WO2020043883A1 - Verfahren und vorrichtung zur spannungsanpassung des glättungskondensators eines dc-dc-wandlers vor konnektierung einer hochvoltbatterie - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur spannungsanpassung des glättungskondensators eines dc-dc-wandlers vor konnektierung einer hochvoltbatterie Download PDF

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switches
capacitor
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Axel Krause
Nicolae Daniel BOLOHAN
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Brusa Elektronik Ag
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Definitions

  • the invention relates to a method for operating a primary battery
  • the latter serves to convert the usually high voltage of the primary battery (200-800V) to a lower DC voltage.
  • the low voltage (12 - 24V) required for the vehicle electrical system can be obtained from the primary battery.
  • Such a device comprising a primary battery and a DC-DC voltage converter that can be connected to it is known from EP 2 159 908 B1.
  • This essentially consists of an inductive transformer, which is connected on the primary side by means of a
  • Full-bridge MOSFET circuit is coupled to the primary battery.
  • the voltage is rectified on the secondary side.
  • this operating mode being called “buck mode”.
  • boost operation it is also possible to operate such a DC-DC voltage converter in reverse, ie to transfer energy from the secondary side to the primary side, which is referred to as boost operation.
  • the voltage of the primary-side smoothing capacitor largely corresponds to the voltage of the primary battery in order to avoid high inrush currents in the switch.
  • the object of the invention is to provide a method by means of which the primary-side smoothing capacitor before the primary battery is connected to the Voltage of the primary battery can be adjusted. This should preferably be done without the use of additional components.
  • the object is achieved in that, before the primary battery is connected, the voltage at the smoothing capacitor on the primary side is adapted to the voltage of the primary battery by a cyclical transfer of charge from the clamping capacitor.
  • the method according to the invention brings about a very rapid charging of the smoothing capacitor on the primary side in a very short period of time, for example 0.2 seconds. from a discharged state to the voltage of the primary battery of several hundred volts.
  • the invention uses the series resonance of the clamping capacitor with the leakage inductance of the transformer in order to limit current through the semiconductor switches and to achieve optimal switching conditions. This has the following advantageous effects:
  • the switching device does not require any additional components
  • the length of the charge cycles is determined by half the period of a series resonance of the clamping capacitor with the leakage inductance. This makes it possible to use the
  • the charging process of the smoothing capacitor is ended when the voltage difference between
  • Smoothing capacitor and primary battery falls below a threshold value, for example 10V. This ensures that the charging cycle is repeated until the smoothing capacitor has a sufficiently high voltage and at
  • the DC-DC converter has the following structure:
  • the voltage converter has an inductive transformer with a primary winding and a split secondary winding with one
  • a first connection of the primary winding can be connected to the negative primary voltage connection via a first switch and to the positive primary voltage connection via a second switch,
  • a second connection of the primary winding can be connected to the negative primary voltage connection via a third switch and to the positive primary voltage connection via a fourth switch,
  • the two end connections of the secondary winding can be connected to a negative secondary voltage connection via a fifth and a sixth switch,
  • the two end connections of the secondary winding can also be connected to a clamping capacitor via a seventh and an eighth switch, and a middle connection of the divided secondary winding is via a
  • the secondary voltage connections are connected to a secondary battery.
  • the seventh and sixth switches are conductive, so that a discharge current of the clamping capacitor flowing through the secondary coil generates a charging current of the smoothing capacitor on the primary side via the second and third switches, the duration of the first period (T0- T1) corresponds to half an oscillation period of a series resonance from the clamping capacitor and the leakage inductance; during a second period (T1 -T2), the seventh and eighth switches are conductive, so that the clamping capacitor is positive
  • the first and fourth switches and the fifth and eighth switches are conductive, so that a discharge current of the clamping capacitor flowing through the secondary coil generates a charging current of the smoothing capacitor on the primary side;
  • FIG. 1 a block diagram of a battery converter system
  • FIG. 2 a flow chart of the method according to the invention
  • FIG. 3 a circuit of a DC-DC converter
  • FIG. 4 a waveform diagram of the method according to the invention
  • Figure 5 - 8 the circuit of Figure 1 with marked currents in different
  • FIG. 1 shows a block diagram of a battery converter system 10, which essentially comprises a high-voltage primary battery 12, a relay switch 14, a high-voltage bus 15 with a smoothing capacitor 16 on the primary side, a DC-DC converter 18 and a low-voltage secondary battery 20 exists.
  • a control device 22 controls the semiconductor switches present in the DC-DC converter 18, described below, which are preferably designed as MOSFET switches, and the
  • the high-voltage bus 15 is also connected to an electric motor, not shown, to be driven by the primary battery 12.
  • the smoothing capacitor 16 serves to reduce the ripple of the primary or high voltage.
  • relay switch 14 is blocked, so that there is no voltage on the high-voltage bus 15 and thus on the smoothing capacitor 16.
