DE60200710T2

DE60200710T2 - Schaltnetzteil

Info

Publication number: DE60200710T2
Application number: DE60200710T
Authority: DE
Inventors: Koichi Fujimi-shi Morita; Toshiyuki Kounosu-shi Yamagishi
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2001-08-29
Filing date: 2002-08-27
Publication date: 2005-07-21
Anticipated expiration: 2022-08-28
Also published as: US20030043602A1; EP1289110B1; JP3528920B2; US6680854B2; DE60200710D1; EP1289110A1; JP2003070249A

Description

Technischer Hintergrund der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf elektrische Netzteile und insbesondere auf ein Schaltnetzteil, das eine Wechselspannung in eine Gleichspannung umwandeln kann und bei dem Vorkehrungen zum Erreichen einer besseren Annäherung der Wellenform des Eingangsstroms an eine Sinuswelle sowie eines höheren Leistungsfaktors getroffen wurden.
Eine Umwandlung einer Wechselspannung in eine Gleichspannung wird durch eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung ermöglicht, die eine Gleichrichterschaltung mit einer an eine Wechselspannungs-Versorgung angeschlossenen Diode sowie einen Glättungskondensator umfasst, der an die Gleichrichterschaltung angeschlossen ist. Diese Art von Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung weist jedoch den Nachteil auf, dass aufgrund der Tatsache, dass der Glättungskondensator nur an oder nahe der Spitzen der sinuswellenförmigen Wechselspannung geladen wird, nur ein relativ niedriger Leistungsfaktor erreicht wird. Ein anderer Nachteil besteht darin, dass die Ausgangs-Gleichspannung nicht variabel eingestellt werden kann.
Die japanische nicht geprüfte Patentveröffentlichung Nr. 8-154379 stellt eine Verbesserung der obengenannten Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung dar. Sie beschreibt ein Schaltnetzteil mit einer Gleichrichterschaltung, einem Glättungskondensator, einer Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandlungsschaltung und einer induktiven Drossel für einen höheren Leistungsfaktor. Die Drossel ist elektrisch zwischen die beiden Ausgangsklemmen der Gleichrichterschaltung geschaltet, wenn ein von der Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandlungsschaltung umfasster Schalter geschlossen ist. Die erwünschte Verbesserung des Leistungsfaktors wird folglich erreicht, indem die Größe des durch die Drossel fließenden Stroms entsprechend der Eingangs-Wechselspannung variiert.
Trotz der unbestrittenen Vorteile hat sich dieses Schaltnetzteil nach dem Stand der Technik als nicht so zufriedenstellend herausgestellt, wie es hinsichtlich der Energieverluste wünschenswert wäre.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung beabsichtigt eine Verbesserung des Schaltnetzteils nach dem erwähnten Stand der Technik zum Erreichen einer noch höheren Effizienz, ohne dass es hierbei zu einer Beeinträchtigung der ihm innewohnenden Vorteile kommt.
Kurz gesagt kann die Erfindung als ein Schaltnetzteil zusammengefasst werden, das eine Wechselspannung in eine Gleichspannung wandeln kann. Inbegriffen ist ein Transformator, der über eine Gleichrichterschaltung an zwei Wechselspannungs-Eingangsklemmen und über eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung an zwei Gleichspannungs-Ausgangsklemmen angeschlossen ist. Die Gleichrichterschaltung hat einen ersten und einen zweiten Ausgang, wobei der zweite Ausgang in den hier offenbarten bevorzugen Ausführungsformen geerdet ist. Zwischen einem ersten Ende der Primärwicklung des Transformators und dem zweiten Ausgang der Gleichrichterschaltung ist ein Glättungskondensator geschaltet. Zwischen den ersten Ausgang der Gleichrichterschaltung und dem Glättungskondensator ist über wenigstens einen Teil der Primärwicklung des Transformators eine Induktivität geschaltet. Zwischen ein zweites Ende des Transformators und dem zweiten Ausgang der Gleichrichterschaltung ist ein Hauptschalter geschaltet. Der Hauptschalter ist mit einer Kapazitätseinrichtung zum sanften Schalten ausgestattet, die entweder die Form eines zu diesem parallel geschalteten, separaten Kondensators oder einer inhärenten parasitären Kapazität annehmen kann.
Diese Erfindung weist insbesondere einen Schaltkreis zum sanften Schalten auf, der eine zusätzliche Wicklung des Transformators umfasst, sowie einen zusätzlichen Schalter, der wenigstens über die zusätzliche Transformatorwicklung parallel zu dem Glättungskondensator geschaltet ist. Der zusätzliche Schalter ist dazu ausgelegt, der zusätzlichen Wicklung des Transformators einen Strom bereit zu stellen, der hinreichend groß ist, um die Primärwicklung des Transformators dazu zu veranlassen, eine Spannung aufzubauen, die ein Entladen der Kapazitätseinrichtung zum sanften Schalten ermöglicht. Ein Schalter-Steuerschaltkreis ist sowohl mit dem Hauptschalter verbunden, um ein AN/AUS-Schalten des Hauptschalters mit einer Wiederholungsfrequenz zu steuern, die höher als die Frequenz der Eingangs-Wechselspannung ist, als auch mit dem zusätzlichen Schalter verbunden, um ein Durchzünden des zusätzlichen Schalters vor dem Beginn jeder Brennzeit des Hauptschalters einzuleiten und um das Durchzünden des zusätzlichen Schalters nicht später als zum Ende jeder Brennzeit des Hauptschalters zu beenden.
Bei der auf diese Weise verbesserten Konstruktion des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils fließt während der Brennzeiten des Hauptschalters ein Strom durch die Induktivität. Verbesserungen bezüglich des Leistungsfaktors und der Eingangs-Wellenform werden erreicht, indem der Strom der Induktivität eine Amplitude aufweist, die proportional zu der Eingangs-Wechselspannung ist.
Die Leitfähigkeit des zusätzlichen Schalters führt andererseits zu einem Stromfluss durch die zusätzliche Transformatorwicklung, bei der es sich in den bevorzugten Ausführungsformen um eine Tertiärwicklung handelt. Daraufhin bildet sich über die Primärwicklung des Transformators eine hinreichend große Spannung aus, um ein Entladen der Kapazitätseinrichtung zum sanften Schalten zu verursachen, woraufhin die Spannung über den Hauptschalter abfällt. Folglich wird zur Verringerung von Schaltverlusten und Rauschen ein Einschalten des Hauptschalters bei Nullspannung realisiert.
Der Hauptschalter agiert sowohl für Verbesserungen des Leistungsfaktors und der Eingangs-Wellenform, als auch zur Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandlung. Die Ziele eines verbesserten Leistungsfaktors und einer verbesserten Eingangs-Wellenform werden folglich unter einer nur geringen oder überhaupt nicht vorhandenen Vergrößerungen oder Erhöhungen der Herstellungskosten des Schaltnetzteils erreicht.
Es wird auch gewürdigt werden, dass die von dem Schaltkreis zum sanften Schalten umfasste Wicklung in den bevorzugten Ausführungsformen als Tertiärwicklung in dem Transformator untergebracht ist. Dieses Merkmal trägt weiter zur Kompaktheit des Geräts bei.
Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist in einem zusätzlichen Ladeschaltkreis zu sehen, der zwischen einem dritten Ausgang der Gleichrichterschaltung und dem Glättungskondensator geschaltet ist. Der dritte Ausgang der Gleichrichterschaltung stellt zwischen ihm und dem erwähnten zweiten Ausgang der Gleichrichterschaltung im Wesentlichen dieselbe Gleichrichterschaltungs-Ausgangsspannung bereit, wie sie zwischen dem ersten und dem zweiten Ausgang derselben anliegt. Der zusätzliche Ladeschaltkreis umfasst eine weitere zusätzliche Wicklung (in den bevorzugten Ausführungsformen die vierte) des Transformators. Für den zusätzlichen Ladeschaltkreis werden verschiedene spezifische Designs vorgeschlagen.
Der zusätzliche Ladeschaltkreis ist hinreichend gut berechnet, um den Glättungskondensator bis zu dem gewünschten Grad aufzuladen, selbst wenn der zur Verbesserung des Leistungsfaktors und der Eingangs-Wellenform durch die Hauptinduktivität fließende Strom kleiner wird. Der Glättungskondensator wird sowohl über die Hauptinduktivität, als auch über den zusätzlichen Ladeschaltkreis geladen. Folglich kann der den Glättungskondensator über die Hauptinduktivität ladende Strom gegenüber dem Fall, in dem der Glättungskondensator nur über die Hauptinduktivität geladen werden würde, um einen Betrag verringert werden, der dem den Glättungskondensator über den zusätzlichen Ladeschaltkreis ladenden Strom entspricht. Folglich werden Energieverluste an der Hauptinduktivität verringert und ihre Größe kann reduziert werden.
Der zusätzliche Ladeschaltkreis kann auch dazu verwendet werden, die Spannung, mit der der Glättungskondensator geladen wird, zu erhöhen. Dies dient zur Vermeidung des Fließens von Überströmen an oder nahe der Spitzen der Eingangs-Wechselspannung über die Hauptinduktivität in den Glättungskondensator. Das Ergebnis ist die Verringerung von höheren Harmonischen der Eingangs-Wechselspannung.
Ein weiterer Vorteil des zusätzlichen Ladeschaltkreises besteht darin, dass er die zusätzliche Wicklung des Transformators verwendet. Der zusätzliche Ladeschaltkreis kann folglich einen höchst einfachen Aufbau haben und in seiner Größe verringert werden.
In einigen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung ist die Primärwicklung des Transformators mit einem Abgriff versehen und die Hauptinduktivität ist über einen Teil der Primärwicklung des Transformators zwischen den ersten Ausgang der Gleichrichterschaltung und den Glättungskondensator geschaltet. Folglich fließt nur dann Strom durch die Hauptinduktivität, wenn ihre Eingangsspannung höher als die Abgriffsspannung ist, was zu einem geringeren Energieverlust an der Hauptinduktivität führt.
In anderen Ausführungsformen ist die Primärwicklung des Transformators jedoch nicht mit einem Abgriff versehen und die Hauptinduktivität ist über die gesamte Primärwicklung des Transformators zwischen den ersten Ausgang der Gleichrichterschaltung und den Glättungskondensator geschaltet. Diese Schaltung wird empfohlen, wenn ein höherer Leistungsfaktor und eine bessere Eingangs-Wellenform wichtiger sind als Effizienz, da dann der Strom durch die Hauptinduktivität nicht durch die Primärwicklung des Transformators beschränkt wird.
Die oben genannten und weitere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile dieser Erfindung sowie die Erfindung selbst werden durch ein Studium der folgenden Beschreibung und der beigefügten Ansprüche unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren, die die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung darstellen, verdeutlicht und verständlich gemacht.
Kurzbeschreibung der Figuren
Es zeigen:
1 einen schematischen elektrischen Schaltplan einer ersten bevorzugten Form des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
2 einen schematischen elektrischen Schaltplan, teilweise in Blockdarstellung, der den in dem in 1 gezeigten Schaltnetzteil vorhandenen Schalter-Steuerschaltkreis detaillierter darstellt;
3 eine Serie von Diagrammen, bestehend aus (A) bis (C), die die Spannungs- und Strom-Wellenformen darstellt, die in verschiedenen Teilen des in 2 gezeigten Schalter-Steuerschaltkreises auftreten;
4 eine Serie von Diagrammen, bestehend aus (A) bis (H), die die Spannungs- und Strom-Wellenformen darstellt, die in verschiedenen Teilen des in 1 gezeigten Schaltnetzteils auftreten;
5 eine Serie von Diagrammen, bestehend aus (A) bis (E), die die Spannungs- und Strom-Wellenformen, die in verschiedenen Teilen des in 1 gezeigten Geräts auftreten, mit einer anderen Zeitskala darstellt;
6 eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine zweite bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
7 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine dritte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
8 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine vierte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
9 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine fünfte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
10 eine Serie von Diagrammen, bestehend aus (A) bis (E), die die Spannungs- und Strom-Wellenformen darstellt, die in verschiedenen Teilen des in 9 gezeigten Geräts auftreten;
11 eine Serie von Diagrammen, bestehend aus (A) bis (H), die die Spannungs- und Strom-Wellenformen, die in verschiedenen Teilen des in 9 gezeigten Geräts auftreten, mit einer anderen Zeitskala darstellt;
12 eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine sechste bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
13 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine siebente bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
14 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine achte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
15 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine neunte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
16 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine zehnte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
17 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine elfte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
18 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine zwölfte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt;
19 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine dreizehnte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt; und
20 ebenfalls eine Ansicht ähnlich zu 1, die jedoch eine vierzehnte bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils zeigt.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Das in 1 in Form einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung gezeigte Schaltnetzteil weist zwei Eingangsklemmen 1 und 2 auf, die an eine nicht dargestellte Versorgung mit kommerzieller Wechselspannung V_ac mit einer Frequenz von beispielsweise 50 Hz angeschlossen sind. An die beiden Eingangsklemmen 1 und 2 ist ein Rauschfilter 3 angeschlossen. Der Rauschfilter 3 kann einen üblichen Aufbau mit Induktivitäten und Kapazitäten zum Ausfiltern von hochfrequentem Rauschen auf der ankommenden Wechselspannung mit fester Frequenz haben.
