WO2015177657A1 - Induktive ladevorrichtung und steuerung beziehungsweise betriebsverfahren hierfür - Google Patents

Induktive ladevorrichtung und steuerung beziehungsweise betriebsverfahren hierfür Download PDF

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WO2015177657A1
WO2015177657A1 PCT/IB2015/052331 IB2015052331W WO2015177657A1 WO 2015177657 A1 WO2015177657 A1 WO 2015177657A1 IB 2015052331 W IB2015052331 W IB 2015052331W WO 2015177657 A1 WO2015177657 A1 WO 2015177657A1
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output
phase shift
switching
inductance
charging device
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PCT/IB2015/052331
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Peter OEHRY
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Brusa Elektronik Ag
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    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a method for operating an inductive charging device, comprising a primary coil and an inverter connected upstream of the primary coil with a DC voltage input and an AC output, as well as a first inductance, a second inductance, a first inductor connected therebetween
  • the invention relates to a controller for carrying out a method of operation for said inductive charging device, an inductive charging device with said controller, and a use of an inductive charging device of the type mentioned.
  • inductive energy transfer systems are increasingly being used for contactless charging of electric vehicles.
  • energy is transmitted from a primary coil subjected to alternating voltage to a secondary coil arranged on the vehicle side with a downstream rectifier.
  • the LC filter can only for a steady operation of the inductive
  • Charging device may, however, come through transient phenomena during the achievement of a steady-state operating state to a considerable EMC load by the said harmonics. It is therefore an object of the invention to provide an improved method of operation for an inductive charging device, an improved control for carrying out a
  • the EMC burden should be kept low by the above harmonics even in a transient case of operation or such be avoided at all.
  • Output power reaches a predefinable target value.
  • control which for
  • an inductive charging device comprising a controller of the above type, which is connected to control inputs of the first switch stage and the second switch stage.
  • the object of the invention is also achieved by a use of the above-mentioned inductive charging device for charging an electrical energy storage device of a vehicle.
  • the proposed measures the EMC burden is kept low even in a transient operating case, or such can be avoided at all. This is caused by the fact that at a switching phase shift at or near the start value and thus in transient operation only a very low power output occurs. Only when Transient effects are subsided below a predetermined tolerance value, the phase shift and thus the power output is raised to a significant level. At this point, however, the LC filter already has its full or at least a noticeable effect, so that the resulting harmonics are filtered out by the LC filter and only a low EMC load occurs in stationary or quasi-stationary operation.
  • a switching phase shift is selected in the first step as mentioned, with no or only a very small one
  • a frequency is preferably selected, which in the range (and in particular above) the
  • Resonant frequency (s) of the inductive transmission system is located.
  • resonant frequencies in the range of 93 to 85 kHz occur. It is advantageous if the operating frequency is selected in the vicinity of the resonance frequencies, wherein a deviation of the operating frequency of the
  • the switching phase shift in the second step starting from the starting value linearly, that is, with a ramp function can be changed.
  • the switching phase shift is increased, for example, lowered until a measurable output current is present.
  • the relationship between switching phase shift and output current or output power can be empirically determined and used to determine a target value for the switching phase shift to achieve a particular output current or output power.
  • the output current and thus the output apparent power increase.
  • a rectifier connected to the output of the charging circuit is active, thereby obtaining an active power.
  • the switching phase shift is in the third step, that is, during the reduction of the switching frequency, preferably not or only slightly changed.
  • the switching frequency (and / or the phase shift) is reduced / increased until a load connected through the switch stages (in particular half-bridges) behaves inductively.
  • This can be done in the fourth step simultaneously with the change of the switching phase shift or separately in a fifth step.
  • the proposed measures result in favorable switching operations for the switch stages. The current is switched off by the switch stages under load. The commutation is automatic and no forced commutation is performed. It is favorable, even if the switching frequency is lowered / increased until a physical variable that can be determined in the charging device reaches a predefinable value. This can in turn be done in the fourth step simultaneously with the change of the switching phase shift or separately in a fifth step.
  • this physical quantity may be an efficiency of the charging circuit or a part thereof, a power in the charging circuit or in a part thereof, a voltage or a current in the charging circuit or in a part thereof or
  • the above-mentioned measures can also be used in combination.
  • the efficiency of the charging circuit can be optimized by changing the switching frequency, but at the same time the previous criterion for the favorable switching process are taken into account.
  • Shift phase shift is selected in a range of 170 ° and 190 °.