  • a suitable voltage detector can be installed to detect the voltage difference between the primary battery 12 and the high-voltage bus 15.
  • Control device 22 a connection of the primary battery 12 to the high-voltage bus 15 is to be carried out (in order to put the electric motor into operation), it is checked in step 52 whether the differential voltage between the primary battery 12 and the
  • Smoothing capacitor 16 exceeds a threshold value, for example 10V. If this is not the case, the relay switch 14 is closed in step 54 and thus the connection between the primary battery 12 and the DC-DC converter 18 is established. The DC-DC converter 18 is thus changed from the control device 22 into the normal one
  • Secondary battery 20 is below the voltage threshold at the relay switch 14, that is, the smoothing capacitor 16 is almost charged to the voltage of the primary battery 12.
  • a third operating mode of the DC-DC converter 18 is also possible, in which the high-voltage bus 15 can be provided with voltage by means of the low-voltage secondary battery 20 (so-called boost mode).
  • the circuit of the DC-DC converter 18 is shown in FIG. This comprises an inductive transformer Tr1 with a primary coil and a secondary coil with a center tap on the secondary side.
  • Tr1 inductive transformer
  • Tr2 secondary coil
  • C1 DC in addition to the primary voltage connections (+) and (-) for connection to the high-voltage bus 15 shown in FIG. 1, the smoothing capacitor C1 DC (provided with reference number 16 in FIG. 1) can be seen.
  • the two connections of the primary winding of the transformer T ri are by means of an H-bridge or full bridge of a first MOSFET switch QP1, a second MOSFET switch QP2, a third MOSFET switch QP3 and a fourth MOSFET switch QP4, each of which is body diode include with the
  • the smoothing capacitor C1 DC typically has a capacitance of approximately 1-2 mF.
  • the outer connections are the outer connections
  • Secondary windings are also connected to a terminal of a clamping capacitor C d amp via a seventh MOSFET switch QS2 and an eighth MOSFET switch QS4.
  • the other connection of the clamping capacitor C Ci at P is also connected to the negative secondary voltage connection (-).
  • the center tap of the secondary winding of the transformer T M is connected to a secondary-side smoothing capacitor C2 D c via a smoothing inductor L2.
  • step 56 shows the switching state in step 56, which corresponds to a first time interval between the times T0 and T 1 in the waveform diagram of FIG. 4, the current flow being represented by bolder lines.
  • the switches QS2 and QS3 on the secondary side are conductive, while the switches QS1 and QS4 are blocked. All MOSFET switches can be blocked on the primary side, since the current can flow via the body diodes of switches QP2 and QP3. However, it is also possible to close the primary-side switches QP2 and QP3 in order to reduce losses.
  • the duration of the time interval T0-T1 is determined on the basis of the resonance frequency, which in turn depends on the capacitance of the clamping capacitor C C iam P and the
  • the required capacitance of the clamping capacitor C damp is determined on the basis of a desired switching frequency, for example 60 kHz.
  • Chv 2mF capacitance of the smoothing capacitor C1 DC
  • Vcaphv 475V voltage of the primary battery
  • Vclamp 35V initial voltage at the clamping capacitor C C iam P
  • a typical capacitance of the clamping capacitor C C iam P is 20pF, um
  • the capacitance C C iam P can be selected to be lower.
  • L_l_sec is the leakage inductance Li eak of the transformer for the two
  • Sections of the secondary winding are in series.
  • the leakage inductance Li eak must be selected so that the peak current is less than the nominal current of the switches QS1 - QS4 on the secondary side.
  • An optimal value for L_l_sec / Li eak is c. 90 nH. This results in a resonance frequency of approx. 1 17 kHz.
  • transformer T r cannot be designed with a suitably large leakage inductance, an additional development can be made according to an advantageous further development
  • Matching inductance can be connected in series with the primary winding of the transformer T r .
  • FIG. 6 shows the switching state in step 58, which corresponds to a second time interval between the times T 1 and T2 in the waveform diagram of FIG. 4, the current flow again being shown by bolder lines.
  • Clamping capacitor C ciamp is charged with the secondary voltage V2 D c via the low-voltage secondary battery 20 (FIG. 1) connected to the secondary (+) and (-) terminals.
  • the current flows through the smoothing inductance L2 from the center tap of the secondary winding over both winding halves in opposite directions, whereby the induced magnetic fields cancel each other out and thus on the primary side of the
  • FIG. 7 shows the switching state in step 60, which corresponds to a third time interval between times T2 and T3 in the waveform diagram of FIG. 4, the current flow again being shown by bolder lines.
  • FIG. 8 shows the switching state in step 62, which corresponds to a fourth time interval between the times T3 and T4 in the waveform diagram of FIG. 4, the current flow again being shown by bolder lines.