Der Rauschfilter 3 ist an eine Gleichrichterschaltung 4 mit vier Dioden D₁, D₂, D₃ und D₄ angeschlossen. Die erste Diode D₁ ist mit ihrer Anode an die Kathode der zweiten Diode D₂ angeschlossen und ist mit der Kathode der dritten Diode D₃ verbunden. Die Anode der zweiten Diode D₂ ist mit der der vierten Diode D₄ verbunden. Die Anode der dritten Diode D₃ ist an die Kathode der vierten Diode D₄ angeschlossen. Der Rauschfilter 3 hat einen ersten Ausgang 41, der mit einem Kontaktpunkt 46 zwischen der ersten Diode D₁ und der zweiten Diode D₂ verbunden ist, sowie einen zweiten Ausgangs 42, der mit einem Kontaktpunkt 47 zwischen der dritten Diode D₃ und der vierten Diode D₄ verbunden ist.
Die Gleichrichterschaltung 4 hat zwei Ausgänge 43 und 45. Der erste Ausgang 43 ist an einen Kontaktpunkt 48 zwischen den Kathoden der ersten Diode D₁ und der dritten Diode D₃ angeschlossen. Der zweite Ausgang 45 ist an einen Kontaktpunkt 49 zwischen den Anoden der zweiten Diode D₂ und der vierten Diode D₄ angeschlossen. Es ist erkennbar, dass der zweite Ausgang 45 der Gleichrichterschaltung geerdet ist und es wird folglich gelegentlich in dieser Weise auf ihn Bezug genommen.
Mit dem Bezugszeichen 5 wird ein Transformator bezeichnet, der eine Primärwicklung N₁, eine Sekundärwicklung N₂ und gemäß einem Merkmal dieser Erfindung eine dritte oder zusätzliche Wicklung N₃ aufweist, die alle um einen magnetischen Kern 9 gewickelt und elektromagnetisch miteinander gekoppelt sind. Die Primärwicklung N₁ des Transformators wird an der Stelle 10 abgegriffen und ist folglich in zwei Teile N_1a und N_1b unterteilt. Die drei Transformatorwicklungen N₁, N₂ und N₃ sind entsprechend den Punkten in 1 gepolt. Aus diesen Markierungen geht hervor, dass die Primärwicklung N₁ des Transformators und die Sekundärwicklung N₂ entgegengesetzte Polarität haben.
Zwischen ein Ende der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem geerdeten zweiten Ausgang 45 der Gleichrichterschaltung 4 ist ein Glättungskondensator C₁, vorzugsweise ein Elektrolyt-Kondensator, geschaltet. Eine Induktivität L₁ ist mit ihrem einen Ende mit dem ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung und mit dem anderen Ende an den Abgriff 10 der Primärwicklung N₁ des Transformators verbunden, so dass die Induktivität über den ersten Teil N_1a der Primärwicklung N₁ des Transformators an den Glättungskondensator C₁ angeschlossen ist. Die Stellung des Abgriffs 10 auf der Primärwicklung N₁ des Transformators kann wie erfordert oder er wünscht verändert werden. Allgemein gilt, dass je kleiner das Verhältnis des ersten Teiles N_1a der Primärwicklung des Transformators zu dem zweiten Teil N_1b der Primärwicklung des Transformators ist, desto höher wird die Effizienz des Netzteils, jedoch wird gleichzeitig der Leistungsfaktor umso geringer.
Ein als Feldeffekttransistor mit isolierter Steuerelektrode dargestellter Hauptschalter Q₁ ist zwischen das andere Ende der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem zweiten Ausgangs 45 der Gleichrichterschaltung geschaltet. Der Glättungskondensator C₁ ist über die Primärwicklung N₁ des Transformators parallel zu diesem Hauptschalter Q₁ geschaltet.
Ebenfalls parallel zu dem Hauptschalter Q₁ ist ein Kondensator C_q1 zum sanften Schalten geschaltet, der eine geringere Kapazität als der Glättungskondensator C₁ aufweist. Obwohl der Kondensator C_q1 zum sanften Schalten als separates Bauteil dargestellt ist, könnte die Funktionalität, für die er vorgesehen ist, durch die parasitäre Kapazität zwischen der Drain und der Source des Hauptschalters Q₁ zur Verfügung gestellt werden.
Zum Schutz des Hauptschalters Q₁ ist zu diesem parallel eine Diode D_q1 in Umkehrrichtung geschaltet. Auch die Darstellung dieser Diode D_q1 zum Schutz des Schalters als separates Bauteil erfolgt nur in Form eines Beispiels. Die für die Diode vorgesehene Funktionalität könnte auch durch die sogenannte Body-Diode des Hauptschalters Q₁ zur Verfügung gestellt werden.
Die gegenüberliegenden Enden der Sekundärwicklung N₂ des Transformators sind über eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 an die beiden Ausgangsklemmen 11 bzw. 12 angeschlossen. Die Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 umfasst eine Gleichrichterdiode D₀ und einen Glättungskondensator C₀. Zwischen ein Ende der Sekundärwicklung N₂ des Transformators und die Ausgangsklemme 11 ist die Gleichrichterdiode D₀ so orientiert angeschlossen, dass sie leitet, wenn der Hauptschalter Q₁ offen ist, und sperrt, wenn der Hauptschalter Q₁ geschlossen ist. Der Kondensator C₀ ist über die Diode D₀ parallel zu der Sekundärwicklung N₂ des Transformators geschaltet. Folglich erhält man zwischen den beiden Ausgangsklemmen 11 und 12 eine unidirektionale Ausgangsspannung zur Speisung einer an diese angeschlossenen Last 20.
Die vorliegende Erfindung hat insbesondere als Merkmal einen Schaltkreis 7 zum sanften Schalten, der zusätzlich zu der bereits erwähnten Tertiärwicklung N₃ des Transformators einen zusätzlichen Schalter Q₂ und zwei zusätzliche Dioden D_a und D_q2 aufweist. Diese Tertiärwicklung des Transformators ist so gepolt, dass die sie durchfließende Strom zum Aufbau einer Spannung über die Primärwicklung N₁ des Transformators mit einem darauf folgenden Entladen des Kondensators C_q1 zum sanften Schalten führen kann. Die Tertiärwicklung N₃ des Transformators weist eine Streuinduktivität L_a auf. Eine zusätzliche, nicht dargestellte Induktivität kann in Serie mit der Tertiärwicklung N₃ des Transformators geschaltet sein, falls die Streuinduktivität N_a nicht ausreicht, um eine hinreichend große Induktivität bereitzustellen.
Die Tertiärwicklung N₃ des Transformators, die zusätzliche Sperrdiode D_a und der zusätzliche Schalter Q₂ sind zueinander in Serie geschaltet. Diese serielle Schaltung ist zu dem Glättungskondensator C₁ sowie zu der aus der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalter Q₁ bestehenden seriellen Schaltung parallel geschaltet. Der als Feldeffekttransistor dargestellte zusätzliche Schalter Q₂ hat eine eingebaute parallele Diode D_q2, die so orientiert ist, dass sie den Fluss eines Rückstroms zulässt. Es wird davon ausgegangen, dass der zusätzliche Schalter Q₂ zwischen seiner Drain und seiner Source eine parasitäre Kapazität aufweist. Die zusätzliche Diode D_a ist so orientiert, dass sie durch die während der nichtleitenden Perioden des Hauptschalters Q₁ über die Tertiärwicklung N₃ des Transformators induzierte Spannung in Durchlassrichtung vorgespannt wird.
Wie in 1 dargestellt wird, weist ein Schalter-Steuerschaltkreis 8 Eingänge, die über Leitungen 13 und 14 an die beiden Ausgangsklemmen 11 bzw. 12 angeschlossen sind, einen Ausgang, der über eine Leitung 15 an den Steuereingang des Hauptschalters Q₁ angeschlossen ist, sowie einen weiteren Ausgang, der über eine Leitung 16 an den Steuereingang des zusätzlichen Schalters Q₂ angeschlossen ist, auf. Es ist klar, dass der Schalter-Steuerschaltkreis 8 zusätzlich an die Sourcen der beiden Schalter Q₁ und Q₂ angeschlossen ist, wobei derartige Anschlüsse in den Figuren nicht speziell dargestellt sind, da sie für die vorliegende Erfindung keine spezielle Bedeutung haben. Der Schalter-Steuerschaltkreis 8 gibt zur AN/AUS-Steuerung des Hauptschalters Q₁ ein Hauptschalter-Steuersignal V_g1 und zur AN/AUS-Steuerung des zusätzlichen Schalters Q₂ ein Steuersignal V_g2 für den zusätzlichen Schalter ab.
2 zeigt eine detailliertere Darstellung des Schalter-Steuerschaltkreises 8. Darin inbegriffen ist ein Ausgangsspannungs-Erfassungsschaltkreis 21, der über die Leitungen 13 und 14 an die beiden Eingangsleitungen 11 und 12, siehe 1, angeschlossen ist, um eine zur Ausgangsspannung V₀ des Netzteils proportionale Spannung abzugeben. Der Ausgang des Ausgangsspannungs-Erfassungsschaltkreises 21 ist an einen Eingang eines Differentialverstärkers 22 angeschlossen, wobei dessen anderer Eingang an eine Referenzspannungsquelle 23 angeschlossen ist. Der Ausgang des Differentialverstärkers 22 ist sowohl an einen Eingang eines ersten Vergleichers 25 und über eine Niveau-definierende Spannungsquelle 26 an einen Eingang eines zweiten Vergleichers 27 angeschlossen. Die anderen Eingänge der Vergleicher 25 und 27 sind beide an einen Sägezahn-Generatorschaltkreis 24 angeschlossen. Der Ausgang des ersten Vergleichers 25 ist über den Ausgang 15 an den Steuereingang des Hauptschalters Q₁ angeschlossen, siehe 1. Der Ausgang des zweiten Vergleichers 27 ist über den Ausgang 16 an den Steuereingang des zusätzlichen Schalters Q₂ angeschlossen.
Der Differentialverstärker 22 könnte, falls es erfordert ist oder gewünscht wird, photoelektrisch sowohl an den Vergleicher 25 als auch an den Niveau-definierenden Schaltkreis 26 gekoppelt sein. Auch der Ausgangsspannungs-Erfassungsschaltkreis 21 könnte photoelektrisch an den Differentialverstärker 22 gekoppelt sein.
Beim Eingeben der Ausgangsspannung des Ausgangsspannungs-Erfassungsschaltkreises 21 und der Referenzspannung der Quelle 23 gibt der Differentialverstärker 22 die zwischen diesen bestehende Differenz V_r1 zur Zufuhr an den ersten Vergleicher 25 ab. Der erste Vergleicher 25 vergleicht die ankommende Differenzspannung V_r1 mit der Sägezahn Spannung V_t des Sägezahn-Generators 24, wie in 3(A) dargestellt, und gibt eine Serie längenmodulierter Schalter-Steuerpulse V_g1 ab, wie bei (B) in derselben Fig. gezeigt. Die längenmodulierten Schalter-Steuerpulse V_g1 werden über den ersten Ausgang 15 an das Gate des Hauptschalters Q₁ angelegt, und bewirken entsprechend dessen AN/AUS-Steuerung.
Die Niveau-definierende Spannungsquelle 26 weist eine auf -V_d gesetzte Spannung auf, so dass die Spannung V_r2 auf ihrer Ausgangsseite um V_d niedriger ist als die Ausgangsspannung V_r1 des Differentialverstärkers. Der zweite Vergleicher 27 vergleicht diese Spannung V_r2 mit der Sägezahnspannung V_t, wie ebenfalls bei (A) in 3 dargestellt ist, und gibt eine andere Serie längenmodulierter Schalter-Steuerpulse V_g2 ab, wie bei (C) in 3 dargestellt, die länger sind als die Hauptschalter-Steuerpulse V_g1. Die zweite Serie längenmodulierter Steuer-Schaltpulse V_g2 wird über den zweiten Ausgang 16 an das Gate des zusätzlichen Schalters Q₂ angelegt.