  • this type of charging device in which the inductors are connected in series and one pole of the output is connected to the center tap of said series circuit, there is no appreciable power output in the range of 170 ° and 190 °.
  • Switch stages are therefore initially controlled essentially in push-pull. In this way, the power output in transient operation remains in a very small range. Unwanted transient phenomena can thus be effectively prevented or at least mitigated. Further advantageous values for the starting value of
  • Switching phase shift are between 178 ° and 182 ° or within circuit-related tolerances at exactly 180 °.
  • the switching phase shift starting from in an area between 170 ° and 190 ° starting value is changed.
  • operating cases may occur in which the load no longer behaves inductively.
  • a switch-on under load so that the reverse recovery charge of the opposite diode is forcibly cleared quickly.
  • Switching phase shift in a range of -10 ° and 10 ° is selected. In this type of charging device takes place in the range of
  • Switching phase shift are between -2 ° and 2 ° or within circuit-related tolerances at exactly 0 °.
  • the switching phase shift starting from that in one area between - 10 ° and 10 ° lying starting value is changed.
  • operating cases can generally occur in which the load no longer behaves inductively. This is done in one of the half bridges turn on a load, so that the reverse recovery charge of the opposite diode is forcibly cleared quickly. This can lead to high losses, in particular in the case of the inverse diode of a MOSFET.
  • IGBTs with antiparallel diode instead of MOSFETs in the relevant half-bridge.
  • Such a diode is optimized for forced commutation and generated in This operating case significantly less losses than the MOSFET half-bridge. which is well suited for switching off under load.
  • the starting value of the switching frequency is selected in a range of 85 to 95 kHz, in particular in a range of 89 to 91 kHz.
  • the transient process takes place largely in the area defined by the standard. It is particularly advantageous in this context if the starting value of the switching frequency is selected in a range of 81, 38 to 90.00 kHz. This area is specifically referred to a proposed standard for the contactless charging of electric vehicles.
  • Loading device can be determined physical size is changed.
  • the inductive charging device comprises a capacitance which forms an LC filter together with that of the first and second inductance. As a result, harmonics can be filtered out very well.
  • the filter for the new operating state is particularly well adapted.
  • first inductor and the second inductor are uncoupled. In this way, results in a simple circuit structure. But it is also advantageous if the first inductance and the second inductance are coupled. Compared to a similar filter arrangement with two uncoupled throttles, there are several advantages:
  • Both windings are wound on the common core, so in particular use the same magnetic yoke, which saves space and weight.
  • the semiconductors Due to the inductive coupling of the two winding sections, the semiconductors are subjected to significantly lower current ripple, which minimizes the losses.
  • first inductor and the second inductor are connected by a first winding section and a second winding section
  • Winding portion of a stray field transformer is formed.
  • Winding section and the second winding section are inductively coupled together and preferably wound on the same core.
  • the stray field transformer is a coupled choke.
  • the coupling is such that only a part of the flow generated by one winding section (or a throttle) also penetrates the other winding section (or the other throttle) and vice versa.
  • the other becomes part of the river
  • the first winding section and the second winding section of the transformer are wound on a core so that they do not overlap (i.e., are not wound over each other).
  • the winding sections are arranged on the core with a defined distance from one another.
  • the term stray field transformer also encompasses transformers in which the stray field or the stray inductance assumes small values in relation to the total field or to the total inductance. It is preferred if the leakage inductance of the transformer or of the respective winding sections lies in the range between 0.5% and 10% of its total inductance, very particularly preferably between 1% and 5% of its total inductance.
  • This particular embodiment of the filter in an inverter ensures efficient filtering of the harmonics of an incoming signal waveform, in particular one Square-wave signal, for operation of an inductive charging system. This allows the provision of a nearly sinusoidal output signal. At the same time, the
  • Charging device due to the use of a stray field transformer are built very compact and space-saving. Finally, the simple and elegant shading ensures low-loss voltage conversion or transmission.
  • Switch stage is understood to mean a switching unit or a switching path which has at least one controllable switch, in particular semiconductor switches, such as MOSFETs, IGBTs, transistors, etc., which is one of the control of the
  • Switch stage dependent output provides, e.g. a square wave signal or a
  • Winding section and the second winding section are connected in series (i.e.
  • the AC output forms or is connected to a pole of the AC output.
  • a particularly simple circuit can be realized in which the output voltage is almost sinusoidal and in which the output currents can be significantly higher than the input currents. Also, with such a circuit, common mode effects can be suppressed.
