JP2001309659A - ゼロ電圧スイッチングのための高効率コンバータ - Google Patents
ゼロ電圧スイッチングのための高効率コンバータInfo
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 全入力電圧範囲においてゼロ電圧スイッチン
グで動作させることによって入力電圧ダブラ回路が必要
のないようにして、アダプタの効率を高め、スイッチの
ドレイン−ソース電圧を減少させる。 【解決手段】 入力電圧と閉回路をなし、外部ドライバ
の出力信号によって互いに反対のスイッチング動作をす
るハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッチＳ
ＷＬと、ハイサイドスイッチＳＷＨとローサイドスイッ
チＳＷＬの間に直列に連結される第１キャパシタＣ１
と、ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッチ
ＳＷＬ動作によって一次側電圧を二次側に誘起させるト
ランスフォーマＴと、トランスフォーマＴの２次側出力
電圧を整流する整流器とを含み、第１キャパシタＣ１に
並列に連結されたダイオードＤと、トランスフォーマＴ
の１次側コイルに直列に連結された第２キャパシタＣ２
とで構成される。
グで動作させることによって入力電圧ダブラ回路が必要
のないようにして、アダプタの効率を高め、スイッチの
ドレイン−ソース電圧を減少させる。 【解決手段】 入力電圧と閉回路をなし、外部ドライバ
の出力信号によって互いに反対のスイッチング動作をす
るハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッチＳ
ＷＬと、ハイサイドスイッチＳＷＨとローサイドスイッ
チＳＷＬの間に直列に連結される第１キャパシタＣ１
と、ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッチ
ＳＷＬ動作によって一次側電圧を二次側に誘起させるト
ランスフォーマＴと、トランスフォーマＴの２次側出力
電圧を整流する整流器とを含み、第１キャパシタＣ１に
並列に連結されたダイオードＤと、トランスフォーマＴ
の１次側コイルに直列に連結された第２キャパシタＣ２
とで構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ゼロ電圧スイッチ
ングのための高効率コンバータに関するものであり、特
に、入力電圧の全体範囲（wide range）でゼロ電圧スイ
ッチングとして動作するように、従来のアクティブクラ
ンプフライバック回路と非対称フライバック回路の長所
をすべて有するようにゼロ電圧スイッチングのための高
効率コンバータに関するものである。
ングのための高効率コンバータに関するものであり、特
に、入力電圧の全体範囲（wide range）でゼロ電圧スイ
ッチングとして動作するように、従来のアクティブクラ
ンプフライバック回路と非対称フライバック回路の長所
をすべて有するようにゼロ電圧スイッチングのための高
効率コンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】最近になって全世界的にノートブックパ
ソコンは、小型化、軽量化されていくとともに、高性能
化を追求することで必然的にマルチメディア体制構築、
ＣＰＵの高速化、メモリー増加等のシステムの仕様増大
が持続的に要求される実情にある。
ソコンは、小型化、軽量化されていくとともに、高性能
化を追求することで必然的にマルチメディア体制構築、
ＣＰＵの高速化、メモリー増加等のシステムの仕様増大
が持続的に要求される実情にある。
【０００３】また、各システム仕様のそれぞれの部材に
対する容量が増加する関係で、ノートブックパソコン用
ＡＣアダプタも現在は４５〜５０ワットの電力を使用し
ているが、６０ワット、７５ワット、及び８０ワット以
上の高容量化と携帯に便利な超小型スリム化及び高効率
の要求が高まっている。
対する容量が増加する関係で、ノートブックパソコン用
ＡＣアダプタも現在は４５〜５０ワットの電力を使用し
ているが、６０ワット、７５ワット、及び８０ワット以
上の高容量化と携帯に便利な超小型スリム化及び高効率
の要求が高まっている。
【０００４】さらに、ＡＣアダプタを高効率化しなけれ
ばならない理由は、効率が高まるということは、内部電
力損失が小さくなることであり、これは内部発熱が小さ
くなるということを意味しているのであって、それらに
伴って小型化が可能になるためである。
ばならない理由は、効率が高まるということは、内部電
力損失が小さくなることであり、これは内部発熱が小さ
くなるということを意味しているのであって、それらに
伴って小型化が可能になるためである。
【０００５】現在、ＡＣアダプタで使われる最も代表的
な方式としては、アダプタの高効率化のため、ソフトス
イッチングを遂行するものであって、このとき前記ソフ
トスイッチングとしては、普通、ゼロ電圧スイッチング
を適用してスイッチング損失の最小化に努めなければな
らない。
な方式としては、アダプタの高効率化のため、ソフトス
イッチングを遂行するものであって、このとき前記ソフ
トスイッチングとしては、普通、ゼロ電圧スイッチング
を適用してスイッチング損失の最小化に努めなければな
らない。