Die wie oben beschrieben von dem Schalter-Steuerschaltkreis 8 erzeugten Hauptschalter-Steuerpulse V_g1 und die Steuer Pulse V_g2 für den zusätzlichen Schalter sind auch bei (A) und (B) in 4 dargestellt. Aus dieser Fig. ist erkennbar, dass jeder Steuerpuls V_g2 für den zusätzlichen Schalter wie bei t₁ ansteigt, wodurch ein Durchzünden des zusätzlichen Schalters Q₂ eingeleitet wird, wenn der Hauptschalter Q₁ offen ist. Jeder Hauptschalter-Steuerpuls V_g1 steigt an, wie bei t₁, wodurch kurz nach dem Durchzünden des zusätzlichen Schalters Q₂ ein Durchzünden des Hauptschalters Q₁ eingeleitet wird. Das Zeitintervall von t₁ bis t₂ ist so festgelegt, dass Schaltverluste minimiert werden, wenn der Hauptschalter Q₁ eingeschaltet wird.
Wie dargestellt schalten sowohl der Hauptschalter Q₁ als auch der zusätzliche Schalter Q₂ zum selben Zeitpunkt, an t₅ in 3 und 4, aus. Diese Darstellung ist jedoch nicht zwingend. Der zusätzliche Schalter Q₂ könnte zu jedem Zeitpunkt zwischen t₄, wenn der Strom I_q2 durch den zusätzlichen Schalter Q₂ auf Null abfällt, wie in (F) in 4, und t₅, wenn der Hauptschalter Q₁ ausschaltet, abgeschaltet werden.
Zum Ausschalten des zusätzlichen Schalters Q₂ bei t₄ kann beispielsweise, wie durch die unterbrochene Linie bei (B) in 4 dargestellt, an den Ausgang des zweiten Vergleichers 27 des Schalter-Steuerschaltkreises 8 eine monostabile Kippschaltung angeschlossen werden, wie durch die mit 28 bezeichnete gestrichelte Umrandung in 2 dargestellt ist. Diese monostabile Kippschaltung (MMV) 28 kann dazu veranlasst werden, Pulse zu erzeugen, die jeweils von t₁ bis t₄ in 4 andauern.
Betrieb
Beim Betrieb des in 1 gezeigten Netzteils werden die beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen 1 und 2 an eine nicht dargestellte Wechselspannungsquelle und die beiden Gleichspannungs-Ausgangsklemmen 11 und 12 an die gewünschte Last 20 angeschlossen. Beim Ein- und Ausschalten des Schalters Q₁ durch den Schalter-Steuerschaltkreis 8 wird der Glättungskondensator C₁ bis zu dem gewünschten Gleichspannungswert V_c1 geladen. Der sich ergebende stationäre Betrieb dieses beispielhaften Schaltnetzteils wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die 4 und 5, die die Spannungs- und Stromwellenformen darstellen, die in verschiedenen Teilen des in 1 dargestellten Schaltkreises anliegen, beschrieben.
5 erklärt, wie die Erfindung die Verbesserungen im Leistungsfaktor und der Eingangs-Wellenform erreicht. Bei (A) in dieser Fig. wird die Serie von Schalter-Steuerpulsen V_g1 dargestellt, die von dem Schalter-Steuerschaltkreis 8 an den Hauptschalter Q₁ angelegt werden. Der Hauptschalter Q₁ wird während jedes Zyklus des aus einem. Puls, wie von t₂ bis t₃, und einem Abstand zwischen derartigen Pulsen, wie von t₃ bis t₄, bestehenden Schalter-Steuersignals an und ausgeschaltet. Im Folgenden wird angenommen, dass die Wiederholungsrate dieser Schalter-Steuerpulse V_g1 20 kHz beträgt. Auch wird davon ausgegangen, dass die in 5(E) dargestellte 50 Hz sinusförmige Wechselspannung V_ac zwischen den beiden Eingangsklemmen 1 und 2 angelegt wird.
Wenn der Hauptschalter Q₁ wiederholt an- und ausgeschaltet wird, so verändern sich die Amplituden oder Spitzenwerte des Ausgangsstroms I₄ der Gleichrichterschaltung 4 und der Strom I_q1 durch den Hauptschalter Q₁, wie in 5(B) bzw. (C) dargestellt ist, entsprechend der Amplitude der Wechselstrom-Eingangsspannung V_ac. Folglich nähert sich der bei (D) in 5 gezeigte Wechselspannungs-Eingangsstrom I_ac einer sinusförmigen Wellenform gut an, woraus sich Verbesserungen im Leistungsfaktor und der Wellenform ergeben. Es wird angemerkt, dass die Hauptinduktivität L₁ an den Abgriff 10 der Primärwicklung N₁ des Transformators angeschlossen ist. Folglich ergibt sich aufgrund der Spannung V_c1 über dem Glättungskondensator C₁ kein Fluss von Strom I_L1 durch die Hauptinduktivität, bis die Ausgangspannung V₄ der Gleichrichterschaltung höher wird als die Abgriffspannung. Bei (B) und (D) in 5 wird dargestellt, dass sowohl der Ausgangsstrom I₄ der Gleichrichterschaltung als auch der Wechselspannungs-Eingangsstroms I_ac zwischen t₁ und t₆ sowie zwischen t₈ und t₉ fließen.
Der Betrieb des in 1 dargestellten Netzteils wird nun mit Ausnahme des Schaltkreises 7 zum sanften Schalten detaillierter beschrieben. Durch den die Gleichrichterschaltung 4, die Hauptinduktivität L₁, den zweiten Teil N_1b der Primärwicklung N₁ des Transformators sowie den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad fließt während der Brennzeiten T_an des Hauptschalters Q₁, wie von t₂ bis t₃ in 5 dargestellt, ein Strom. Zur gleichen Zeit fließt ein Strom durch den dem Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad. Die sich während dieser Brennzeiten T_an des Hauptschalters über die Sekundärwicklung N₂ des Transformators aufbauende Spannung ist so ausgerichtet, dass sie die Diode D₀ in Sperrrichtung vorspannt, so dass diese in sperrendem Zustand gehalten wird. Folglich wird während der Brennzeiten T_an des Hauptschalters sowohl auf dem Transformator 5 als auch auf der Hauptinduktivität L₁ Energie gespeichert.
Andererseits geben während der nichtleitenden Perioden T_aus des Hauptschalters Q₁, wie von t₃ bis t₅ in 5, sowohl die Hauptinduktivität L₁ als auch der Transformator 5 die während der vorangehenden Brennzeit T_an des Hauptschalters gespeicherte Energie ab, so dass durch den die Gleichrichterschaltung 4, die Hauptinduktivität L₁, den ersten Teil N_1a der Primärwicklung N₁ des Transformators und den Glättungs kondensator C₁ umfassenden Pfad der Strom I₄ fließt. Der Kondensator C₁ wird folglich geladen.
Der den Glättungskondensator C₁ während jeder nichtleitenden Periode T_aus des Hauptschalters ladende Strom I₄ nimmt mit der Zeit ab und wird bei t₄ in 5 gleich Null. Während dieser nichtleitenden Zeiten T_aus wird aufgrund der Energiefreigabe durch den Transformator 5 über die Sekundärwicklung N₂ des Transformators eine Spannung induziert, die so orientiert ist, dass sie die Diode D₀ der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 in leitenden Zustand versetzt. Der Kondensator C₀ und die Last 18 werden beide über die Diode D₀ mit Energie versorgt.
Ein Schaltzyklus, der in 5 von t₂ bis t₅ dauernt, ist nun beendet. Der selbe Zyklus wird nach t₅ wiederholt, wenn der Hauptschalter Q₁ wieder geschlossen wird. Während einer derartigen Wiederholung von Schaltzyklen kann die Ausgangsspannung V₀ des Netzteils einen vorbestimmten Grenzwert überschreiten. Darauf reagiert der Schalter-Steuerschaltkreis 8 durch eine Verkürzung der Brennzeiten T_an des Hauptschalters um einen Betrag, der notwendig ist, um die Ausgangsspannung V₀ des Netzteils wieder auf einen normalen Wert zu bringen. Der Schalter-Steuerschaltkreis 8 reagiert auch auf einen exzessiven Abfall in der Ausgangsspannung V₀ des Netzteils, indem er die Brennzeiten T_an des Hauptschalters verlängert, bis die Ausgangsspannung wieder auf einen normalen Wert angestiegen ist.
Im Folgenden wird noch einmal auf 4 Bezug genommen, um zu untersuchen, wie der sanft-schaltende Schaltkreis 7 zum sanften Schalten des Hauptschalters Q₁ funktioniert. Wie man in (A) und (B) in 4 erkennen kann, in denen die Hauptschalter-Steuerpulse V_g1 und die Steuerpulse V_g2 für den zusätzlichen Schalter dargestellt sind, sind sowohl der Hauptschalter Q₁ als auch der zusätzliche Schalter Q₂ vor t₁ in 4 offen. Folglich fließt wie in dem Zeitraum t₃ bis t₅ in 5 der Diodenstrom I_d0, siehe (H) in 4, und die Spannung V_q1 über den Hauptschalter Q₁ sowie die Spannung V_q2 über den zusätzlichen Schalter Q₂ werden vor t₁ auf hoch gehalten, siehe (C) und (E) in 4.
Der zusätzliche Schalter Q₂ wird bei t₁ durch das Steuersignal V_g2 für den zusätzlichen Schalter, siehe 4(B), geschlossen. Daraufhin fließt durch den den Glättungskondensator C₁, die Tertiärwicklung N₃ des Transformators, die zusätzliche Diode D_a und den zusätzlichen Schalter Q₂ umfassenden Pfad der Strom I_q2, vgl. (F) in 4. Der Fluss des Stroms I_q2 durch die Tertiärwicklung N₃ des Transformators führt zum Aufbau einer Spannung über die Sekundärwicklung N₂ des Transformators, so dass die Ausgangs-Gleichrichterdiode D₀ in Sperrrichtung vorgespannt wird. Der Strom I_d0 durch die Diode D₀ wird dann aufgrund des Sperrens der Diode D₀ gleich Null, vgl. 4(H). Folglich wird das Klemmen der Primärwicklung N₁ des Transformators durch die Sekundärwicklung N₂ des Transformators eliminiert.
Aufgrund des Stromflusses durch die Tertiärwicklung N₃ des Transformators baut darüber hinaus die Primärwicklung N₁ des Transformators eine Spannung auf, die entgegengesetzt zur Spannung über den Glättungskondensator C₁ gerichtet ist. Daraufhin entlädt sich der Kondensator C_q1 zum sanften Schalten über den die Primärwicklung N₁ des Transformators, die Tertiärwicklung N₃, die zusätzliche Diode D_a und den zusätzlichen Schalter Q₂ umfassenden Pfad. Die Spannung V_q1 über den Hauptschalter Q₁ verringert sich, bis sie bei t₂ gleich Null wird, vgl. 4(C). Da die mit dem zusätzlichen Schalter Q₂ in Serie geschaltete Tertiärwicklung N₃ des Transformators die Induktivität L_a aufweist, fließt der von dem Kondensator C_q1 zum sanften Schalten abgegebene Strom durch die Resonanz der Kapazitanz des Kondensators C_q1 und der Induktivität L_a der Tertiärwicklung N₃ des Transformators. Der Strom I_q2 durch den zusätzlichen Schalter Q₂ beginnt von t₁ an anzusteigen, vgl. 4(F). Es ist folglich ersichtlich, das bei t₁ ein Nullstrom-Schalten des zusätzlichen Schalters Q₂ erreicht wird, wobei beim Einschalten des Schalters geringe oder überhaupt keine Energieverluste auftreten.
Bei Beendigung des Entladens des Kondensators C_q1 zum sanften Schalten bei t₂ beginnen aufgrund der Freigabe der Energie, die auf der Induktivität L_a der Tertiärwicklung N₃ des Transformators gespeichert war, in dem die Tertiärwicklung N₃ des Transformators, die erste zusätzliche Diode D_a, den zusätzlichen Schalter Q₂, die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters und die Primärwicklung N₁ des Transfor mators umfassenden Pfad die Ströme I_q1 und I_q2 zu fließen, vgl. 4(D) bzw. (F). Der durch den zusätzlichen Schalter Q₂ fließende Strom I_q2 beginnt bei t₂ abzufallen, ebenso wie der Strom durch die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters. In 4(D) ist der Strom I_q1 als Summe des Stroms durch den Hauptschalter Q₁ und des Stroms durch die Diode D_q1 zu dessen Schutz dargestellt. Dieser Strom I_q1 wird jedoch insgesamt zur Einfachheit als Hauptschalter-Strom bezeichnet.