  • the preferred starting value of the switching phase shift is 180 °, wherein the switching phase shift is preferably reduced to increase the power.
  • Stray field transformer is connected. That the end of the first winding section is connected to one pole of the AC output and the end of the second winding section is connected to the other pole of the AC output.
  • the winding sections are thus parallel to each other or in the
  • the preferred starting value of the switching phase shift is around 0 °, wherein the switching phase shift is preferably increased to increase the power.
  • a preferred embodiment is characterized in that the ratio between the leakage inductance related to the respective other winding section and the total inductance of a winding section is preferably between 1:10 and 1: 200. In a preferred embodiment, the ratio between the leakage inductance related to the respective other winding section and the total inductance of a winding section is at most 1: 100, particularly preferably at most 1:20.
  • the ratio 1: 100 corresponds to a coupling factor of 0.99; the ratio 1: 20 a coupling factor of 0.95.
  • the leakage inductance of the transformer or the respective winding sections is in the range between 0.5% and 10%, particularly preferably between 1% and 5% of its total inductance.
  • Winding portion is formed symmetrically. That both winding sections have the same number of windings. With symmetrical and identical input signals, in particular square-wave signals, this achieves a particularly good approximation to a sinusoidal signal at the output.
  • a preferred embodiment is characterized in that the filter comprises at least one capacitor which forms an LC filter together with the inductances formed by the stray field transformer. Due to its preferred characteristic, this filters out harmonics particularly efficiently.
  • capacitance used in the present specification naturally includes capacitors; or a capacity is realized by a capacitor.
  • a preferred embodiment is characterized in that the inverter is followed by a capacitive voltage divider (formed from resonance capacitors).
  • the impedance of the inductive transmission system can be increased and thus adapted to the larger output impedance of the filter.
  • a preferred embodiment is characterized in that a capacitance is connected between the poles of the DC input. This serves to support the DC intermediate circuit.
  • At least one switch stage half bridge has antiparallel diodes.
  • At least one switch stage half-bridge has capacitors connected in parallel to the individual switch elements of the half-bridge.
  • Switching edge can be reduced by introducing these capacitors (or capacitors), which improves the electromagnetic compatibility.
  • Switching stage of the inverter comprises a formed of IGBTs half-bridge, preferably with anti-parallel diodes, and / or that at least one switch stage formed of MOSFETs half-bridge, preferably parallel to the individual
  • Switch elements of the half-bridge switched capacitances includes.
  • Control signal are driven to the AC output a
  • the at least one switch stage is controlled such that the AC voltage at the AC output has a frequency between 10kHz and 180kHz, preferably between 25kHz and 150kHz, the preferred frequency in the (established by the standard bodies) band between 80 and 90 kHz is.
  • Switch stages are operated at the same frequency and out of phase with each other, resulting in a particularly 'sinusoidal' output signal.
  • a preferred embodiment is characterized in that the frequency and the phase of the drive signal are controllable. This increases the flexibility and the
  • a preferred embodiment is characterized in that the switch stages are controlled such that at their output in each case a substantially symmetrical Rectangular signal is applied, preferably with a duty cycle of substantially 50%, which also results in a harmonic-poor and balanced output signal.
  • a preferred embodiment is characterized in that the power available at the primary coil is set by a change in the phase shift between the drive signals of the two switch stages.
  • This allows a particularly simple control, which allows output signals with a very low harmonic content due to the stray field transformer, independent of power.
  • the switching phase shift can be changed comparatively quickly.
  • This allows a particularly dynamic control to correct any DC link fluctuations - as they typically occur at the output of a PFC stage.
  • the control time constant can thus be kept small, whereby the occurring in the charger 100Hz ripple is well controlled.
  • a preferred embodiment is characterized in that the frequency and / or the phase shift of the control signals of the switch stages is set so that at the output of the filter or at the input of the inductive transmission system (primary coil) current and voltage are in phase or the cosine of
  • predetermined value preferably to a value greater than or equal to 0.95, e.g. 0.95, with the current lagging slightly behind the voltage. This corresponds to one
  • Phase shift in a range of 0 ° to 20 ° This results in a particularly low current load of the primary coil of the inductive transmission system, which both enables high efficiency and keeps the magnetic field strength as low as possible and thus below the permissible limits.
  • a preferred embodiment is characterized in that the resonant circuit formed by the filter is tuned to a frequency below the minimum operating frequency of the inductive charging device, preferably at most 85%, more preferably at most about 82% of the minimum operating frequency.