  • the switch QS1 on the secondary side is opened and the clamping capacitor C C iam P is recharged identically to the second time interval T1 -T2 described above.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Betrieb eines an eine Primärbatterie (12) anschließbaren bidirektionalen Spannungswandlers (18) mit einem primärseitigen Glättungskondensator (16, C1DC), mit einem induktiven Transformator (Tr1) und mit einem sekundärseitigen Klemmkondensator (Cclamp), wobei vor einer Konnektierung der Primärbatterie (12) die Spannung an dem primärseitigen Glättungskondensator (16, C1DC) durch eine zyklische Übertragung von Ladung aus dem Klemmkondensator (Cclamp) an die Spannung der Primärbatterie (12) angepasst wird. Hierdurch lässt sich die Spannung des primärseitigen Glättungskondensators vor der Konnektierung der Primärbatterie an die Spannung der Primärbatterie anpassen und damit Stromspitzen beim Anschließen der Primärbatterie (12) vermeiden.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Spannungsanpassung des Glättungskondensators eines DC-DC-Wandlers vor Konnektierung einer Hochvoltbatterie
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines an eine Primärbatterie
anschließbaren bidirektionalen Spannungswandlers mit einem primärseitigen
Glättungskondensator, mit einem induktiven Transformator und mit einem
sekundärseitigen Klemmkondensator, sowie eine dazu ausgebildete Vorrichtung.
Bei Antriebseinrichtungen mit einer Primärbatterie sowie einem damit verbind- und davon trennbaren DC-DC-Spannungswandler dient letzterer dazu, die üblicherweise hohe Spannung der Primärbatterie (200-800V) auf eine niedrigere Gleichspannung zu konvertieren. Insbesondere bei Einbau in einem Elektrofahrzeug kann auf diese Weise die für das Bordnetz benötigte Niedervoltspannung (12 - 24V) aus der Primärbatterie gewonnen werden.
Eine derartige Vorrichtung umfassend eine Primärbatterie sowie einen damit verbindbaren DC-DC-Spannungswandler ist aus der EP 2 159 908 B1 bekannt. Diese besteht im Wesentlichen aus einem induktiven Transformator, der primärseitig mittels einer
MOSFET- Vollbrückenschaltung mit der Primärbatterie gekoppelt wird. Sekundärseitig erfolgt eine Gleichrichtung der Spannung. Bei einer solchen Schaltung ist es möglich, eine Spannungswandlung mit hohem Wirkungsgrad zu bewirken, wobei diese Betriebsart „Buck-Mode“ genannt wird.
Es ist jedoch auch möglich, einen derartigen DC-DC-Spannungswandler umgekehrt zu betreiben, also Energie von der Sekundärseite auf die Primärseite zu übertragen, was als Boost-Betrieb bezeichnet wird.
Es ist aus verschiedenen Gründen notwendig, die Primärbatterie vom restlichen Hochvolt- Bus, zu dem auch der DC-DC-Spannungswandler gehört, zu trennen bzw. danach wieder zu verbinden. In einem solchen Fall ist es wünschenswert, wenn die Spannung des primärseitigen Glättungskondensators weitestgehend der Spannung der Primärbatterie entspricht, um hohe Einschaltströme im Schalter zu vermeiden.
Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren bereitzustellen, mittels dessen der primärseitige Glättungskondensator vor der Konnektierung der Primärbatterie an die Spannung der Primärbatterie angepasst werden kann. Dies soll vorzugsweise ohne die Verwendung zusätzlicher Bauteile erfolgen.
Die Erfindung ergibt sich aus den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche. Weitere Merkmale, Anwendungsmöglichkeiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, sowie der Erläuterung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, die in den Figuren dargestellt sind.