Die Spannung V_c1 über den Glättungskondensator C₁ wird bei t₂ auf die Primärwicklung N₁ des Transformators aufgebracht, wenn der Hauptschalter Q₁ eingeschaltet wird oder falls die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters leitend ist. Die auf der Induktivität L_a der Tertiärwicklung N₃ des Transformators gespeicherte Energie wird auch über den die erste zusätzliche Diode D_a, den zusätzlichen Schalter Q₂ sowie den Glättungskondensator C₁ umfassenden Pfad abgegeben. Der Strom I_q1 durch die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters, das heißt durch den Hauptschalter Q₁ wird bei t₃ gleich Null. Da die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters von t₂ bis t₃ in 4 leitend ist, ist die Spannung V_q1 über den Hauptschalter Q₁ während dieses Zeitraums näherungsweise gleich Null. Der Hauptschalter Q₁ kann demnach während des Zeitraums t₂–t₃ bei einer Null-Spannung eingeschaltet werden. In 4(A) wird dargestellt, dass das Steuersignal V_g1 für den Hauptschalter bei t₂ auf hoch geht. Jedoch kann angesichts möglicher Fluktuationen zum Zeitpunkt des Einschaltens des Hauptschalters Q₁ dieser Schalter in der Praxis vorzugsweise auch zwischen t₂ und t₃ eingeschaltet werden.
Es muss noch gesagt werden, dass der Hauptschalter Q₁ vor t₂, wenn die Spannung V_q1 über denselben gleich Null wird, eingeschaltet werden kann, jedoch nicht früher als zu t₁, wenn diese Spannung beginnt, abzufallen. Schaltverluste werden dann in dem Ausmaß verringert, bis zu dem die Spannung V_q1 zum Zeitpunkt des Einschaltens des Hauptschalters abgefallen ist.
Eine gewisse Reduzierung von Schaltverlusten ist auch möglich, wenn der Hauptschalter kurz nach t₃ eingeschaltet wird. Falls der Hauptschalter Q₁ bei t₃ offen gehalten wird, so wird zu diesem Zeitpunkt mit dem Aufladen des Resonanzkondensators C_q1 begonnen. Wird jedoch der Hauptschalter Q₁ eingeschaltet, während die Spannung über diesen Kondensator C_q1 noch immer geringer ist als die Spannung V_q1 über den Hauptschalter während dessen nichtleitenden Perioden, so wird eine entsprechende Verringerung von Schaltverlusten erreicht. Deshalb kann allgemein gesagt werden, dass der Hauptschalter Q₁ zu jedem beliebigen Zeitpunkt nach t₁ eingeschaltet werden kann, wenn der zusätzliche Schalter Q₂ leitet, vorausgesetzt, dass die Spannung V_q1 über den Hauptschalter geringer ist, als während der nichtleitenden Periode vor t₁.
Da 4 erläutert, was in 5 zwischen t₁ und t₆ abläuft, ist ersichtlich, dass die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters bei t₂ in 2 leitend ist. Daraufhin beginnt der Strom I_L1 durch die erste Induktivitätsspule L₁ zuzunehmen, vgl. 4(G).
Bei t₃, wenn die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters nicht mehr länger leitend gehalten werden kann, wird der Strom I_q1 durch den Hauptschalter Q₁ gleich Null und beginnt daraufhin in positiver Richtung zu fließen, vgl. 4(D). Während des darauf folgenden Zeitraums t₃–t₄ fließt folglich der Hauptschalter-Strom I_q1 sowohl durch den die Gleichrichterschaltung 4, die Hauptinduktivität L₁, den zweiten Teil N_1b der Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad, als auch durch den den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad.
Es ist offensichtlich, dass die Energieabgabe von der Induktivität L_a der Tertiärwicklung N₃ des Transformators in dieser speziellen Ausführungsform eher bei t₄ als bei t₃ endet. Deshalb fließt während des Zeitraums t₃–t₄ der Strom I_q2, vgl. 4(F), durch den die Tertiärwicklung N₃ des Transformators, die erste zusätzliche Diode D_a, den zusätzlichen Schalter Q₂ sowie den Glättungskondensator C₁ umfassenden Pfad. Die Gleichrichterdiode D₀ wird durch die sich über die Sekundärwicklung N₂ des Transformators aufbauende Spannung im Sperrrichtung vorgespannt, wenn der Hauptschalterstrom I_q1 wie von t₃ bis t₄ und von t₄ bis t₅ in 4, positiv wird. Demzufolge verbleibt der Strom I_d0 durch diese Diode D₀ auf Null, vgl. (H) in 4, und die Energie wird auf dem Transformator 5 gespeichert.
Von t₄ bis t₅ ist der Strom I_q2 durch den zusätzlichen Schalter Q₂ gleich Null, vgl. 4(F), während durch den Hauptschalter Q₁ der Strom I_q1 fließt, vgl. 4(D). Während dieses Zeitraums fließt ebenso wie von t₃ bis t₄ Strom sowohl durch den ersten, die erste Wechselspannungs-Eingangsklemme 1, den Filter 3, die erste Diode D₁, die Induktivität L₁, den zweiten Teil N_1b der Primärwicklung N₁ des Transformators, den Hauptschalter Q₁, die vierte Diode D₄, den Filter 3 und die zweite Wechselspannungs-Eingangsklemme 2 umfassenden Pfad, als auch durch den zweiten, den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad. Der Strom durch den ersten Pfad dient der Verbesserung des Leistungsfaktors und der Eingangs-Wellenform und ist äquivalent zum Strom I_L1 durch die erste Induktionsspule, der in 4(G) dargestellt ist. Der Strom durch den zweiten Pfad ist für die Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandlung. Der Strom I_d0 durch die Diode D₀ ist von t₄ bis t₅ gleich Null, vgl. 4(H), so dass während dieses Zeitraums auf dem Transformator 5 Energie gespeichert wird.
Während des Zeitraums t₄–t₅ wird aufgrund der Spannung über die Primärwicklung N₁ des Transformators über die Tertiärwicklung N₃ des Transformators eine Spannung induziert, die entgegengesetzt zur Spannung V_c1 über den Glättungskondensator C₁ gerichtet ist. Demzufolge sperrt die zusätzliche Diode D_a. Die Spannung V_q2 über den zusätzlichen Schalter Q₂, vgl. 4(E), wird gleich Null, ebenso wie der Strom I_q2 durch den zusätzlichen Schalter Q₂. Der zusätzliche Schalter Q₂ kann demzufolge während dieses Zeitraums t₄–t₅ jederzeit sowohl für ein Null-Spannungs-Schalten als auch für ein Null-Strom-Schalten ausgeschaltet werden.
In dieser speziellen Ausführungsform der Erfindung endet die Steuerung des Durchzündens des zusätzlichen Schalters Q₂ bei t₅, wenn auch die des Hauptschalters Q₁ endet. Folglich wird zur Reduzierung von Schaltverlusten beim Ausschalten des zusätzlichen Schalters ein Null-Spannungs- und Null-Strom-Schalten des zusätzlichen Schalters Q₂ erreicht. In der Praxis kann der zusätzliche Schalter Q₂ natürlich, wie durch die unterbrochene Linie bei (B) in 4 angedeutet, zum Zeitpunkt t₄ oder zu jedem beliebigen anderen Zeitpunkt zwischen t₄ und t₅ ausgeschaltet werden.
Wie bei (D) in 4 dargestellt, fällt der Strom I_q1 durch den Hauptschalter Q₁ beim Ausschalten dieses Schalters bei t₅ auf Null ab. Der Strom fließt anstelle dessen in den Kondensator C_q1 zum sanften Schalten, wodurch dieser geladen wird. Die Spannung V_q1 über den Hauptschalter Q₁ steigt mit einem Gradienten an, wie in 4(C) dargestellt. Folglich wird das Null-Spannungs-Ausschalten des Hauptschalters Q₁ erreicht. Der wie oben beschrieben den Kondensator C_q1 zum sanften Schalten ladende Strom fließt sowohl durch den die Gleichrichterschaltung 4, die Induktivität L₁, den zweiten Teil N_1b der Primärwicklung N₁ des Transformators sowie den Kondensator C_q1 zum sanften Schalten umfassenden Pfad, als auch durch den den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Kondensator C_q1 zum sanften Schalten umfassenden Pfad.
Sowohl die Induktivität L₁ als auch der Transformator 5 geben während des darauf folgenden Zeitraums t₆–t₇ ihre Energie ab. Daraufhin wird die Diode D₀ der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 durch die Spannung über die Sekundärwicklung N₂ des Transformators in Durchlassrichtung vorgespannt, so dass der Diodenstrom I_d0 fließt, vgl. 4(H). Der Glättungskondensator C₁ wird über den die Gleichrichterschaltung 4, die Induktivität L₁, den ersten Teil N_1a der Primärwicklung N₁ des Transformators und den Glättungskondensator C₁ umfassenden Strompfad geladen.
Wie bei 4(G) angedeutet, fällt der Strom I_L1 durch die Induktivität L₁ bei t₇ auf Null ab. Die Diode D₀ bleibt daraufhin aufgrund der Energiefreigabe durch den Transformator 5 leitend. Der Zeitraum t₇–t₈ stellt eine Wiederholung des Zeitraums vor t₁ in 4 dar. Bei t₈ endet ein Betriebszyklus. Ein weiterer, ähnlicher Zyklus fängt bei t₈, wenn der zusätzliche Schalter Q₂ erneut eingeschaltet wird, wieder an.
Die durch diese spezielle Ausführungsform der Erfindung gewonnenen Vorteile können wie folgt noch einmal zusammengefasst werden:

1. Der Hauptschalter Q₁ wird bei Null-Spannung sowohl ein- als auch ausgeschaltet, was geringere Schaltverluste und eine höhere Effizienz gewährleistet.
2. Der zusätzliche Schalter Q₂ wird bei Null-Strom ein- und bei Null-Spannung sowie Null-Strom ausgeschaltet, was zu geringeren Schaltverlusten aufgrund dieses zusätzlichen Schalters führt.
3. Der Strom I_L1 durch die Induktivität L₁ verändert sich in seinem Spitzenwert mit der Amplitude der Eingangs-Wechselspannung V_ac, was zu Verbesserungen des Leistungsfaktors und der Wellenform der Eingangs-Wechselspannung führt. Derartige Verbesserung des Leistungsfaktors und der Wellenform werden mit Hilfe des Hauptschalters Q₁ in der den Glättungskondensator C₁, den Transformator 5, den Hauptschalter Q₁ und die Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 umfassenden Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler-Schaltung erreicht. Die Ziele eines verbesserten Leistungsfaktors, einer verbesserten Wellenform und eine Ausgangspannungs-Steuerung werden mit einer einfachen Schaltung realisiert.
4. Der zusätzliche Schaltkreis 7 zum sanften Schalten des Hauptschalters Q₁ verwendet die in dem Transformator als dessen Tertiärwicklung untergebrachte Wicklung N₃, wodurch vermieden wird, dass die Größe und die Kosten des Netzteils zu stark ansteigen.
5. Aufgrund des Anschlusses der Induktivität L₁ an den Abgriff 10 der Primärwicklung N₁ des Transformators fließt der Strom I_L1, selbst wenn der Hauptschalter geschlossen ist, nicht durch diese erste Induktivität, es sei denn, dass das Potential auf dem ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung höher wird, als das an dem Abgriff 10. Aufgrund dessen fließt während der Zeiträume t₀–t₁, t₆–t₈ und t₉–t₁₀ in 5 kein Strom I_L1 durch die erste Induktivität. Obwohl dies vom Standpunkt der Verbesserungen der Wellenform und des Leistungsfaktors als Nachteil aufgefasst werden kann, sollte auch berücksichtigt werden, dass an der ersten Induktivität L₁ keine Energieverluste auftreten, solange durch diese kein Stromfluss stattfindet. Durch ein Einstellen der Abgriffstellung auf der Primärwicklung N₁ des Transformators kann folglich eine höhere Effizienz erreicht werden, ohne dass es zu Abstrichen bei der Wellenform und beim Leistungsfaktors kommt.

Ausführungsform gemäß 6
Diese alternative Ausführungsform des Schaltnetzteils weist einen modifizierten Transformator 5_a mit einer nicht abgegriffenen Primärwicklung N₁ auf. Die Hauptinduktivität L₁ ist nicht wie in 1 an den Abgriff 10, sondern anstelle dessen an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalter Q₁ angeschlossen. Die Hauptinduktivität L₁ ist folglich über die gesamte Primärwicklung N₁ des Transformators an den Glättungskondensator C₁ und direkt an den Hauptschalter Q₁ angeschlossen. Alle weiteren Konstruktionsdetails sind so, wie sie oben unter Bezugnahme auf die 1 und 2 beschrieben wurden.