  • the resonant circuit may additionally or alternatively be tuned to a frequency below the starting value for the switching frequency of the switch stages.
  • FIG. 6 shows a further embodiment of a charging device according to the invention
  • FIG. 7 shows a further embodiment of a charging device according to the invention
  • Fig. 9 is a schematic representation of a contactless transmission part
  • FIG. 10 shows an exemplary transfer function of the transfer part from FIG. 9.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of an inductive charging device 1 for charging an electrical energy store 3 of a vehicle 2.
  • the energy from a primary coil 4 (FIG. 2) of the charging device is arranged on the vehicle side
  • the secondary coil 21 transmitted.
  • the secondary coil 21 is arranged in the bottom of the (only purely schematically indicated) electric vehicle and connected to the energy storage 3, in particular a battery or a rechargeable battery, via a (not shown) rectifier.
  • FIG. 2 shows an exemplary embodiment of an inductive charging device 1 comprising a primary coil 4 and an inverter 5, which is connected upstream of the primary coil 4, for converting a DC voltage into an AC voltage, wherein the inverter 5 a DC input 6 and an AC output 7 includes.
  • the filter 13 comprises a stray field transformer 10 having a first winding section 11 and a second winding section 12.
  • the winding sections 11, 12 each represent inductors which are inductively coupled to one another, wherein a portion of the flux as stray flux does not penetrate the respective other winding section.
  • the ratio between the leakage inductance related to the respective other winding section 12, 11 and the total inductance of a winding section 11, 12 is at least 1: 100, preferably at most 1: 20.
  • this leakage inductance ratio can also assume values below or above this preferred range.
  • a first switch stage 8 and a second switch stage 9 are connected.
  • the first switch stage 9 is connected to the AC voltage output 7 via the first winding section 11 of the
  • the second switch stage 12 is connected to the
  • Stray field transformer 10 connected. With the aid of the switch stages 8, 9 (changeover), in each case a positive voltage + UDC / 2 or a negative voltage -UDC / 2 can be applied to the winding sections 11, 12.
  • the first winding section 11 and the second winding section 12 are connected in series.
  • a tap between the first winding section 11 and the second winding section 12 forms one pole of the AC output 7 or is connected to one pole of the AC output 7.
  • the other pole is formed by ground GND.
  • the following circuit is used to drive the primary coil 4, for example:
  • the switch stages 8, 9 each form a controlled inverter subunit; both
  • Switch stages 8, 9 each deliver a substantially symmetrical square wave signal Ui, U 2 with the same frequency (preferably with a duty cycle of 50%).
  • Voltage signal U- ⁇ is phase-shifted with respect to the voltage signal U 2 .
  • both the frequency and the phase shift by appropriate control of the switch stages 8, 9 are adjustable.
  • symmetrical stray field transformer 10 connected. This is thus composed of two coils or inductors Li, L 2 , which are wound on a common core.
  • the Stray field transformer 10 is formed symmetrically with respect to the first winding section 11 and the second winding section 12 (same winding number).
  • Fig. 3 shows a possible structure of a stray field transformer 10 and Fig. 4 shows the equivalent circuit diagram, wherein the ohmic resistances have been omitted for the sake of simplicity.
  • the leakage transformer 10 as the transformer .idealer 'with the' ideal 'inductances L H L H 2 is additionally shown with its stray inductances L 1S, l_2s.
  • the leakage inductance is due to the fact that the transformer is designed such that only part of the magnetic flux generated by the first winding penetrates the second winding and vice versa.
  • the stray field transformer 10 may have the following preferred features:
  • Stray field transformer 10 preferably comprises a core having an annular contour.
  • a protrusion may protrude toward the other (longitudinal) side of the core (from top to bottom in FIG. 3).
  • an air gap is preferably provided between the projection and the other (longitudinal) side of the core.
  • the winding sections 11, 12 do not overlap in the illustrated embodiment (i.e., they are not wound over each other).
  • the projection of the core is located between the first winding section 11 and the second
  • Winding portion 12 which are preferably spaced from each other by at least the width of the projection.
  • the filter 13 comprises at least one filter capacitor 14, which is parallel to the
  • AC output 7 is connected and together with the through the
  • Stray field transformer 10 formed inductors forms an LC filter.
  • the stray inductances L 1S , L 2 s form together with the capacitor 14 a resonant circuit, which is preferably tuned to a frequency below the minimum operating frequency of the inductive transmission system, preferably at most 85% of the minimum operating frequency, for example to about 82% of the minimum operating frequency.