【０００６】前記ゼロ電圧スイッチングのための回路に
かかる具現方式として代表的な方式は、非対称フライバ
ック回路と、アクティブクランプフライバック回路であ
る。
かかる具現方式として代表的な方式は、非対称フライバ
ック回路と、アクティブクランプフライバック回路であ
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】前記非対称フライバッ
ク回路では、ダブラ（doubler）回路を備えて入力電圧
を２倍に高めなければならないという短所がある。一
方、前記アクティブクランプフライバック回路では、ス
イッチング素子に使われるＦＥＴのドレイン−ソース電
圧が入力電圧とクランプキャパシタの電圧を合せて相当
に高い電圧でクランプされるという短所がある。
ク回路では、ダブラ（doubler）回路を備えて入力電圧
を２倍に高めなければならないという短所がある。一
方、前記アクティブクランプフライバック回路では、ス
イッチング素子に使われるＦＥＴのドレイン−ソース電
圧が入力電圧とクランプキャパシタの電圧を合せて相当
に高い電圧でクランプされるという短所がある。
【０００８】以下、図面を参照して従来技術の問題点を
説明する。
説明する。
【０００９】図１は、従来技術中、アクティブクランプ
フライバック回路の構成を示す回路図で、図１について
説明すると、入力電圧Ｖｉｎと閉回路をなし、外部ドラ
イバ（図示せず）の出力信号によって互いに反対のスイ
ッチング動作をするハイサイドスイッチＳＷＨ及びロー
サイドスイッチＳＷＬと、前記ハイサイドスイッチＳＷ
Ｈ及びローサイドスイッチＳＷＬの間に直列に連結され
るキャパシタＣと、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及び
ローサイドスイッチＳＷＬのスイッチング動作によって
一次側電圧を二次側に誘起させるトランスフォーマＴ
と、前記トランスフォーマＴの２次側出力電圧を整流す
る整流器とから構成されている。
フライバック回路の構成を示す回路図で、図１について
説明すると、入力電圧Ｖｉｎと閉回路をなし、外部ドラ
イバ（図示せず）の出力信号によって互いに反対のスイ
ッチング動作をするハイサイドスイッチＳＷＨ及びロー
サイドスイッチＳＷＬと、前記ハイサイドスイッチＳＷ
Ｈ及びローサイドスイッチＳＷＬの間に直列に連結され
るキャパシタＣと、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及び
ローサイドスイッチＳＷＬのスイッチング動作によって
一次側電圧を二次側に誘起させるトランスフォーマＴ
と、前記トランスフォーマＴの２次側出力電圧を整流す
る整流器とから構成されている。
【００１０】前記のような構成を有する従来技術の動作
を説明すると、次のとおりである。
を説明すると、次のとおりである。
【００１１】まず、メインスイッチのゼロ電圧スイッチ
ングによって、漏洩エネルギ（leakage energy）を利用
するのだが、ｔ１乃至ｔ３の区間では、ローサイドスイ
ッチＳＷＬの寄生ダイオードを介して電流Ｉｃが流れ、
ｔ４乃至ｔ６の区間ではハイサイドスイッチＳＷＨの寄
生ダイオードを介して電流Ｉｓが流れるようになること
でゼロ電圧スイッチングがなされる。
ングによって、漏洩エネルギ（leakage energy）を利用
するのだが、ｔ１乃至ｔ３の区間では、ローサイドスイ
ッチＳＷＬの寄生ダイオードを介して電流Ｉｃが流れ、
ｔ４乃至ｔ６の区間ではハイサイドスイッチＳＷＨの寄
生ダイオードを介して電流Ｉｓが流れるようになること
でゼロ電圧スイッチングがなされる。
【００１２】このとき、全体の動作は、図２に示すとお
りであり、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイ
ドスイッチＳＷＬの電圧ＶＤＳＨ，ＶＤＳＬは、入力電
圧ＶｉｎとキャパシタＣ電圧Ｖｃの合計で高い電圧がク
ランプされる。
りであり、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイ
ドスイッチＳＷＬの電圧ＶＤＳＨ，ＶＤＳＬは、入力電
圧ＶｉｎとキャパシタＣ電圧Ｖｃの合計で高い電圧がク
ランプされる。
【００１３】上述したように、アクティブクランプフラ
イバック回路とともに代表的に使われる非対称フライバ
ック回路は、図３に示すように構成されるが、図１との
構成的な相違点は、キャパシタＣの位置がトランスフォ
ーマＴの一次側コイルとローサイドスイッチＳＷＬの間
に備えられることにある。
イバック回路とともに代表的に使われる非対称フライバ
ック回路は、図３に示すように構成されるが、図１との
構成的な相違点は、キャパシタＣの位置がトランスフォ
ーマＴの一次側コイルとローサイドスイッチＳＷＬの間
に備えられることにある。
【００１４】このような単純な構成の相違が、図４に示
すように、その動作状態では非常に大きくなる。
すように、その動作状態では非常に大きくなる。
【００１５】即ち、従来技術では、前述したように、図
１に示されているアクティブクランプフライバック回路
では、図３に示されている非対称フライバック回路で必
要としたダブラが必要でないという長所がある一方、前
記非対称フライバック回路ではスイッチング素子に使わ
れるＦＥＴのドレイン−ソース電圧が前記アクティブク
ランプフライバック回路で入力電圧とクランプキャパシ