Während der Brennzeit des Hauptschalters Q₁ fließt der Strom I_L1 selbst dann, wenn die Eingangs-Wechselspannung V_ac eine geringe Amplitude aufweist, wie von t₀–t₁, t₆–t₈ und t₉–t₁₀ in 5, durch den den ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung, die Hauptinduktivität L₁, den Hauptschalter Q₁ und den zweiten Ausgang 45 der Gleichrichterschaltung umfassenden Pfad. Aufgrund dessen ist das Netzteil aus 6 vom Standpunkt der Verbesserungen der Eingangs-Wellenform und des Leistungsfaktors seinem Gegenstück aus 1 vorzuziehen. Diese Vorteile erkauft man sich durch höhere Energieverluste, die aus der Tatsache resultieren, dass praktisch während des gesamten Zyklus der Eingangs-Wechselspannung V_ac der Strom I_L1 durch die Hauptinduktivität L₁ fließt. Ein Kompromiss kann darin bestehen, dass das Gerät aus 1 verwendet wird, wenn Effizienz von Bedeutung ist, und das Gerät aus 6, wenn eine bessere Eingangs-Wellenform und ein höherer Leistungsfaktor wichtiger sind.
Ausführungsform gemäß 7
Eine hier gezeigte, weitere bevorzugte Ausführungsform des Schaltnetzteils unterscheidet sich von dem Gerät aus 1 nur durch die Verbindungen des Schaltkrei ses 7 zum sanften Schalten. Der in seinem Aufbau seinem Gegenstück aus 1 ähnliche Schaltkreis 7 zum sanften Schalten umfasst die serielle Schaltung der Tertiärwicklung N₃ des Transformators, der zusätzlichen Diode D_a und des zusätzlichen Schalters Q₂. Diese serielle Schaltung ist mit dem Hauptschalter Q₁ direkt parallel verbunden; „direkt", da die Primärwicklung N₁ des Transformators nicht wie in 1 in diese parallele Schaltung eingebracht ist. Die oben genannte serielle Schaltung ist anstelle dessen über die Primärwicklung N₁ des Transformators parallel zu dem Glättungskondensator C₁ geschaltet.
Der Betrieb der Ausführungsform nach 7, ausgenommen des Schaltkreises 7 zum sanften Schalten, ist gleich zu der der Ausführungsform in 1, ausgenommen dessen Schaltkreises 7 zum sanften Schalten. Der Betrieb des Schaltkreises 7 zum sanften Schalten in 7 ist im Wesentlichen ähnlich zu dem in 1. Der Betrieb des Geräts aus 7 kann folglich unter Bezugnahme auf die Wellenform-Diagramme aus 4 erklärt werden.
Wenn der zusätzliche Schalter Q₂ bei t₁ in 4 eingeschaltet wird, beginnt der Strom I_q2 durch den zusätzlichen Schalter durch den den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators, die Tertiärwicklung N₃ des Transformators, die zusätzliche Diode D_a und den zusätzlichen Schalter Q₂ umfassenden Pfad zu fließen. Der Stromfluss durch die Tertiärwicklung N₃ des Transformators veranlasst die Sekundärwicklung N₂ des Transformators zum Aufbau einer Spannung, die so orientiert ist, dass sie die Diode D₀ in Sperrrichtung vorspannt, so dass diese sperrt, vgl. 4(H). Die Primärwicklung N₁ des Transformators wird vom Klemmen durch die an dem Kondensator C₀ über die Sekundärwicklung N₂ des Transformators anliegende Spannung V₀ freigegeben. Der Kondensator C_q1 zum sanften Schalten beginnt damit, sich über den die Tertiärwicklung N₃ des Transformators, die zusätzliche Diode D_a und den zusätzliche Schalter Q₁ umfassenden Pfad zu entladen. Wie in 4(C) dargestellt, verringert sich von t₁ ab folglich die Spannung V_q1 über den Hauptschalter Q₁ und fällt bei t₂ auf Null. Das Null-Spannungs-Schalten des Hauptschalters Q₁ kann folglich erreicht werden, indem dieser bei t₂ oder zu einem beliebigen Zeitpunkt zwischen t₂ und t₃ eingeschaltet wird. Da die Tertiärwicklung N₃ des Transformators die Induktivität L_a aufweist, steigt der während des Zeitraums t₁–t₂ durch den zusätzlichen Schalter Q₂ fließende Strom I_q2 mit einem Gradienten an, vgl. 4(F).
Wenn der Kondensator C_q1 zum sanften Schalten bei t₂ sein Entladen beendet und wenn der Hauptschalter Q₁ wie bei 4(A) eingeschaltet wird, beginnt die Tertiärwicklung N₃ mit der Freigabe der Energie, die während des Zeitraums t₁–t₂ gespeichert wurde. Der Strom fließt sowohl durch den die zusätzliche Diode D_a, den zusätzliche Schalter Q₂ und die Diode D_q1 zum Schutz des Hauptschalters umfassenden Pfad, als auch durch den die zusätzliche Diode D_a, den zusätzlichen Schalter Q₂, den Glättungskondensator C₁ und die Primärwicklung N₁ des Transformators umfassenden Pfad. Der Strom I_q2 durch den zusätzlichen Schalter verringert sich von t₂ an und fällt bei t₄ auf Null, vgl. 4(F). Ein Null-Spannungs-Ausschalten des zusätzlichen Schalters Q₂ ist folglich zwischen t₄ und t₅ möglich.
Es wird gezeigt, dass der Hauptschalter Q₁ bei t₅ bei Null-Spannung ausgeschaltet wird. Wie in Zusammenhang mit der Ausführungsform aus 1 dargestellt wurde, ist der Kondensator C_q1 zum sanften Schalten dann geladen.
Der Schaltkreis 7 zum sanften Schalten und die Hauptinduktivität L₁ des Schaltnetzteils aus 7 funktionieren genauso wie ihre Gegenstücke in dem Gerät aus 1. Die Ausführungsform nach 7 erzielt die gleichen Vorteile wie die aus 1.
Ausführungsform gemäß 8
Die Ausführungsform aus 8 entspricht der aus 7 mit der Ausnahme, dass die Hauptinduktivität L₁ wie in 6 an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalter Q₁ angeschlossen ist. Die Primärwicklung N₁ des Transformators wird folglich nicht abgegriffen. Der Betrieb des Netzteils aus 8 ausgenommen des Schaltkreises 7 zum sanften Schalten ist analog zu dem seines Gegenstücks aus 6. Der Schaltkreis 7 zum sanften Schalten hat denselben Aufbau und dieselben Verbindungen wie der in 7, so dass ein Null-Spannungs-Schalten des Hauptschalters Q₁ wie in 7 möglich ist.
Ausführungsform gemäß 9
Die Ausführungsform in 9 stellt das Hinzufügen eines zusätzlichen Ladeschaltkreises 30 und einer Sperrdiode D₅ zu der Ausführungsform in 1 dar, wobei alle anderen Details des Aufbaus so sind, wie sie zuvor in Zusammenhang mit den 1 und 2 dargestellt wurden. Der zusätzliche Ladeschaltkreis 30 umfasst eine vierte Transformatorwicklung N₄, einen Kondensator C₂, zwei Dioden D₆ und D₇ sowie eine Induktivität L₂. Der zwischen einen zusätzlichen Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung 4 und den Glättungskondensator C1 geschaltete zusätzliche Ladeschaltkreis 30 stellt eine Spannung zur Verfügung, die zu der Ausgangspannung V₄ der Gleichrichterschaltung zwischen dem zusätzlichen Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung und dem geerdeten Ausgang 45 der Gleichrichterschaltung hinzuaddiert wird. Die Sperrdiode D₅ ist zu der Hauptinduktivität L₁ in Serie geschaltet.
Die vierte Transformatorwicklung N₄ des zusätzlichen Ladeschaltkreises 30 ist mit einem ihrer gegenüberliegenden Enden sowohl an die Primärwicklung N₁ des Transformators, als auch an den Glättungskondensator C₁ angeschlossen. Das andere Ende der vierten Transformatorwicklung N₄ ist über eine serielle Schaltung aus dem zusätzlichen Ladekondensator C₂, der zusätzlichen Ladeinduktivität L₂ und der zweiten zusätzlichen Ladediode D₇ an den zusätzlichen Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung angeschlossen. Die erste zusätzliche Ladediode D₆ ist über den zusätzlichen Ladekondensator C₂ parallel zu der vierten Transformatorwicklung N₄ geschaltet. Der zusätzliche Ladekondensator C₂ ist zwischen der zusätzlichen Ladeinduktivität L₂ und der vierten Transformatorwicklung N₄ angeschlossen. Die erste zusätzliche Ladediode D₆ ist mit ihrer Anode an den Kontaktpunkt zwischen dem zusätzlichen Ladekondensator C₂ und der zusätzlichen Ladeinduktivität L₂ angeschlossen. Der zusätzliche Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung, an die der zusätzliche Ladeschaltkreis 30 wie oben beschrieben angeschlossen ist, ist an den Kontaktpunkt 48 zwischen den Dioden D₁ und D₃ der Gleichrichterschaltung 4 angeschlossen.
Der Transformator des Geräts aus 9 wird allgemein mit dem Bezugszeichen 5_b bezeichnet. Der Transformator 5_b ist vom Aufbau her gleich zu dem Transformator 5 aus 1 mit der Ausnahme, dass die vierte Wicklung N₄ hinzugefügt wurde, die natürlich mit den anderen Wicklungen des Transformators elektromagnetisch gekoppelt ist.
Der Betrieb des Geräts aus 9 ist mit Ausnahme des zusätzlichen Ladeschaltkreises 30 gleich zu dem aus 1. Beim Ein- und Ausschalten des Hauptschalters Q₁ durch den Schalter-Steuerschaltkreis 8 wird der Glättungskondensator C₁ auf die erwünschte Gleichspannung V_c1 aufgeladen. Der zusätzliche Ladekondensator C₂ wird durch die Spannung über die vierte Transformatorwicklung N₄ auf eine Spannung V_c2 aufgeladen. Der resultierende stationäre Betrieb dieses Schaltnetzteils, insbesondere seines zusätzlichen Ladeschaltkreises 30, wird im folgenden unter Bezugnahme auf die 10 und 11 diskutiert, die die in verschiedenen Teilen des Schaltkreises aus 9 auftretenden Spannungs- und Strom-Wellenformen darstellt.
10 entspricht 5 und zeigt, wie die Erfindung durch die in 9 dargestellte Ausführungsform Verbesserungen im Leistungsfaktor und der Eingangs-Wellenform erreicht. Bei (A) dieses Wellenform-Diagramms ist die Serie Schalter-Steuerpulse V_g1 dargestellt, die von dem Schalter-Steuerschaltkreis 8 an den Hauptschalter Q₁ angelegt wird. Der Hauptschalter Q₁ wird während jedes Schalter-Steuersignal-Zyklus T, der aus einem Puls, wie von t₂ bis t₃, und einem Abstand zwischen derartigen Pulsen, wie von t₃ bis t₄, besteht, ein- und ausgeschaltet. Es wird angenommen, dass die Wiederholungsrate des Schalter-Steuersignals V_g1 20 kHz beträgt. In 10(E) wird die sinusförmige 50 Hz-Wechselspannung V_ac dargestellt, die zwischen den beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen 1 und 2 angelegt wird.
Wenn der Hauptschalter Q₁ durch die Schalter-Steuerpulse V_g1 wiederholt ein- und ausgeschaltet wird, verändern sich die Amplituden oder Spitzenwerte des Ausgangsstroms I₄ der Gleichrichterschaltung 4 und des Stroms I_q1 durch den Hauptschalter entsprechend der Amplitude der Eingangs-Wechselspannung V_ac, vgl. 10(B) und (C). Folglich nähert sich der in 10(D) gezeigte Wechselspannungs-Eingangsstrom I_ac einer sinusförmigen Welle stark an, woraus sich eine Verbesserung des Leistungsfaktors und der Eingangs-Wellenform ergibt. Der Ausgangsstrom I₄ der Gleichrichterschaltung wird in 10(B) als der durch den Kontaktpunkt 48 zwischen den Dioden D₁ und D₂ fließende Strom gezeigt und ist die Summe des Stroms I_L1 durch die Hauptinduktivität L₁ und des Stroms I_L2 durch die zusätzliche Ladeinduktivität L₂.