Die Aufgabe wird dadurch gelöst, dass vor einer Konnektierung der Primärbatterie die Spannung an dem primärseitigen Glättungskondensator durch eine zyklische Übertragung von Ladung aus dem Klemmkondensator an die Spannung der Primärbatterie angepasst wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren bewirkt eine sehr schnelle Ladung des primärseitigen Glättungskondensators in einem sehr kurzen Zeitraum von beispielsweise 0,2 sek. von einem entladenen Zustand auf die Spannung der Primärbatterie von mehreren hundert Volt. Die Erfindung nutzt dazu die Serienresonanz von dem Klemmkondensator mit der Streuinduktivität des Transformators, um Strom durch die Halbleiterschalter zu begrenzen und optimale Schaltbedingungen zu erreichen. Dadurch ergeben sich folgende vorteilhafte Effekte:
der durch die Schalter fließende Strom ist durch die Serienresonanz von
Klemmkondensator und Streuinduktivität beschränkt,
- der durch die Schalter QS1 und QS3 gebildete Synchrongleichrichter wird nur bei sehr geringen Strömen an- bzw. ausgeschaltet, was zu geringen Schaltverlusten führt,
die EMK-Emissionen sind gering,
- die Schaltvorrichtung benötigt keine zusätzlichen Bauteile,
es ist einfach, die Anschaltzeit zu regeln. Geringe Abweichungen der
Resonanzfrequenz aufgrund von Bauteiltoleranzen beeinträchtigen die
Leistungsfähigkeit des Verfahrens kaum.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird die Länge der Ladungszyklen durch die halbe Periodendauer einer Serienresonanz des Klemmkondensators mit der Streuinduktivität bestimmt. Hierdurch ist es möglich, unter Ausnutzung des
Resonanzverhaltens der beiden genannten Bauteile eine optimale Übertragung der im Klemmkondensator speicherbaren Energie in den Glättungskondensator zu erreichen und letzteren durch zyklisch durchlaufene Ladungsschritte auf die Spannung der
Primärbatterie zu bringen.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird der Ladevorgang des Glättungskondensators beendet, wenn die Spannungsdifferenz zwischen
Glättungskondensator und Primärbatterie einen Schwellwert, beispielsweise 10V, unterschreitet. Damit wird erreicht, dass der Ladezyklus so lange wiederholt wird, bis der Glättungskondensator eine hinreichend hohe Spannung aufweist und bei der
anschließenden Konnektierung der Primärbatterie hinreichend kleine Ströme fließen.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung hat der DC-DC-Wandler folgenden Aufbau:
der Spannungswandler weist einen induktiven T ransformator mit einer Primärwicklung und einer geteilten Sekundärwicklung mit einer
Streuinduktivität auf,
ein erster Anschluss der Primärwicklung ist über einen ersten Schalter mit dem negativen und über einen zweiten Schalter mit dem positiven Primärspannungsanschluss verbindbar,
ein zweiter Anschluss der Primärwicklung ist über einen dritten Schalter mit dem negativen und über einen vierten Schalter mit dem positiven Primärspannungsanschluss verbindbar,
die beiden Endanschlüsse der Sekundärwicklung sind über einen fünften und einen sechsten Schalter mit einem negativen Sekundärspannungsanschluss verbindbar,
die beiden Endanschlüsse der Sekundärwicklung sind ferner über einen siebten und einen achten Schalter mit einem Klemmkondensator verbindbar, ein Mittelanschluss der geteilten Sekundärwicklung ist über eine
sekundärseitige Glättungsinduktivität mit einem positiven
Sekundärspannungsanschluss verbunden,
die Sekundärspannungsanschlüsse sind mit einer Sekundärbatterie verbunden.
Mittels einer derartigen Vorrichtung wird folgendes Verfahren ausgeführt:
während eines ersten Zeitraumes (T0-T1 ) sind der siebte und der sechste Schalter leitend, so dass ein durch die Sekundärspule fließender Entladestrom des Klemmkondensators primärseitig über den zweiten und dritten Schalter einen Ladestrom des Glättungskondensators erzeugt, wobei die Dauer des ersten Zeitraumes (T0-T1 ) einer halben Schwingungsperiode einer Serienresonanz aus dem Klemmkondensator und der Streuinduktivität entspricht; während eines zweiten Zeitraumes (T1 -T2) sind der siebte und der achte Schalter leitend, so dass der Klemmkondensator vom positiven
Sekundärspannungsanschluss über die Glättungsinduktivität von der
Sekundärbatterie geladen wird;
während eines dritten Zeitraumes (T2-T3) sind der erste und vierte Schalter sowie der fünfte und achte Schalter leitend, so dass ein durch die Sekundärspule fließender Entladestrom des Klemmkondensators primärseitig einen Ladestrom des Glättungskondensators erzeugt;
während eines vierten Zeitraumes (T3-T4) entsprechen die Stellungen der Schalter denen des zweiten Zeitraumes (T1 -T2).
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, in der - gegebenenfalls unter Bezug auf die Zeichnungen - zumindest ein Ausführungsbeispiel im Einzelnen beschrieben ist. Gleiche, ähnliche und/oder funktionsgleiche Teile sind mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Es zeigen:
Figur 1 : ein Blockschaltbild eines Batterie-Wandler-Systems,
Figur 2: ein Ablaufdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Figur 3: eine Schaltung eines DC-DC-Wandlers,
Figur 4: ein Wellenformdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Figur 5 - 8: die Schaltung gemäß Figur 1 mit markierten Strömen in verschiedenen
Ladezyklusphasen,
In Figur 1 ist ein Blockschaltbild eines Batterie-Wandler-Systems 10 dargestellt, das im Wesentlichen aus einer Hochvolt-Primärbatterie 12, einem Relaisschalter 14, einem Hochvoltbus 15 mit einem primärseitigen Glättungskondensator 16, einem DC-DC- Wandler 18 und einer Niedervolt-Sekundärbatterie 20 besteht. Eine Kontrolleinrichtung 22 steuert die im DC-DC-Wandler 18 vorhandenen, weiter unten beschriebenen, Halbleiter- Schalter, die vorzugsweise als MOSFET-Schalter ausgebildet sind, sowie den
Relaisschalter 14. Der Hochvolt-Bus 15 ist ferner mit einem von der Primärbatterie 12 anzutreibenden, nicht gezeigten Elektromotor verbunden. Der Glättungskondensator 16 dient dazu, die Welligkeit der Primär- bzw. Hochvoltspannung zu vermindern.