タとの電圧を合せて相当に高い電圧でクランプされるこ
ととは異なり、入力電圧のみに関係するため、安定的で
あるとの長所がある。
１に示されているアクティブクランプフライバック回路
では、図３に示されている非対称フライバック回路で必
要としたダブラが必要でないという長所がある一方、前
記非対称フライバック回路ではスイッチング素子に使わ
れるＦＥＴのドレイン−ソース電圧が前記アクティブク
ランプフライバック回路で入力電圧とクランプキャパシ
タとの電圧を合せて相当に高い電圧でクランプされるこ
ととは異なり、入力電圧のみに関係するため、安定的で
あるとの長所がある。
【００１６】従って、上述したアクティブクランプフラ
イバック回路と非対称フライバック回路のみでは、互い
にその長所と短所があまりにも明白であるため、設計者
はどちらか一方の長所だけを採って設計しなければなら
ず、徐々に高まる使用者等の要求を満足するのには限界
が存在する、という問題を内包していた。
イバック回路と非対称フライバック回路のみでは、互い
にその長所と短所があまりにも明白であるため、設計者
はどちらか一方の長所だけを採って設計しなければなら
ず、徐々に高まる使用者等の要求を満足するのには限界
が存在する、という問題を内包していた。
【００１７】本発明は、上記のような問題を解決するた
めになされたもので、その目的は、全入力電圧範囲（wi
de range）においてゼロ電圧スイッチングで動作させる
ことによって入力電圧ダブラ（doubler）回路が必要の
ないようにして、アダプタの効率を高め、スイッチであ
るＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor 電解効果
トランジスタ）のドレイン−ソース電圧を減少させるこ
とができるようにするため、従来のアクティブクランプ
フライバック回路と非対称フライバック回路の長所をす
べて有するようにしたゼロ電圧スイッチングのための高
効率コンバータを提供することにある。
めになされたもので、その目的は、全入力電圧範囲（wi
de range）においてゼロ電圧スイッチングで動作させる
ことによって入力電圧ダブラ（doubler）回路が必要の
ないようにして、アダプタの効率を高め、スイッチであ
るＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor 電解効果
トランジスタ）のドレイン−ソース電圧を減少させるこ
とができるようにするため、従来のアクティブクランプ
フライバック回路と非対称フライバック回路の長所をす
べて有するようにしたゼロ電圧スイッチングのための高
効率コンバータを提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明は、入力電圧と閉回路をなし、外部ドライバの出力信
号によって互いに反対のスイッチング動作をするハイサ
イドスイッチ及びローサイドスイッチと、前記ハイサイ
ドスイッチ及びローサイドスイッチの間に直列に連結さ
れる第１キャパシタと、前記ハイサイドスイッチ及びロ
ーサイドスイッチのスイッチング動作によって一次側電
圧を二次側に誘起させるトランスフォーマと、前記トラ
ンスフォーマの２次側出力電圧を整流する整流器とを含
み、前記第１キャパシタに並列に連結されたダイオード
と、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに
それぞれ並列に連結された第１及び第２還流ダイオード
と、前記トランスフォーマの１次側コイルに直列に連結
された第２キャパシタとを含んで構成されたことを特徴
とする。
明は、入力電圧と閉回路をなし、外部ドライバの出力信
号によって互いに反対のスイッチング動作をするハイサ
イドスイッチ及びローサイドスイッチと、前記ハイサイ
ドスイッチ及びローサイドスイッチの間に直列に連結さ
れる第１キャパシタと、前記ハイサイドスイッチ及びロ
ーサイドスイッチのスイッチング動作によって一次側電
圧を二次側に誘起させるトランスフォーマと、前記トラ
ンスフォーマの２次側出力電圧を整流する整流器とを含
み、前記第１キャパシタに並列に連結されたダイオード
と、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチに
それぞれ並列に連結された第１及び第２還流ダイオード
と、前記トランスフォーマの１次側コイルに直列に連結
された第２キャパシタとを含んで構成されたことを特徴
とする。
【００１９】また、本発明は、上記ハイサイドスイッチ
及びローサイドスイッチの付加的構成要件として、両ス
イッチが金属酸化物半導体電界効果トランジスタで構成
されていることを特徴としている。
及びローサイドスイッチの付加的構成要件として、両ス
イッチが金属酸化物半導体電界効果トランジスタで構成
されていることを特徴としている。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の上述した目的と様々な長
所は、この技術分野に熟練したれた人々により、添付さ
れた図面を参照しつつ、後述される本発明の望ましい実
施形態から、より一層明確になると思料する。
所は、この技術分野に熟練したれた人々により、添付さ
れた図面を参照しつつ、後述される本発明の望ましい実
施形態から、より一層明確になると思料する。
