荷を放電させる請求項１記載の
    回路であって、 電力を受けるための第１および第２の電力入力端子と、 第１のインダクタと、 前記第１のインダクタ、前記第１の巻線および前記パワ
    ースイッチと直列に前記第１および第２の電力入力端子
    に接続した第１のダイオードと、 前記第１の巻線に結合された第３の巻線と直列に接続し
    た第２のコンデンサとをさらに含み、前記第１のダイオ
    ード、第１のインダクタ、第２のコンデンサ、第１の巻
    線および第３の巻線が前記回路の入力電流の高調波成分
    の削減に協動する請求項１記載の回路。
  12. 【請求項１２】前記変成器が出力電圧波形供給用の第４
    の巻線と、その第４の巻線に結合され前記出力電圧波形
    に応答してＤＣ出力電圧を生ずるフィルタとを含む請求
    項１１記載の回路。
  13. 【請求項１３】ＡＣ波形を受けるとともにそのＡＣ波形
    を整流して前記第１および第２の電力入力端子にその整
    流したＡＣ波形を供給するダイオードブリッジをさらに
    含む請求項１２記載の回路。
  14. 【請求項１４】第２の巻線と電磁気的に結合された第１
    の巻線と直列に接続したスイッチの端子間寄生容量を放
    電させる方法であって、 前記寄生容量から電荷を除去しその寄生容量の端子間電
    圧を低下させる電流を前記第１の巻線に生じさせる電流
    を前記第２の巻線に流れさせる過程と、 前記寄生容量の端子間電圧の低下ののちに前記スイッチ
    を閉じる過程とを含む方法。
  15. 【請求項１５】前記電流を前記第２の巻線に流れさせる
    過程が蓄積電荷を含むコンデンサを前記第２の巻線に接
    続することを含む請求項１４記載の方法。
  16. 【請求項１６】前記ダイオードが前記スイッチの端子間
    に接続されており、前記第２の巻線を流れる電流が前記
    スイッチの閉成前に前記ダイオードを導通状態にする請
    求項１５記載の方法。
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