Zunächst ist im Ruhezustand der Relaisschalter 14 gesperrt, so dass keine Spannung am Hochvoltbus 15 und damit am Glättungskondensator 16 anliegt. Im Relaisschalter 14 kann zur Erfassung der Spannungsdifferenz zwischen Primärbatterie 12 und Hochvolt- Bus 15 ein geeigneter Spannungsdetektor verbaut sein.
Nunmehr wird auf Figur 2 Bezug genommen. Sofern gemäß Schritt 50 von der
Kontrolleinrichtung 22 eine Konnektierung der Primärbatterie 12 mit dem Hochvoltbus 15 durchgeführt werden soll (um den Elektromotor in Betrieb zu setzen), wird im Schritt 52 überprüft, ob die Differenzspannung zwischen der Primärbatterie 12 und dem
Glättungskondensator 16 einen Schwellwert, beispielsweise 10V, überschreitet. Wenn dies nicht der Fall ist, wird im Schritt 54 der Relaisschalter 14 geschlossen und damit die Verbindung zwischen Primärbatterie 12 und dem DC-DC-Wandler 18 hergestellt. Damit wird der DC-DC-Wandler 18 von der Kontrolleinrichtung 22 in den normalen
Betriebsmodus geschaltet (sog. Buck-Modus), in dem die Niedervolt-Sekundärbatterie 20 aufgeladen wird.
Andernfalls wird von der Kontrolleinrichtung 22 der DC-DC-Wandler 18 in das
erfindungsgemäße (Prälade-) Verfahren einer Aufladung des Glättungskondensators 16 (Schritte 56 - 62) so lange durchgeführt, bis die Kontrolleinrichtung 22 im Schritt 52 feststellt, dass durch Aufladung des Glättungskondensators 16 mittels der
Sekundärbatterie 20 der Spannungsschwellwert am Relaisschalter 14 unterschritten ist, also der Glättungskondensator 16 fast auf die Spannung der Primärbatterie 12 aufgeladen ist.
Es ist auch eine dritte Betriebsart des DC-DC-Wandlers 18 möglich, in dem mittels der Niedervolt-Sekundärbatterie 20 der Hochvoltbus 15 mit Spannung versehen werden kann (sog. Boost-Modus).
In Figur 3 ist die Schaltung des DC-DC-Wandlers 18 dargestellt. Dieser umfasst einen induktiven Transformator Tr1 mit einer Primärspule sowie einer Sekundärspule mit einem sekundärseitigen Mittelabgriff. Auf dessen links im Bild angeordneter Primärseite ist neben den Primärspannungsanschlüssen (+) und (-) zum Anschluss an den in Figur 1 gezeigten Hochvolt-Bus 15 der Glättungskondensator C1 DC (in Figur 1 mit Bezugszeichen 16 versehen) zu sehen. Die beiden Anschlüsse der Primärwicklung des Transformators T ri sind mittels einer H-Brücke bzw. Vollbrücke aus einem ersten MOSFET-Schalter QP1 , einem zweiten MOSFET-Schalter QP2, einem dritten MOSFET-Schalter QP3 und einem vierten MOSFET-Schalter QP4, die jeweils Bodydioden umfassen, mit den
Primärspannungsanschlüssen (+) und (-) verbunden. Der Glättungskondensator C1 DC hat typischerweise eine Kapazität von etwa 1 - 2 mF. Auf der Sekundärseite des Transformators TM sind die äußeren Anschlüsse der
Sekundärwicklung über einen fünften MOSFET-Schalter QS1 und einen sechsten MOSFET-Schalter QS3 s mit einem sekundärseitigen negativen
Sekundärspannungsanschluss (-) verbunden. Die äußeren Anschlüsse der
Sekundärwicklung sind darüber hinaus über einen siebten MOSFET-Schalter QS2 und einen achten MOSFET-Schalter QS4 mit einem Anschluss eines Klemmkondensators Cdamp verbunden. Der andere Anschluss des Klemmkondensators CCiamP ist ebenfalls mit dem negativen Sekundärspannungsanschluss (-) verbunden. Der Mittelabgriff der Sekundärwicklung des Transformators TM ist über eine Glättungsinduktivität L2 mit einem sekundärseitigen Glättungskondensator C2Dc verbunden. Die
Sekundärspannungsanschlüsse (+) und (-) sind mit der in Figur 1 gezeigten
Sekundärbatterie 20 verbindbar.
Im Wellenformdiagramm von Figur 4 sind für die vier Zeitintervalle T0-T 1 , T1 -T2, T2-T3, T3-T4 von oben nach unten die Spannungen an den Schaltern QS1 , QS2, QS3, QS4, am Klemmkondensator CCiamP, die Ströme durch die Schalter QS3, QS4, QS1 , QS2, durch die Primärwicklung des Transformators Tn, durch den Glättungskondensator C1 DC, und durch die Glättungsinduktivität L2 dargestellt.