【００２１】以下、本発明の望ましい実施形態を貼付し
た図面を参照して詳細に説明する。
た図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】図５は、本発明によるコンバータの構成を
示す回路図であり、図６は、図５の動作を示す波形図で
ある。
示す回路図であり、図６は、図５の動作を示す波形図で
ある。
【００２３】図５について説明すると、図１のように、
入力電圧Ｖｉｎと閉回路をなし、外部ドライバ（図示せ
ず）の出力信号によって互いに反対のスイッチング動作
をするハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッ
チＳＷＬと、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサ
イドスイッチＳＷＬの間に直列に連結される第１キャパ
シタＣ１と、前記第１キャパシタＣ１に並列に連結され
たダイオードＤと、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及び
ローサイドスイッチＳＷＬのスイッチング動作によって
一次側電圧を二次側に誘起させるトランスフォーマＴ
と、前記トランスフォーマＴの１次側コイルに直列に連
結された第２キャパシタＣ２と、前記トランスフォーマ
Ｔの２次側出力電圧を整流する整流器とを含んでいる。
入力電圧Ｖｉｎと閉回路をなし、外部ドライバ（図示せ
ず）の出力信号によって互いに反対のスイッチング動作
をするハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッ
チＳＷＬと、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサ
イドスイッチＳＷＬの間に直列に連結される第１キャパ
シタＣ１と、前記第１キャパシタＣ１に並列に連結され
たダイオードＤと、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及び
ローサイドスイッチＳＷＬのスイッチング動作によって
一次側電圧を二次側に誘起させるトランスフォーマＴ
と、前記トランスフォーマＴの１次側コイルに直列に連
結された第２キャパシタＣ２と、前記トランスフォーマ
Ｔの２次側出力電圧を整流する整流器とを含んでいる。
【００２４】このとき、前記構成の説明中、図５に示さ
れているものの説明していない、点線で連結されてい
る、即ち、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイ
ドスイッチＳＷＬがＭＯＳＦＥＴで構成される場合、前
記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッチＳ
ＷＬに各々並列で連結された第１及び第２還流ダイオー
ドＤ１，Ｄ２は、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びロ
ーサイドスイッチＳＷＬの内部ダイオードとして、実際
上の構成ではなく、本発明の説明を容易にするために図
示されている構成である。
れているものの説明していない、点線で連結されてい
る、即ち、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイ
ドスイッチＳＷＬがＭＯＳＦＥＴで構成される場合、前
記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びローサイドスイッチＳ
ＷＬに各々並列で連結された第１及び第２還流ダイオー
ドＤ１，Ｄ２は、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及びロ
ーサイドスイッチＳＷＬの内部ダイオードとして、実際
上の構成ではなく、本発明の説明を容易にするために図
示されている構成である。
【００２５】前記のような構成を有する本発明の動作を
説明すれば、次のとおりである。
説明すれば、次のとおりである。
【００２６】本発明の全体動作は、図５に示されたとお
りであるが、各区間別の動作を図７乃至図１３に示され
ている本発明の各区間での動作を示す等価回路図も参照
して詳述する。
りであるが、各区間別の動作を図７乃至図１３に示され
ている本発明の各区間での動作を示す等価回路図も参照
して詳述する。
【００２７】図７によれば、ｔ７乃至ｔ８の区間及びｔ
０乃至ｔ１の区間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ
はオンされ、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオフされ
る。また、Ｉｌｋがポジティブになり、ｔ８でＩｍに到
達する。このとき、ｔ７でＩｓもポジティブになり、第
２キャパシタＣ２は、充電が遂行されるようになる。
０乃至ｔ１の区間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ
はオンされ、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオフされ
る。また、Ｉｌｋがポジティブになり、ｔ８でＩｍに到
達する。このとき、ｔ７でＩｓもポジティブになり、第
２キャパシタＣ２は、充電が遂行されるようになる。