  • all frequencies are filtered away above the working frequency, including the harmonics of the square wave signals Ui, U 2 , so that the output AC voltage U A and the
  • Transmission system i. the primary coil 4, supplied.
  • the two switch stages 8, 9 are driven essentially in push-pull, with a start value for the switching phase shift and a starting value for the switching frequency is selected.
  • the switching phase shift is selected in a range of 170 ° and 190 °, in particular in a range of 178 ° and 182 °.
  • the starting value of the switching frequency is selected, for example, in a range of 85 to 95 kHz, in particular in a range of 89 to 91 kHz.
  • the starting value of the switching frequency is preferably selected in the range (and in particular above) of the resonant frequency (s) of the inductive transmission system.
  • resonant frequencies in the range of 93 to 85 kHz may occur. It is advantageous if the working frequency in the vicinity of the
  • Resonant frequencies is selected, with a deviation of the working frequency of the resonance frequencies of a maximum of 10% has been found to be particularly advantageous. Due to the selected switching phase shift, only a small amount of power is transmitted by the inductive charging device 1. If the switching phase shift is 180 °, the transmitted power is even zero.
  • the switching phase shift is reduced / increased starting from the specified starting value until the output current I A am
  • AC output 7 exceeds a first threshold.
  • a first threshold For example, may be provided for the threshold value of the lower value of an ess Victorias a current measuring device for the output current l A. That is, the switching phase shift is decreased / increased until a measurable current I A is present.
  • the relationship between switching phase shift and output current I A or output power can be determined empirically and used to determine a target value for the switching phase shift to achieve a particular output current I A or a particular output power.
  • the switching frequency - starting from the starting value mentioned - so long reduced until the AC output 7, a predetermined active power is delivered.
  • the switching frequency can be reduced until the current-voltage phase shift between the output current! A and the
  • Output voltage U A reaches a predetermined target value.
  • Output voltage U A lags.
  • the frequency change rate is reduced as the frequency decreases.
  • the switching phase shift is preferably not or only slightly changed in the third step.
  • the switching phase shift is further reduced / increased as soon as the transient effects have subsided below a predefinable tolerance value and until the output active power (ie the average value of the product of output current I A and output voltage U A ) reaches a predetermined target value.
  • the decay of transient effects can be detected for example by measuring the (fundamental) frequency of the output current I A and / or the output voltage U A respectively by measuring a frequency drift of said fundamental frequency. If no or only a small frequency drift can be detected, then a steady state can be assumed. Once this is the case, the switching phase shift is decreased / increased by one
  • the switching frequency is lowered / increased in order to achieve a favorable switching for the switch stages 8, 9.
  • a favorable switching is characterized by the fact that the half-bridges formed by the switch stages 8, 9 switch an inductive load (see also FIGS. 9 and 10). This is through the
  • Switch off the swinging of the voltages U1 or U2 triggered by the current 11 or 12 can continue to flow through to the switch stages 8.9 anti-parallel diodes.
  • the switching losses are minimal when the current is close to zero but just big enough to achieve a quick swing.
  • the switching frequency is lowered / increased in order to optimize a physical quantity, for example to maximize the power or to increase the efficiency at the achieved quasi-stationary operating point.
  • the change of the frequency can be used as modulation with a periodic signal! in order to be able to conclude from the measured values whether the optimum operating point lies at a higher or lower frequency.
  • Steps one through three are performed in turn when the charging device 1 is turned on. Steps four through six are preferably executed in parallel during operation.
  • the quasi-stationary operating point can be continuously adjusted, that is, a phase shift controller and a frequency regulator work in parallel after booting the charging device 1.
  • the specified steps define a method for achieving a stationary or quasi-stationary operation of the inductive charging device 1, in particular when switching it on.
  • the output power and also the other parameters can be kept substantially constant in the following (stationary operation) or also changed at will (quasi-stationary operation).
  • the switching phase shift during operation can be changed according to the required output power.
  • FIG. 5 now shows the steady state. From the diagram shown in Fig. 5 it can be seen that the amplitude of the output current I A through the
  • Output AC l A and the AC output voltage U A are practically sinusoidal, although the input of the filter 13 is driven with rectangular voltages U, U 2 .
  • the control or the control method is preferably carried out with two symmetrical rectangular signals (and a preferred duty cycle of 50%).
  • the power of the system can also be set in stationary / quasi-stationary operation by changing the phase shift of the two input signals Ui, U 2 .