Es wird angemerkt, dass die Hauptinduktivität L₁ in dieser Ausführungsform gemäß 9 über die Sperrdiode D₅ an den Abgriff 10 der Primärwicklung N₁ des Transformators angeschlossenen ist. Folglich ergibt sich kein Fluss des Stroms I_L1 der Hauptinduktivität oder des Wechselspannungs-Eingangsstroms I_ac, falls die Ausgangspannung V₄ der Gleichrichterschaltung geringer ist als die auf der Spannung V_c1 über den Glättungskondensator C₁ beruhende Abgriffsspannung, wie von t₀ bis t₁, von t₆ bis t₀ und von t₉ bis t₁₀. In 10(B) und (D) wird dargestellt, dass von t₁ und t₆ und von t₈ bis t₉ sowohl der Ausgangsstrom I₄ der Gleichrichterschaltung, als auch der Wechselspannungs-Eingangsstroms I_ac fließen.
Das Netzteil aus 9 arbeitet in Abhängigkeit vom augenblicklichen Wert der in 10(E) gezeigten Versorgungs-Wechselspannung V_ac in drei verschiedenen Betriebsmoden. Angenommen, dass V_a ein erster Spannungswert ist, der der Spannung zwischen dem Abgriff 10 auf der Primärwicklung N₁ des Transformators und der geerdeten Leitung 45 während der Brennzeiten des Hauptschalters Q₁ entspricht, und dass V_b ein zweiter Spannungswert ist, der der Spannung V_c1 über den Glättungskondensator C₁ entspricht. Dann arbeitet das Netzteil in den ersten 180 Grad der Versorgungs-Wechselspannung V_ac im ersten Betriebsmodus, wenn die Versorgungs-Wechselspannungs V_ac in den Zeiträumen von t₀ bis t₁ und von t₆ bis t₇ zwischen 0 und dem ersten Wert V_a liegt, im zweiten Betriebsmodus, wenn die Spannung V_ac in den Zeiträumen von t₁ bis t₃ und von t₅ bis t₆ zwischen dem ersten Wert V_a und dem zweiten Wert V_b liegt und im dritten Betriebsmodus, wenn die Spannung V_ac im Zeitraum von t₃ bis t₅ höher als der zweite Wert V_b ist.
Übrigens wird jeder negative Halbzyklus der Versorgungs-Wechselspannung V_ac, wie von t₇ bis t₁₀ in 10, in die gleiche Form ungewandelt, die jeder positive Halbzyklus, wie von t₀ bis t₇ aufweist, da die Versorgungs-Wechselspannung durch die Gleichrichterschaltung 4 gleichgerichtet wird. Die erwähnten drei Betriebsmoden wiederholen sich während der negativen Halbzyklen. Auch wird in 10 gezeigt, dass die Versorgungs-Wechselspannung V_ac das Niveau des zweiten Werts V_b bei der Beendigung einer Brennzeit T_an des Hauptschalters Q₁ kreuzt. Diese Darstellung erfolgt jedoch lediglich beispielhaft, in der Praxis kann das Durchkreuzen zu einem anderen Zeitpunkt als am Ende jeder Brennzeit auftreten.
Im ersten Betriebsmodus, wie von t₀ bis t₁ und von t₆ bis t₇ in 10, fließt der in 10(C) dargestellte Hauptschalter-Strom I_q1 jedes Mal, wenn der Schalter durchzündet, durch den den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad. Während dieser Zeiträume erfolgt auf der Ausgangsseite des Transformators 5 keine Freigabe von Energie, da die Diode D₀ sperrt. Folglich wird auf dem Transformator 5_b Energie gespeichert. Das Potential an dem Abgriff 10 auf der Primärwicklung N₁ des Transformators ist nun höher als das auf dem ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung, so dass kein Fluss des Stromes I_L1 durch die Hauptinduktivität L₁ stattfindet. Folglich gibt es auch keinen Fluss des Stromes I_L2 durch die zusätzliche Induktivität L₂, da die Spannung V_C1 über den Glättungskondensator C₁ nun höher ist als die Ausgangsspannung V₄ der Gleichrichterschaltung.
Die wie oben beschrieben auf dem Transformator 5_b gespeicherte Energie wird freigegeben, wenn der Schalter Q₁ anschließend geöffnet wird, mit der Folge, dass durch den die Sekundärwicklung N₂ des Transformators, die Diode D₀ und den Kondensator C₀ umfassenden Pfad ein Strom fließt. Die Last 10 wird folglich mit Energie versorgt, obwohl die Versorgungs-Wechselspannung V_ac nun niedriger ist, als von t₁ bis t₆.
Im zweiten Betriebsmodus, wie von t₁ bis t₃ und von t₅ bis t₆ in 10, ist das Potential an dem Abgriff 10 auf der Primärwicklung des Transformators niedriger als das auf dem ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung. Folglich fließt durch die Hauptinduktivität L₁ der Strom I_L1. Wenn der Hauptschalter Q₁ durchzündet, so fließt der Strom I_L1 durch den den ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung, die Hauptinduktivität L₁, die Sperrdiode D₅, den zweiten Teil N_1b der Primärwicklung des Transformators, den Hauptschalter Q₁ und die auf Erd-Potential liegende Leitung 45 umfassenden Pfad. Auch durch den den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad fließt Strom. Folglich ist der nun durch den Hauptschalter Q₁ fließende Strom I_q1, vgl. 10(C), die Summe der durch die beiden gerade erwähnten Pfade fließenden Ströme. Die Diode D₇ des zusätzlichen Ladeschaltkreises 30 ist im zweiten Betriebsmodus aus, da die Spannung V_c1 über den Glättungskondensator höher ist, als die Ausgangsspannung V₄ der Gleichrichterschaltung.
Ist andererseits der Hauptschalter Q₁ im zweiten Betriebsmodus wie von t₃ bis t₄ in 10, offen, so fließt der Strom I_L1, um den Glättungskondensator C₁ mit der von der Hauptinduktivität L₁ freigegebenen Energie zu laden. Auch gibt es aufgrund der Energieabgabe durch den Transformator 5_b und die Hauptinduktivität L₁ einen Stromfluss durch die Diode D₀ der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6. Der Strom I_L1 der Hauptinduktivität nimmt mit fortschreitender Energieabgabe durch den Transformator 5_b und die Hauptinduktivität L₁ in seiner Größe ab.
Im dritten Betriebsmodus, wie von t₃ bis t₅ in 10, sind sowohl die Eingangs-Wechselspannung V_ac als auch die Ausgangsspannung V₄ der Gleichrichterschaltung höher als die Spannung V_C1 des Glättungskondensators, so dass sowohl die erste, als auch die zweite zusätzliche Ladediode D₆ bzw. D₇ leitend werden. Folglich fließt sowohl der Strom I_L1 der Hauptinduktivität als auch der Strom I_L2 der zusätzlichen Induktivität, wie im folgenden unter Bezugnahme auf 11 detaillierter beschrieben wird.
Wenn der Hauptschalter Q₁ als Reaktion auf einen der in 11(A) dargestellten Hauptschalter-Steuerpulse geschlossen ist, wie von t₀ bis t₁ in 11, fließt der Strom I_L1 der Hauptinduktivität, vgl. 11(F), durch denselben Pfad wie im zweiten Betriebsmodus. Auch findet ein Stromfluss durch den den Glättungskondensator C₁, die Primärwicklung N₁ des Transformators und den Hauptschalter Q₁ umfassenden Pfad statt. Der Hauptschalter-Strom I_q1, vgl. 11(E), ist die Summe des Stromes I_L1 der Hauptinduktivität, vgl. 11(F), und des Stromes aufgrund der Entladung des Glättungskondensator C₁. Auch erhält man während der Brennzeit T_an des Hauptschalters Q₁ eine Spannung V_n4 über die vierte Wicklung N₄ des Transformators, vgl. 11(H), die von dem Verhältnis der Wicklungszahl der Primärwicklung N₁ des Transformators und der zusätzlichen Wicklung N₄ des Transformators abhängt. Diese Spannung V_n4 ist so orientiert, dass sie die erste zusätzliche Ladediode D₆ in Durchlassrichtung vorspannt, so dass in dem die vierte Wicklung N₄ des Transformators, den zusätzlichen Ladekondensator C₂ und die erste zusätzliche Ladediode D₆ umfassenden, geschlossenen Pfad ein Strom fließt. Der zusätzliche Ladekondensator C₂ wird mit der in 9 dargestellten Polarität geladen, wobei sich als Konsequenz eine Spannung V_C2 über selbigen aufbaut.
Wie in 11(G) zu erkennen ist, fand während des der von t₀ bis t₁ in 11 dauernden Brennzeit T_an vorangehenden, nichtleitenden Periode des Hauptschalters Q₁ ein fortwährender Fluss des Stromes I_L2 durch die zusätzliche Induktivität L₂ statt. Dieser Strom I_L2 der zusätzlichen Induktivität nimmt während des Zeitraums von t₀ bis t₁ schrittweise ab, da dann das Anodenpotential der ersten zusätzlichen Ladediode D₆ höher ist, als während den nichtleitenden Perioden T_aus des Hauptschalters Q₁. Der Strom I_L2 der zusätzlichen Induktivität fließt während der Brennzeit T_an durch den die erste Wechselspannungs-Eingangsklemme 1, den Filter 3, die erste Gleichrichterdiode D₁, die zweite zusätzliche Ladediode D₇, die zusätzliche Ladeinduktivität L₂, die erste zusätzliche Ladediode D₆, den Glättungskondensator C₁, die vierte Gleichrichterdiode D₄, den Filter 3 und die zweite Wechselspannungs-Eingangsklemme 2 umfassenden Pfad. Der Strom I_L2 der zusätzlichen Induktivität steigt in seiner Höhe mit der Eingangs-Wechselspannung V_ac an.
Während der sich anschließenden nichtleitenden Periode des Hauptschalters Q₁, von t₁ bis t₂ in 11, wird der Glättungskondensator C₁ wie im zweiten Betriebsmodus durch den Strom I_L1 der Hauptinduktivität geladen, während durch die Diode D₀ der Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 der Strom I_d0 fließt, vgl. 11(C). Weiterhin bildet sich, da die Sekundärwicklung N₂ des Transformators durch die Spannung V₀ über den Kondensator C₀ geklemmt wird, über die vierte Wicklung N₄ des Transformators eine Spannung V_N4 aus, vgl. 11(H). Während der nichtleitenden Periode T_aus ist die Polarität der Spannung V_N4 der vierten Wicklung des Transformators entgegengesetzt zur Polarität während der Brennzeit T_an, wodurch die erste zusätzliche Ladediode D₆ in Sperrrichtung vorgespannt wird. Da die Spannung V_N4 der vierten Wicklung des Transformators während der nichtleitenden Periode T_aus entgegengesetzt zur Polarität der Spannung V_C1 des Glättungskondensator ist, ist das Potential am in 9 gesehen rechten Ende der zusätzliche Ladeinduktivität L₂ niedriger als während der Brennzeit.
Der Strom I_L2 der zusätzlichen Ladeinduktivität steigt während der nichtleitenden Periode T_aus schrittweise an. Der Strom I_L2 der zusätzlichen Ladeinduktivität fließt durch den die erste Wechselspannungs-Eingangsklemme 1, den Filter 3, die erste Gleichrichterdiode D₁, die zweite zusätzliche Ladediode D₇, die zusätzliche Ladeinduktivität L₂, den zusätzlichen Ladekondensator C₂, die vierte Wicklung N₄ des Transformators, den Glättungskondensator C₁, die vierte Gleichrichterdiode D₄, den Filter 3 und die zweite Wechselspannungs-Eingangsklemme 2 umfassenden Pfad, wodurch der Glättungskondensator C₁ geladen wird. Der Glättungskondensator C₁ wird sowohl durch den Strom I_L1 der Hauptinduktivität, als auch durch den Strom I_L2 der zusätzlichen Induktivität geladen. Folglich wird man zuerkennen, dass der Glättungskondensator C₁ auf die Spannung V_C1 aufgeladen wird, die höher ist, als wenn, wie es hier vorher Fall war, er nur durch den Strom I_L1 der Hauptinduktivität geladen wird. Der in 11(B) dargestellte Strom I₄ durch die Gleichrichterschaltung 4 ist die Summe der Ströme I_L1 und I_L2 der Hauptinduktivität bzw. der zusätzliche Induktivität, vgl. 11(F) und (G).
11 dient übrigens lediglich dazu, darzustellen, wie sich die relevanten Strom- und Spannungssignale mit der Zeit verändern. Ihre Amplituden sind vereinfacht oder idealisiert dargestellt.
Die Ausführungsform nach 9 hat die sich durch die Hauptinduktivität L₁ und den Schaltkreis 7 zum sanften Schalten ergebenden Vorteile der Ausführungsform aus 1. Der zusätzliche Ladeschaltkreis 30 bietet die folgenden zusätzlichen Vorteile.