【００２８】また、図８によれば、ｔ１乃至ｔ２の区間
では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフされ、前記
ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態を維持する。ま
た、前記ローサイドスイッチＳＷＬの寄生ダイオードが
ターンオンされ、第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２の
充電が継続的に遂行される。このとき、前記トランスフ
ォーマＴでは２次側にエネルギが伝えられる。
では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフされ、前記
ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態を維持する。ま
た、前記ローサイドスイッチＳＷＬの寄生ダイオードが
ターンオンされ、第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２の
充電が継続的に遂行される。このとき、前記トランスフ
ォーマＴでは２次側にエネルギが伝えられる。
【００２９】一方、図９によれば、ｔ２乃至ｔ３の区間
では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフ状態にな
り、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオン状態となる。
また、前記第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２は、充電
状態が継続的に遂行される。
では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフ状態にな
り、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオン状態となる。
また、前記第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２は、充電
状態が継続的に遂行される。
【００３０】また、図１０によれば、ｔ３乃至ｔ４の区
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフ状態を維
持し、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオン状態を維持
するようになる。このとき、Ｉｃはネガティブ状態にな
り、前記第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２が放電を遂
行するようになる。
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフ状態を維
持し、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオン状態を維持
するようになる。このとき、Ｉｃはネガティブ状態にな
り、前記第１及び第２キャパシタＣ１，Ｃ２が放電を遂
行するようになる。
【００３１】また、図１１によれば、ｔ４乃至ｔ５の区
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨは、オフ状態を
維持し、前記ローサイドスイッチＳＷＬは、オン状態を
維持するようになる。このとき、Ｉｃはネガティブ状態
を維持し、前記第２キャパシタＣ２が継続的に放電を遂
行するようになり、ダイオードＤがターンオンされる。
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨは、オフ状態を
維持し、前記ローサイドスイッチＳＷＬは、オン状態を
維持するようになる。このとき、Ｉｃはネガティブ状態
を維持し、前記第２キャパシタＣ２が継続的に放電を遂
行するようになり、ダイオードＤがターンオンされる。
【００３２】また、図１２によれば、ｔ５乃至ｔ６の区
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフ状態を維
持し、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態とな
る。このとき、前記ハイサイドスイッチＳＷＨの寄生ダ
イオードがターンオンされ、前記第２キャパシタＣ２が
継続的に放電を遂行するようになり、Ｉｓはネガティブ
状態となる。
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨはオフ状態を維
持し、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態とな
る。このとき、前記ハイサイドスイッチＳＷＨの寄生ダ
イオードがターンオンされ、前記第２キャパシタＣ２が
継続的に放電を遂行するようになり、Ｉｓはネガティブ
状態となる。
【００３３】また、図１３によれば、ｔ６乃至ｔ７の区
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨは、オン状態に
なり、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態を維持