Nachfolgend werden die vier Zeitintervalle gemäß den Schritten 56 - 62 von Figur 2 des erfindungsgemäßen (Prälade-) Verfahrens erläutert.
In Figur 5 ist der Schaltzustand im Schritt 56 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem ersten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T0 und T 1 entspricht, wobei der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist. Während des Zeitintervalls TO-T 1 sind die sekundärseitigen Schalter QS2 und QS3 leitend, während die Schalter QS1 und QS4 gesperrt sind. Primärseitig können alle MOSFET-Schalter gesperrt sein, da der Stromfluss über die Bodydioden der Schalter QP2 und QP3 erfolgen kann. Es ist allerdings auch möglich, die primärseitigen Schalter QP2 und QP3 zu schließen, um Verluste zu verringern.
Ausgehend von einem Zustand, bei dem der Glättungskondensator C1 DC entladen und der Klemmkondensator CCiamP geladen ist, fließt dessen Ladung über den Schalter QS2, die gesamte Sekundärwicklung des Transformators Tn und den Schalter QS3. Der dadurch in der Primärwicklung induzierte Strom lädt über die Schalter QP2 und QP3 bzw. deren Bodydioden den Glättungskondensator C1 DC. Wie in dem Wellenformdiagramm zum Schalter QS3 (Diagramm 6 von oben in Figur 4) zu erkennen ist, steigt der Strom aufgrund der Serienresonanz des Klemmkondensators CdamP mit einer Streuinduktivität Lieak des Transformators Tn zunächst gemäß einer Sinus- Halbwelle bis zur Mitte des Zeitintervalls T0-T 1 an, um danach wieder abzusinken. Am Ende dieses Zeitintervalls T0-T 1 ist dabei die Spannung am Klemmkondensator CCiamP fast auf 0V gesunken (Diagramm 5 in Figur 4). Da sich ein Strom durch die
Glättungsinduktivität L2 gleichmäßig auf beide Wicklungsabschnitte der Sekundärspule des Transformators Tn aufteilt, trägt die Glättungsinduktivität L2 nicht zur oben
besprochenen Resonanz bei.
Die Dauer des Zeitintervalls T0-T1 wird aufgrund der Resonanzfrequenz bestimmt, die wiederum abhängt von der Kapazität des Klemmkondensators CCiamP und der
Streuinduktivität Lieak bzw. wird umkehrt die benötigte Kapazität des Klemmkondensators Cdamp ausgehend von einer gewünschten Schaltfrequenz, z.B. 60kHz, bestimmt.
Um beispielsweise einen Glättungskondensator C1 DC mit einer Kapazität von 2mF auf eine angenommene Spannung der Primärbatterie 12 von 475V zu laden, ist eine Energie von etwa 225 kJ nötig. Unter Annahme eines Wirkungsgrades von 90% bestimmt sich die
Kapazität des Klemmkondensators C clamp
Figure imgf000009_0001
Mit
Chv = 2mF Kapazität des Glättungskondensators C1 DC
Vcaphv = 475V Spannung der Primärbatterie
Fswpre = 60kHz Schaltfrequenz
Tcharge = 0,2s Zeitraum, um den Glättungskondensator C1 DC auf Vcaphv zu laden Hpre = 90% Wirkungsgrad
Vclamp = 35V Anfangsspannung am Klemmkondensator CCiamP
Eine typische Kapazität des Klemmkondensators CCiamP beträgt damit 20pF, um
Toleranzen und Spannungsabfälle von resistiven Bauteilen zu kompensieren. Bei Wahl einer höheren Schaltfrequenz kann die Kapazität CCiamP geringer gewählt werden.
Damit bestimmt sich die Resonanzfrequenz gemäß 1
F res :=
(2 n Cciamp - L_l_sec )'
Wobei„L_l_sec“ die Streuinduktivität Lieak des Transformators für die beiden
Teilabschnitte der Sekundärwicklung in Serie ist. Die Streuinduktivität Lieak muss so gewählt sein, dass der Spitzenstrom geringer ist als der Nennstrom der sekundärseitigen Schalter QS1 - QS4. Ein optimaler Wert für L_l_sec/Lieak beträgt c. 90 nH. Damit ergibt sich eine Resonanzfrequenz von ca. 1 17 kHz.
Sofern der Transformator Tr nicht mit einer geeignet großen Streuinduktivität ausgeführt werden kann, so kann gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung eine zusätzliche
Anpassungsinduktivität mit der Primärwicklung des Transformators Tr in Serie geschaltet werden.
In Figur 6 ist der Schaltzustand im Schritt 58 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem zweiten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T 1 und T2 entspricht, wobei wiederum der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist.