1. Der Glättungskondensator C₁ wird nicht nur durch das die Gleichrichterschaltung 4, die Hauptinduktivität L₁, die Sperrdiode D₅ und den ersten Teil N_1a der Primärwicklung des Transformators gebildete Netz geladen, sondern auch durch den zusätzlichen Ladeschaltkreis 30. Falls der Glättungskondensator auf den Spannungswert der in 1 dargestellten Schaltung geladen werden soll, so kann der durch die Hauptinduktivität L₁ fließende Strom I_L1 kleiner sein, als in dem Ladeschaltkreis nach dem Stand der Technik. Die Hauptinduktivität L₁ kann nicht nur verkleinert werden, sondern es werden für eine höhere Gesamteffizienz des Netzteils hier auch die Energieverluste verringert. Der Strom I_L1 der Hauptinduktivität kann selbstverständlich nur so weit verringert werden, dass die erwünschten Verbesserungen der Eingangs-Stromwellenform und des Leistungsfaktors nicht unerreichbar werden. Der zusätzliche Ladeschaltkreis 30 hat seinen eigenen Energieverlust. Jedoch ist der zum Laden des Glättungskondensator C₁ durch diesen Schaltkreis fließende Strom von einer derartigen Größe, dass der resultierende Energieverlust vernachlässigbar ist. Alles in allem weist das Schaltnetzteil aus 9 hinsichtlich der Betriebseffizienz und der Kompaktheit bezüglich der Größe einen erheblichen Vorteil gegenüber dem Stand der Technik auf.
2. Falls der durch die Hauptinduktivität L₁ zum Laden des Glättungskondensators C₁ fließende Strom andererseits dieselbe Größe hat, wie zuvor beschrieben, so wird der Glättungskondensator auf die Spannung V_C1 geladen, die um den durch den zusätzlichen Ladenschaltkreis 30 geladenen Betrag höher ist als zuvor. Eine derart höhere Spannung V_C1 des Glättungskondensators kann die bei oder nahe der Spitzen der Ausgangsspannung V₄ der Gleichrichterschaltung in den Glättungskondensator C₁ fließenden Stromspitzen effektiv beschränken, was zur Verringerung von höheren Harmonischen auf dem Wechselspannungs-Eingangsstrom I_ac führt.
3. Die zweite zusätzliche Ladediode D₇ dient dazu, einen von dem zusätzlichen Ladeschaltkreis 30 in Richtung der Hauptinduktivität L₁ zurück fließenden Strom zu blockieren. Der Strom I_L1 der Hauptinduktivität wird auch diesbezüglich zur zusätzlichen Verringerung von Energieverlusten verringert.

Ausführungsform gemäß 12
Das Netzteil gemäß 12 ist zu dem aus 9 mit Ausnahme der Verbindung der Hauptinduktivität L₁ an die Primärwicklung N₁ des Transformators gleich. Die Hauptinduktivität L₁ ist, anstelle wie in 9 an den Abgriff 10, über die Sperrdiode D₅ an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalter Q₁ angeschlossenen. Der in 12 dargestellte Transformator 5_c entspricht dem Transformator 5_b aus 9, jedoch ohne den Abgriff 10. Die Beziehung zwischen der Hauptinduktivität L₁ und der Primärwicklung N₁ des Transformators in 12 entspricht der aus in 6, so dass die Ausführungsform gemäß 12 die Vorteile der Ausführungsformen aus den 6 und 9 verbindet.
Ausführungsform gemäß 13
Dieses Schaltnetzteil verwendet einen modifizierten zusätzlichen Ladeschaltkreis 30_a anstelle dessen Gegenstücks 30 aus 9, ist jedoch in allen anderen Details des Aufbaus identisch mit der Ausführungsform aus 9. Bei dem alternativen zusätzlichen Ladeschaltkreis 30_a ist die erste zusätzliche Ladediode D₆ zwischen die zusätzliche Ladeinduktivität L₂ und die vierte Wicklung N₃ des Transformators geschaltet, während der zusätzliche Ladekondensator C₂ zwischen die zusätzliche Ladeinduktivität L₂ und den Glättungskondensator C₁ geschaltet ist. Alle anderen Details des Aufbaus sind so, wie zuvor in Verbindung mit dem zusätzlichen Ladeschaltkreis 30 in 9 beschrieben.
Die sich während der Brennzeiten des Hauptschalters Q₁ über die vierte Wicklung N₄ des Transformators aufbauende Spannung ist so orientiert, dass sie die erste zusätzliche Ladediode D₆ in Sperrrichtung vorspannt. Folglich findet kein Stromfluss durch diese Diode D₆ statt, der den zusätzlichen Ladekondensator C₂ aufladen würde. Während der nichtleitenden Perioden des Hauptschalters Q₁ baut sich über die vierte Wicklung N₄ des Transformators eine Spannung auf, die die erste zusätzliche Ladediode D₆ in Durchlassrichtung vorspannen kann, so dass für einen Stromfluss zum zusätzlichen Laden des zusätzlichen Ladekondensators C₂ ein geschlossener Pfad aus der vierten Wicklung N₄ des Transformators, dem zusätzlichen Ladekondensator C₂ und der ersten zusätzlichen Ladediode D₆ vervollständigt wird.
Wenn man den Spannungsabfall über die zweite zusätzliche Ladediode D₇ vernachlässigt, entspricht die Spannung zwischen dem eingangsseitigen Anschluss der zusätzlichen Ladeinduktivität L₂ und der auf Erdpotential liegenden Leitung 45 der Ausgangsspannung V₄ der Gleichrichterschaltung. Die Spannung zwischen dem ausgangsseitigen Anschluss der zusätzlichen Ladeinduktivität L₂ und der auf Erdpotential liegend Leitungen 45 entspricht der Differenz zwischen der Spannung V_c1 über den Glättungskondensator C₁ und der Spannung V_c2 über den zusätzlichen Ladekondensator C₂. Folglich ist die Spannung V_L2 über die zusätzliche Ladeinduktivität L₂ wie folgt definiert: VL2 = V4 – (Vc1 – Vc2) = V4 – Vc1 + Vc2
Es ist folglich ersichtlich, dass der Strom I_L2 der zusätzlichen Ladeinduktivität nur fließt, wenn die Summe aus V₄ und V_c2 größer als V_c1 ist. Wie in der Ausführungsform gemäß 9 wird der Glättungskondensator C₁ sowohl durch den Strom I_L1 durch die Hauptinduktivität L₁, als auch durch den Strom I_L2 durch die zusätzliche Induktivität L₂ bis zu einer Spannung V_c1 aufgeladen, die höher ist, als in der Ausführungsform gemäß 1.
Ausführungsform gemäß 14
Der Transformator 5_b des Schaltnetzteils aus 13 kann durch den Transformator 5_c aus dem Gerät gemäß 12 ersetzt werden. 14 stellt das sich ergebende Gerät dar, in dem die Hauptinduktivität L₁ wie in 12 über die Sperrdiode D₅ an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalter Q₁ angeschlossen ist. Dieses Gerät weist dieselben Vorteile auf, wie die Ausführungsformen aus 12 und 13.
Ausführungsform gemäß 15
Der zusätzliche Ladeschaltkreis 30 und die Sperrdiode D₅ der Ausführungsform aus 9 können auch auf das Schaltnetzteil aus 7 angewendet werden. 15 zeigt das sich ergebende Gerät, das die Vorteile der Ausführungsformen aus 7 und 9 aufweist.
Ausführungsform gemäß 16
Die Ausführungsform gemäß 16 entspricht der aus 15 mit der Ausnahme, dass die Hauptinduktivität L₁ wie in der Ausführungsform gemäß 12 über die Sperrdiode D₅ an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalter Q₁ angeschlossen ist. Der Transformator 5_c mit der nicht abgegriffenen Primärwicklung N₁ ist genauso aufgebaut wie sein Gegenstück 5_c aus 12. Das sich ergebende Netzteil mit dem Schaltkreis 7 zum sanften Schalten entspricht dem Gerät aus 8 und der zusätzliche Ladeschaltkreis 30 ist identisch zu dem aus 9, so dass die Ausführungsform nach 16 die Vorteile der Ausführungsformen gemäß 8 und 9 kombiniert.
Ausführungsform gemäß 17
Der zusätzliche Ladenschaltkreis 30 der Ausführungsform gemäß 15 kann durch sein Gegenstück 30a aus 13 ersetzt werden, wie als eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung in 17 dargestellt ist. Diese Ausführungsform gemäß 17 verbindet die Vorteile der Ausführungsformen gemäß 13 und 15.
Ausführungsform gemäß 18
In 18 ist die Hauptinduktivität L₁ wie in 16 über die Sperrdiode D₅ an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalters Q₁ angeschlossen. Die Primärwicklung N₁ des Transformators ist folglich nicht abgegriffen. Alle anderen Details des Aufbaus sind so wie sie oben unter Bezugnahme auf 17 dargestellt wurden. Da die Ausführungsform gemäß 18 dieselben Hauptschaltungen, inklusive des Schaltkreises 7 zum sanften Schalten, wie 8 und denselben zusätzlichen Ladeschaltkreis 30_a wie in 13 aufweist, verbindet die Ausführungsform gemäß 18 die Vorteile der Ausführungsformen gemäß 8 und 13.
Ausführungsform gemäß 19
Der zusätzliche Ladeschaltkreis 30_a aus 13 kann, wie in 19 bei 30_b dargestellt ist, verändert werden wobei diese Figur eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeigt, die in allen anderen Aspekten derjenigen aus 13 entspricht. Der modifizierte zusätzliche Ladesschaltkreis 30_b beinhaltet nur die vierte Wicklung N₄ des Transformators und die zusätzliche Ladediode D₇. Es wird angenommen, dass die über die zusätzliche Ladediode D₇ zwischen den zweiten Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung und den Glättungskondensator C₁ angeschlossene, vierte Wicklung N₄ des Transformators eine Streuinduktivität aufweist.
Während der nichtleitenden Perioden des Schalters Q₁ baut sich über die vierte Wicklung N₄ des Transformators eine Spannung V_n4 auf, die so orientiert ist, dass sie die zusätzliche Ladediode D₇ in Durchlassrichtung vorspannt. Durch die zusätzliche Ladediode D₇ ergibt sich nur dann ein den Glättungskondensator C₁ ladender Stromfluss, wenn die Summe aus der Ausgangspannung V₄ der Gleichrichterschaltung und der Spannung V_n4 über die vierte Wicklung des Transformators höher wird als die Spannung V_c1 über den Glättungskondensator C₁.
Diese Ausführungsform gemäß 19 bietet dieselben Vorteile wie diejenige aus 13, ausgenommen der Glättungseffekte aufgrund der Induktivität L₂ und des Kondensators C₂ des zusätzlichen Ladeschaltkreises 30_a aus 13. Diese Nachteile werden durch den einfachen Aufbau und die kompakte Größe des zusätzlichen Ladeschaltkreises 30_b ausgeglichen.
Der zusätzliche Ladeschaltkreis 30_b aus 19 kann auch mit dem Transformator 5_c aus den 12 und 14 verwendet werden. Die Katode der Sperrdiode D₅ kann dann anstelle an den Abgriff 10 auf der Primärwicklung des Transformators an den Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung N₁ des Transformators und dem Hauptschalters Q₁ angeschlossen werden. Als eine zusätzliche Modifikation der Ausführungsform gemäß 19 kann der Schaltkreis 7 zum sanften Schalten, wie in der Ausführungsform gemäß 7, parallel zu dem Hauptschalter Q₁ geschaltet sein. Kurz gesagt kann der zusätzliche Ladeschaltkreis 30_c aus 19 durch die zusätzlichen Ladeschaltkreise 30 oder 30a aus den 9 und 12–18 ersetzt werden.
Ausführungsform gemäß 20
Das Schaltnetzteil wird hier mit einer modifizierten Gleichrichterschaltung 4_a und einem modifizierten zusätzlichen Ladeschaltkreis 30c anstelle der Gleichrichterschaltung 4 und dem zusätzlichen Ladeschaltkreis 30 gemäß der Ausführungsform aus 9 dargestellt und ist in allen weiteren Aspekten zu dieser identisch. Die modifizierte Gleichrichterschaltung 4_a hat zusätzlich zu den vier erwähnten Dioden D₁–D₄ zwei Dioden D₁₁ und D₁₂. Die fünfte Diode D₁₁ ist mit ihrer Anode an die erste Wechselspannungs-Eingangsleitung 41 und mit ihrer Katode an den zusätzlichen Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung angeschlossen. Die sechste Diode D₁₂ ist mit ihrer Anode an die zweite Wechselspannungs-Eingangsleitung 42 und mit ihrer Katode an den zusätzlichen Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung angeschlossen. Der zweite Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung wird folglich nicht von den Ausgängen der ersten und der dritte Diode D₁ bzw. D₃, sondern mit den Ausgängen der fünften und sechsten Diode D₁₁ bzw. D₁₂ versorgt. Diese Dioden D₁₁ und D₁₂ entsprechen in ihren elektrischen Eigenschaften im Wesentlichen den Dioden D₁ und D₃, so dass die Spannung zwischen dem zweiten Ausgang 44 der Gleichrichterschaltung und der auf Erdpotential liegenden Leitung 45 im Wesentlichen gleich der Spannung V₄ zwischen dem ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung und dem auf Erdpotential liegenden Ausgang 45 ist.