するようになる。このとき、前記第２キャパシタＣ２が
継続的に放電を遂行するようになって、Ｉｓはネガティ
ブ状態を維持するようになる。
間では、前記ハイサイドスイッチＳＷＨは、オン状態に
なり、前記ローサイドスイッチＳＷＬはオフ状態を維持
するようになる。このとき、前記第２キャパシタＣ２が
継続的に放電を遂行するようになって、Ｉｓはネガティ
ブ状態を維持するようになる。
【００３４】結局、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及び
ローサイドスイッチＳＷＬの寄生ダイオードのターンオ
ン区間（ｔ１乃至ｔ３区間、ｔ５乃至ｔ７区間）が発生
するようになり、ゼロ電圧スイッチングによって高効率
化が成し遂げられる。
ローサイドスイッチＳＷＬの寄生ダイオードのターンオ
ン区間（ｔ１乃至ｔ３区間、ｔ５乃至ｔ７区間）が発生
するようになり、ゼロ電圧スイッチングによって高効率
化が成し遂げられる。
【００３５】また、前記ハイサイドスイッチＳＷＨ及び
ローサイドスイッチＳＷＬのドレイン−ソース電圧が減
少するようになることで、動作の信頼性を確保するよう
になる。
ローサイドスイッチＳＷＬのドレイン−ソース電圧が減
少するようになることで、動作の信頼性を確保するよう
になる。
【００３６】本発明は、特定の実施形態と関連して図示
及び説明したが、添付された特許請求の範囲によって示
された発明の思想領域から外れない限度内で、多様に変
更することができることを、当業界で通常の知識を有す
る者であるならば、誰にでも容易に理解することができ
る。
及び説明したが、添付された特許請求の範囲によって示
された発明の思想領域から外れない限度内で、多様に変
更することができることを、当業界で通常の知識を有す
る者であるならば、誰にでも容易に理解することができ
る。
【００３７】
【発明の効果】以上、説明したように、本発明における
ゼロ電圧スイッチングのための高効率コンバータは、全
入力電圧範囲においてゼロ電圧スイッチングで動作が可
能なため、入力電圧ダブラ回路が必要とされず、回路が
簡単になり、それに伴って、製品の原価を下げることが
できる、という効果を奏する。
ゼロ電圧スイッチングのための高効率コンバータは、全
入力電圧範囲においてゼロ電圧スイッチングで動作が可
能なため、入力電圧ダブラ回路が必要とされず、回路が
簡単になり、それに伴って、製品の原価を下げることが
できる、という効果を奏する。
【００３８】また、アダプタの効率を高め、スイッチで
あるＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース電圧を減少させる
ことができるため、製品の動作に対する信頼性を向上さ
せることができる、という効果を奏する。
あるＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース電圧を減少させる
ことができるため、製品の動作に対する信頼性を向上さ
せることができる、という効果を奏する。
【図１】 図１は従来技術でのアクティブクランプフラ
イバック回路によるコンバータの構成を示す回路図であ
る。
イバック回路によるコンバータの構成を示す回路図であ
る。
【図２】 図２は図１の動作を示す波形図である。
【図３】 図３は従来技術での非対称フライバック回路
によるコンバータの構成を示す回路図である。
によるコンバータの構成を示す回路図である。
【図４】 図４は図３の動作を示す波形図である。
【図５】 図５は本発明によるコンバータの構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】 図６は図５の動作を示す波形図である。
【図７】 図７は本発明の各区間での動作を示す等価回
路図である。
路図である。
【図８】 図８は本発明の各区間での動作を示す等価回
路図である。
路図である。
【図９】 図９は本発明の各区間での動作を示す等価回
路図である。
路図である。
【図１０】 図１０は本発明の各区間での動作を示す等
価回路図である。
価回路図である。
【図１１】 図１１は本発明の各区間での動作を示す等
価回路図である。
価回路図である。
【図１２】 図１２は本発明の各区間での動作を示す等
価回路図である。
価回路図である。
【図１３】 図１３は本発明の各区間での動作を示す等
価回路図である。
価回路図である。
Ｖｉｎ…入力電圧、ＳＷＨ…ハイサイドスイッチ、ＳＷ
Ｌ…ローサイドスイッチ、Ｃ１…第１キャパシタＣ１、
Ｄ…ダイオード、Ｔ…トランスフォーマ、Ｃ２…第２キ
ャパシタＣ２。
Ｌ…ローサイドスイッチ、Ｃ１…第１キャパシタＣ１、
Ｄ…ダイオード、Ｔ…トランスフォーマ、Ｃ２…第２キ
ャパシタＣ２。
Claims (2)
- 【請求項１】 入力電圧と閉回路をなし、外部ドライバ
の出力信号によって互いに反対のスイッチング動作をす
るハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチと、 前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチの間に
直列に連結される第１キャパシタと、 前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのスイ
ッチング動作によって一次側電圧を二次側に誘起させる