Zum Zeitpunkt T 1 wird der Schalter QS3 geöffnet, so dass nunmehr der
Klemmkondensator Cciamp über die an den sekundärseitigen (+) und (-) Klemmen konnektierten Niedervolt- Sekundärbatterie 20 (Figur 1 ) mit der Sekundärspannung V2Dc geladen wird. Dabei fließt der Strom über die Glättungsinduktivität L2 vom Mittelabgriff der Sekundärwindung über beide Windungshälften in entgegengesetzte Richtungen, wodurch sich die induzierten Magnetfelder aufheben und damit auf der Primärseite des
Transformators TM keine Spannung induziert wird. Um die beiden Teilströme wirklich gleich groß und die Verluste gering zu halten ist es zweckmäßig, wenn der Schalter QS4 in den leitenden Zustand versetzt wird und der entsprechende Teilstrom nicht über dessen Bodydiode fließen muss. Im fünften Wellenformdiagramm von Figur 3 lässt sich sehen, wie die Spannung am Klemmkondensator Cciamp während dieses Zeitintervalls T 1 - T2 wieder ansteigt.
In Figur 7 ist der Schaltzustand im Schritt 60 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem dritten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T2 und T3 entspricht, wobei wiederum der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist.
In diesem Zeitintervall T2-T3 ist der sekundärseitige Schalter QS2 geöffnet und QS1 leitend, wobei der Schalter QS4 leitend bleibt (so dass analog zum ersten Zeitintervall T0- T1 erneut eine Entladung des Klemmkondensators CCiamP erfolgt, nur erfolgt der
Stromfluss durch die Sekundärwindung des Transformators TM in umgekehrter Richtung. Damit wird analog zum ersten Zeitintervall T0-T 1 primärseitig ein Strom induziert, der in umkehrter Richtung fließt wie im ersten Zeitintervall T0-T 1. Mittels dieses Stromes wird erneut der Glättungskondensator C1 DC geladen, und zwar zumindest über die Bodydioden der beiden primärseitigen Schalter QP1 und QP4, welche zur Verringerung der Verluste auch leitend sein können. Zum Zeitpunkt T3 ist die Spannung am Klemmkondensator Cclamp wieder auf nahe Null abgefallen.
In Figur 8 ist der Schaltzustand im Schritt 62 dargestellt, der im Wellenformdiagramm von Figur 4 einem vierten Zeitintervall zwischen den Zeitpunkten T3 und T4 entspricht, wobei wiederum der Stromfluss durch fettere Linien dargestellt ist. In diesem Zeitintervall T3-T4 wird der sekundärseitige Schalter QS1 geöffnet und es erfolgt eine erneute Aufladung des Klemmkondensators CCiamP identisch zum oben beschriebenen zweiten Zeitintervall T1 -T2.
Anschließend erfolgt ein weiterer Ladezyklus mit den Schritten 58 - 62.
Obwohl die Erfindung im Detail durch bevorzugte Ausführungsbeispiele näher illustriert und erläutert wurde, so ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele
eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen. Es ist daher klar, dass eine Vielzahl von Variationsmöglichkeiten existiert. Es ist ebenfalls klar, dass beispielhaft genannte Ausführungsformen wirklich nur Beispiele darstellen, die nicht in irgendeiner Weise als Begrenzung etwa des Schutzbereichs, der Anwendungsmöglichkeiten oder der
Konfiguration der Erfindung aufzufassen sind. Vielmehr versetzen die vorhergehende Beschreibung und die Figurenbeschreibung den Fachmann in die Lage, die beispielhaften Ausführungsformen konkret umzusetzen, wobei der Fachmann in Kenntnis des offenbarten Erfindungsgedankens vielfältige Änderungen beispielsweise hinsichtlich der Funktion oder der Anordnung einzelner, in einer beispielhaften Ausführungsform genannter Elemente vornehmen kann, ohne den Schutzbereich zu verlassen, der durch die Ansprüche und deren rechtliche Entsprechungen, wie etwa weitergehenden
Erläuterungen in der Beschreibung, definiert wird. Bezugszeichenliste
10 Batterie-Wandler-System
12 Primärbatterie
14 Relaisschalter
15 Hochvoltbus
16 Glättungskondensator
18 DC-DC-Wandler
20 Sekundärbatterie
22 Kontrolleinrichtung
50-62 Schritte
Cdamp Klemmkondensator
C1 DC Glättungskondensator
Lieak. Streuinduktivität des T ransformators
L2 Glättungsinduktivität
QP1..4 MOSFET-Schalter
QS1..4 MOSFET-Schalter
T ri Transformator
T0-T 1 Zeitintervall
T1 -T2 Zeitintervall
T2-T3 Zeitintervall
T3-T4 Zeitintervall

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betrieb eines an eine Primärbatterie (12) anschließbaren
bidirektionalen Spannungswandlers (18) mit einem primärseitigen
Glättungskondensator (16, C1 DC), mit einem induktiven Transformator (Tr1 ) und mit einem sekundärseitigen Klemmkondensator (CCiamP) , dadurch gekennzeichnet, dass vor einer Konnektierung der Primärbatterie (12) die Spannung an dem primärseitigen Glättungskondensator (16, C1 DC) durch eine zyklische Übertragung von Ladung aus dem Klemmkondensator (CCiamP) an die Spannung der
Primärbatterie (12) angepasst wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Länge der
Ladungszyklen durch die halbe Periodendauer einer Serienresonanz des
Klemmkondensators (CCiamP) mit der Streuinduktivität ( Lieak) bestimmt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der
Ladevorgang des Glättungskondensators (16, C1 DC) beendet wird, wenn die Spannungsdifferenz zwischen Glättungskondensator (C1 DC) und Primärbatterie (12) einen Schwellwert unterschreitet.