Der modifizierte zusätzliche Ladeschaltkreis 30_c entspricht dem zusätzlichen Ladeschaltkreises 30 aus 9 mit der Ausnahme, dass die zweite zusätzliche Ladediode D₇ fehlt. Der modifizierte Schaltkreis 7_d funktioniert trotzdem genauso wie der ursprüngliche Schaltkreis 7, da die zwei zusätzlichen Dioden D₁₁ und D₁₂ der Gleichrichterschaltung 4_a dazu dienen, einen zurückfließenden Stromfluss zu blockieren. Es ist klar, dass es sich bei diesen zusätzlichen Dioden D₁₁ und D₁₂ um hochfrequente Dioden handelt, die dazu fähig sind, auf die Änderungen in dem Strom durch die zusätzliche Induktivität L₂ aufgrund dem wiederholten Durchzünden und Nichtleiten des Schalters Q₁ anzusprechen. Ein Weglassen der Diode D₇ wird nicht empfohlen, falls für D₁₁ und D₁₂ niederfrequente Dioden verwendet werden.
Die Gleichrichterschaltung 4_a und der zusätzliche Ladeschaltkreis 30_c der Ausführungsform gemäß 20 erfüllen im Wesentlichen dieselben Funktionen wie ihre Gegenstücke 4 und 30 in 9. Die Ausführungsform gemäß 20 erreicht folglich dieselben Vorteile wie die gemäß 9. Die Gleichrichterschaltung 4_a könnte auch in den Ausführungsformen gemäß 12 bis 19 verwendet werden.
Mögliche Modifikationen
Trotz der vorangehenden detaillierten Offenbarung soll die vorliegende Erfindung nicht auf die exakte Darstellung der Figuren und der diesbezüglichen Beschreibung beschränkt sein. Im Folgenden wird folglich eine kurze Liste möglicher Modifikationen oder Änderungen der dargestellten Ausführungsformen wiedergegeben, von denen ausgegangen wird, dass sie alle in den Umfang der Erfindung fallen:

1. Alle zusätzlichen Ladeschaltkreise 30, 30_a , 30_b könnten ohne die zweite zusätzliche Diode D₇ auskommen. In Abwesenheit dieser zweiten zusätzlichen Diode D₇ würde der Wechselspannungs-Eingangsstrom I_ac auch während der Zeiträume t₀ bis t₁, t₆ bis t₈ und t₉ bis t₁₀ in 10 fließen.
2. Zwischen die Ausgänge 43 und 44 der Gleichrichterschaltung könnte in allen offenbarten Ausführungsformen ein Hochfrequenz-Kondensator geschaltet sein, dessen Kapazitanz kleiner ist als die des Glättungskondensators C₁. Beispielsweise könnte in der Schaltung gemäß 1 der während der nichtleitenden Perioden des Hauptschalters Q₁ durch den die Hauptinduktivität L₁, die Sperrdiode D₅, den ersten Teil N_1a der Primärwicklung des Transformators, den Glättungskondensator C₁ und die Gleichrichterschaltung 4 umfassende Pfad fließende Strom dazu veranlasst werden, die Gleichrichterschaltung zu umgehen, falls ein derartiger Hochfrequenz-Kondensator eingebaut wäre. Das Resultat wäre die Eliminierung von durch die Dioden D₁–D₄ verursachtem Rauschen.
3. Anstelle der Transformatoren 5, 5a–5c könnte ein Spartransformator verwendet werden.
4. Alle Schaltnetzteil könnten ohne die Sekundärwicklung N₂ des Transformators auskommen und die Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung 6 könnte zu dem Hauptschalter Q₁ parallel geschaltet sein, um ein Aufspann-Netzteil zu bilden.
5. Die Sperrdiode D₅ könnte zwischen den ersten Ausgang 43 der Gleichrichterschaltung und die Hauptinduktivität L₁ geschaltet sein, oder sie könnte in Fällen, in denen ein zurückfließender Stromfluss kein Problem darstellt, weggelassen werden.
6. Anstelle des FET-Schalters Q₁ könnte ein bipolarer Transistor mit isolierter Steuerelektrode oder ein beliebiger anderer geeigneter Halbleiterschalter verwendet werden.
7. Die Erfindung könnte auf „Vorwärts"-Schaltnetzteile angewendet werden, bei denen die Diode D₀ auf der Ausgangsseite des Transformators während der Brennzeiten des Hauptschalters Q₁ leitend ist.
8. Der Schaltkreis 7 zum sanften Schalten könnte anstelle an ein Ende der Primärwicklung des Transformators an einen Abgriff 10_a auf der Primärwicklung N₁ des Transformators angeschlossen sein, wie durch die unterbrochenen Linien in den 1, 6, 9, 12–14, 19 und 20 angedeutet ist.

Claims

Schaltnetzteil, das eine Wechselspannung in eine Gleichspannung umsetzen kann, umfassend eine Gleichrichterschaltung (4 oder 4_a ), die zum Gleichrichten einer Eingangs-Wechselspannung mit zwei Wechselspannungs-Eingangsklemmen (1, 2) verbunden ist, einen Transformator (5, 5_a , 5_b oder 5_c ), der zum einen über die Gleichrichterschaltung mit den beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen und zum anderen mit zwei Gleichspannungs-Ausgangsklemmen (11 und 12) verbunden ist, eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung (6), die zur Bereitstellung einer Ausgangs-Gleichspannung zwischen dem Transformator und den beiden Gleichspannungs-Ausgangsklemmen geschaltet ist, einen Glättungskondensator (C₁), der zwischen einem ersten Ende einer Primärwicklung (N₁) des Transformators und einem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichterschaltung (4 oder 4a) geschaltet ist, eine Induktivität (L₁), die über wenigstens einen Teil der Primärwicklung (N₁) des Transformators zwischen einem ersten Ausgang (43) der Gleichrichterschaltung und dem Glättungskondensator geschaltet ist, einen Hauptschalter (Q₁), der zwischen einem zweiten Ende einer Primärwicklung (N₁) des Transformators und einem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichterschaltung geschaltet ist, und einer Kapazitätseinrichtung (C_q1) zum sanften Schalten, die mit dem Hauptschalter verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein Schaltkreis (7) zum sanften Schalten vorgesehen ist, der einen zusätzlichen Schalter (Q₂) umfasst, der über wenigstens eine zusätzliche Wicklung (N₃) des Transformators (5 und 5_a bis 5_c ) parallel zu dem Glättungskondensator (C₁) geschaltet ist, um der zusätzlichen Wicklung einen Strom bereit zu stellen, der hinreichend groß ist, um die Primärwicklung (N₁) des Transformators dazu zu veranlassen, eine Spannung aufzubauen, die ein Entladen der Kapazitätseinrichtung zum sanften Schalten ermöglicht, und dass ein Schalter-Steuerschaltkreis (8) mit dem Hauptschalter (Q₁) verbunden ist, um ein AN/AUS-Schalten des Hauptschalters (Q₁) mit einer Wiederholungsfrequenz zu steuern, die höher als die Frequenz der Eingangs-Wechselspannung ist, und mit dem zusätzlichen Schalter (Q₂) verbunden ist, um ein Durchzünden des zusätzlichen Schalters vor dem Beginn jeder Brennzeit des Haupt schalters einzuleiten und um das Durchzünden des zusätzlichen Schalters nicht später als zum Ende jeder Brennzeit des Hauptschalters zu beenden.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Schalter (Q₂) über die zusätzliche Wicklung (N₃) des Transformators und über zumindest einen Teil der Primärwicklung (N₁) des Transformators zu dem Glättungskondensator (C₁) parallel geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis (7) zum sanften Schalten eine Sperrdiode (D_a) aufweist, die zu der zusätzlichen Wicklung (N₃) des Transformators und zu dem zusätzlichen Schalter (Q₂) in Serie geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterschaltung (4 oder 4_a ) einen dritten Ausgang (44) aufweist, um zwischen diesem und dem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichterschaltung eine Gleichrichter-Ausgangspannung abzugeben, die im Wesentlichen gleich zu derjenigen ist, die zwischen dem ersten Ausgang (43) und dem zweiten Ausgang der Gleichrichterschaltung anliegt, und dass ein zusätzlicher Ladeschaltkreis (30, 30_a , 30_b oder 30_c ) vorgesehen ist, der eine zweite zusätzliche Wicklung (N₄) des Transformators umfasst, die zwischen dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung und dem Glättungskondensator (C₁) geschaltet ist und die elektromagnetisch an die Primärwicklung (N₁) des Transformators gekoppelt ist, um eine Spannung zum Aufladen des Glättungskondensators bereit zu stellen.
Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Ladeschaltkreis (30) weiterhin eine zweite Induktivität (L₂), die zwischen dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung und der zweiten zusätzlichen Wicklung (N₄) des Transformators geschaltet ist, einen zusätzlichen Ladekondensator (C₂), der zwischen der zweiten Induktivität und der zweiten zusätzlichen Wicklung des Transformators geschaltet ist, sowie eine zusätzliche Ladediode (D₆), die parallel zu der seriellen Schaltung des zusätzlichen Ladekondensators und der zweiten zusätzlichen Wicklung des Transformators geschaltet ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Ladeschaltkreis (30_a ) weiterhin eine zweite Induktivität (L₂), die zwischen dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung und der zweiten zusätzlichen Wicklung (N₄) des Transformators geschaltet ist, eine zusätzliche Ladediode (D₆), die zwischen der zweiten Induktivität und der zweiten zusätzlichen Wicklung des Transformators geschaltet ist, sowie einen zusätzlichen Ladekondensator (C₂), der parallel zu der seriellen Schaltung der zusätzlichen Ladediode und der zweiten zusätzlichen Wicklung des Transformators geschaltet ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Ladeschaltkreis (30_b ) weiterhin eine Sperrdiode (D₇) aufweist, die zwischen dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung und der zweiten zusätzlichen Wicklung (N₄) des Transformators geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Ladeschaltkreis (30) weiterhin eine Sperrdiode (D₇) aufweist, die in Serie zu der zweiten Induktivität (L₂) geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass in Serie zu der Induktivität (L₁) eine Sperrdiode (D₇) geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterschaltung (4) eine erste Diode (D₁) mit einer ersten Elektrode, die mit einer (1) der beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen (1 und 2) verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Ausgang (43) und dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, eine zweite Diode (D₂) mit einer ersten Elektrode, die mit dem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit der einen (1) Wechselspannungs-Eingangsklemme verbunden ist, eine dritte Diode (D₃) mit einer ersten Elektrode, die mit der anderen (2) der beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Ausgang (43) und dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und eine vierte Diode (D₄), mit einer ersten Elektrode, die mit dem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit der anderen (2) Wechselspannungs-Eingangsklemme verbunden ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichterschaltung (4_a ) eine erste Diode (D₁) mit einer ersten Elektrode, die mit einer (1) der beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Ausgang (43) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, eine zweite Diode (D₂) mit einer ersten Elektrode, die mit dem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit der einen (1) Wechselspannungs-Eingangsklemme verbunden ist, eine dritte Diode (D₃) mit einer ersten Elektrode, die mit der anderen (2) der beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem ersten Ausgang (43) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, eine vierte Diode (D₄), mit einer ersten Elektrode, die mit dem zweiten Ausgang (45) der Gleichrichter schaltung verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit der anderen (2) Wechselspannungs-Eingangsklemme verbunden ist, eine fünfte Diode (D₁₁) mit einer ersten Elektrode, die mit der einen (1) Wechselspannungs-Eingangsklemmen verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, und eine sechste Diode (D₁₂) mit einer ersten Elektrode, die mit der anderen (2) der beiden Wechselspannungs-Eingangsklemmen verbunden ist, und einer zweiten Elektrode, die mit dem dritten Ausgang (44) der Gleichrichterschaltung verbunden ist, aufweist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L₁) zwischen den ersten Ausgang (43) der Gleichrichterschaltung und einem Transformatorabgriff (10) an der Primärwicklung (N₁) des Transformators geschaltet ist.
Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L₁) zwischen den ersten Ausgang (43) der Gleichrichterschaltung und einem Kontaktpunkt zwischen der Primärwicklung (N₁) des Transformators und dem Hauptschalter (Q₁) geschaltet ist.