トランスフォーマと、 前記トランスフォーマの２次側出力電圧を整流する整流
器と、 前記第１キャパシタに並列に連結されたダイオードと、 前記トランスフォーマの１次側コイルに直列に連結され
た第２キャパシタとを含んで構成されたことを特徴とす
るゼロ電圧スイッチングのための高効率コンバータ。 - 【請求項２】 前記ハイサイドスイッチ及びローサイド
スイッチは、各々その内部に還流ダイオードを有する金
属酸化物半導体電界効果トランジスタで構成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のゼロ電圧スイッチン
グのための高効率コンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR2000-21965 | 2000-04-25 | ||
| KR20000021965 | 2000-04-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001309659A true JP2001309659A (ja) | 2001-11-02 |
| JP3415582B2 JP3415582B2 (ja) | 2003-06-09 |
Family
ID=19666829
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000367143A Expired - Fee Related JP3415582B2 (ja) | 2000-04-25 | 2000-12-01 | ゼロ電圧スイッチングのための高効率コンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6359793B2 (ja) |
| JP (1) | JP3415582B2 (ja) |
| KR (1) | KR100355962B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2012010430A (ja) * | 2010-06-22 | 2012-01-12 | Toshiba Corp | 半導体スイッチ、制御装置、電力変換装置及び半導体装置 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6807073B1 (en) * | 2001-05-02 | 2004-10-19 | Oltronics, Inc. | Switching type power converter circuit and method for use therein |
| CN100431252C (zh) * | 2004-03-17 | 2008-11-05 | 天网电子股份有限公司 | 可在临界模式下进行零电位切换的返驰式功率转换器 |
| US20070013349A1 (en) * | 2005-07-18 | 2007-01-18 | Bassett John A | Zero voltage switching buck converter |
| US9083254B1 (en) | 2006-11-20 | 2015-07-14 | Picor Corporation | Primary side sampled feedback control in power converters |
| US7859859B2 (en) * | 2006-11-20 | 2010-12-28 | Picor Corporation | Primary side sampled feedback control in power converters |
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Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5448467A (en) * | 1992-04-13 | 1995-09-05 | Ferreira; Jan A. | Electrical power converter circuit |
-
2000
- 2000-10-31 KR KR1020000064251A patent/KR100355962B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-12-01 JP JP2000367143A patent/JP3415582B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-12-06 US US09/731,407 patent/US6359793B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010033498A1 (en) | 2001-10-25 |
| KR100355962B1 (ko) | 2002-10-11 |
| JP3415582B2 (ja) | 2003-06-09 |
| KR20010098366A (ko) | 2001-11-08 |
| US6359793B2 (en) | 2002-03-19 |
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