4. Verfahren nach einem der vorherigen Ansprüche,
wobei der Spannungswandler (18) einen induktiven Transformator (Tr1 ) mit einer Primärwicklung und einer geteilten Sekundärwicklung mit einer Streuinduktivität ( Lieak) aufweist,
wobei ein erster Anschluss der Primärwicklung über einen ersten Schalter (QP1 ) mit dem negativen und über einen zweiten Schalter (QP2) mit dem positiven Primärspannungsanschluss verbindbar ist,
wobei ein zweiter Anschluss der Primärwicklung über einen dritten Schalter (QP3) mit dem negativen und über einen vierten Schalter (QP4) mit dem positiven Primärspannungsanschluss verbindbar ist,
wobei die beiden Endanschlüsse der Sekundärwicklung über einen fünften und einen sechsten Schalter (QS1 , QS3) mit einem negativen
Sekundärspannungsanschluss verbindbar sind,
wobei die beiden Endanschlüsse der Sekundärwicklung ferner über einen siebten und einen achten Schalter (QS2, QS4) mit einem Klemmkondensator (CCiamP) verbindbar sind,
wobei ein Mittelanschluss der geteilten Sekundärwicklung über eine sekundärseitige Glättungsinduktivität (L2) mit einem positiven Sekundärspannungsanschluss verbunden ist,
wobei die Sekundärspannungsanschlüsse mit einer Sekundärbatterie (20) verbunden sind,
gekennzeichnet durch folgende zyklisch durchlaufene Schritte (56, 58, 60, 62) während eines ersten Zeitraumes (T0-T1 ) sind der siebte und der sechste Schalter (QS2, QS3) leitend, so dass ein durch die Sekundärspule fließender Entladestrom des Klemmkondensators (CCiamP) primärseitig über den zweiten und dritten Schalter (QP2, QP3) einen Ladestrom des Glättungskondensators (C1 DC) erzeugt, wobei die Dauer des ersten Zeitraumes (T0-T1 ) einer halben Schwingungsperiode (p) einer Serienresonanz aus dem Klemmkondensator (Cdamp) und der Streuinduktivität (Leak) entspricht;
während eines zweiten Zeitraumes (T 1 -T2) sind der siebte und der achte Schalter (QS2, QS4) leitend, so dass der Klemmkondensator (CCiamP) vom positiven Sekundärspannungsanschluss über die Glättungsinduktivität (L2) von der Sekundärbatterie (20) geladen wird;
während eines dritten Zeitraumes (T2-T3) sind der erste und vierte Schalter (QP1 , QP4) sowie der fünfte und achte Schalter (QS1 , QS4) leitend, so dass ein durch die Sekundärspule fließender Entladestrom des
Klemmkondensators (CCiamP) primärseitig einen Ladestrom des
Glättungskondensators (C1 DC) erzeugt;
während eines vierten Zeitraumes (T3-T4) entsprechen die Stellungen der Schalter denen des zweiten Zeitraumes (T1 -T2).
5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Dauer des dritten Zeitraums (T2-T3) der Dauer des ersten Zeitraums (T0-T1 ) entspricht.
6. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorherigen
Ansprüche, umfassend
- einen bidirektionalen Spannungswandler (18) mit einem primärseitigen
Glättungskondensator (C1 DC), mit einem induktiven Transformator (Tr1 ) und mit einem sekundärseitigen Klemmkondensator (CCiamP) ,
- einen Relaisschalter (14) zum Anschließen einer Primärbatterie (12)
- eine Kontrolleinheit (22) zur Ansteuerung des Relaisschalters sowie von
Schaltern (QP1 -QP4, QS1 -QS4) im Spannungswandler (18).
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Schalter (QP1 , QP2, QP3, QP4, QS1 , QS2, QS3, QS4) als MOSFET-Schalter mit Bodydioden ausgebildet sind.
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das Sperren einer Kombination zweier MOSFET-Schalter, ausgewählt aus QS1 , QS2, QS3, QS4 und/oder QP1 , QP2, QP3, QP4 bewirkt, dass die gesperrten Schalter als Bodydioden wirken.
9. Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei eine Anpassungsinduktivität mit der
Primärwicklung des Transformators (Tr1 ) in Serie geschaltet ist.
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