  • the frequency is thus preferably adjusted according to the method described above so that an optimum operating point results on the condition that the switching operation of the switch stages 8, 9 behaves "inductively.”
  • Fig. 6 shows a variant of the invention in which the primary coil 4 between the first
  • Winding section 1 1 and the second winding section 12 of the stray field transformer 10 is connected.
  • the primary side of the inductive transmission system i.e., the primary coil 4
  • the second winding 12 is "turned over" in relation to the embodiment from FIG. 2 or runs in opposite directions, ie the square-wave signals are fed in at the beginning of the winding, the output voltage lies between the two winding ends , 9 (changeover) can in turn each be a positive voltage + UDC / 2 or a negative voltage -UDC / 2 are applied to the winding sections 1 1, 12.
  • the filter capacitor 14 is in turn connected in parallel to the AC output 7.
  • This circuit has the advantage that there is no main field magnetization and no direct current through the windings 1 1, 12 can flow. For a stronger magnetic modulation is possible.
  • the preferred starting value of the switching phase shift is not 80 °, but 0 °.
  • Inverters 5 downstream formed from resonant capacitances capacitive voltage divider 15 in the inductive transmission system indicated (dashed Capacitor).
  • the impedance of the inductive transmission system can be increased and adapted to the larger output impedance of the filter 13.
  • At least one switch stage 8, 9 of the inverter 5 is made up of two switching elements 17, 18; 19, 20 formed.
  • the upper switching element 17 and the lower switching element 18 form a switch stage 8; and the upper switching element 19 and the lower switching element 20 a switch stage 9 (see also Fig. 8).
  • a switching stage of the inverter 5 comprises a half bridge formed of IGBTs, preferably with anti-parallel diodes, and another switch stage comprising a half bridge formed of MOSFETs.
  • L : and L 2 were no longer divided into litter and main inductance.
  • the original one filter capacitor 14 was divided into four capacitors 14 (C 1A , C ! B , C 2A , C 2 B), which are arranged as a full bridge, with their upper and lower terminal connected to the two poles of the DC input 6 (DC). Supply voltage) are connected.
  • the main inductance of Li or L 2 forms together with the capacitors 14, a filter 13, which effectively prevents a common-mode modulation of the primary coil 4.
  • the differential filtering effect for generating the sinusoidal signal is based on the leakage inductances as in the circuit of FIGS. 2 and 6.
  • the electronic switch stages 8, 9 of the preceding embodiments were in an exemplary embodiment as IGBT half-bridge (Q 1A, QI B) with anti-parallel diodes (D 1A, D 1B) or as a MOSFET half-bridge (Q 2A, Q_B) shown.
  • IGBT half-bridge Q 1A, QI B
  • D 1A, D 1B anti-parallel diodes
  • MOSFET half-bridge Q 2A, Q_B
  • Capacitors C 3A , C 3 B are reduced, which improves the electromagnetic compatibility.
  • the capacitor 16 serves to support the DC intermediate circuit
  • the switching phase shift is changed starting from the starting value lying in a range between -10 ° and 10 °.
  • the load-optimized IGBT half-bridge (Q 1A , Q 1B ) turns on under load
  • the load-optimized MOSFET half-bridge (Q 2A , Q 2B ) turns off under load.
  • Output power reaches a predefinable target value.
  • a similar arrangement of different half-bridges can also be applied to the circuit shown in FIG. Assuming that the first switch stage 8, as in FIG. 7, is formed by an IGBT or an IGBT half-bridge and the second switch stage 9 is formed by a MOSFET or a MOSFET half-bridge as in FIG. 7, this becomes the switching phase shift starting from the starting value lying in a range between 170 ° and 190 °, which in turn results in the advantageous division of input and output already mentioned above
  • AC output 7 are connected to each other, thus comprising the steps:
  • FIG. 8 shows the possible integration into an overall system.
  • the mains input 22, a network filter 23 is connected downstream.
  • a PFC (power correction factor) stage 25 is connected between the line filter 23 and a PFC (power correction factor) stage 25.
  • the DC voltage input 6 of the inverter 5 is connected to the output of the PFC stage 25.
  • Reference numeral 26 denotes the drivers for the switch stages 8, 9 and for the individual switching elements of the switch stages 8, 9.
  • the drivers 26 are controlled by a controller or a controller 27.
  • the controller 27 performs, inter alia, the steps described in FIG. 5 of the method according to the invention.
  • the controller 27 controls the switch stages 8, 9 course in stationary / quasi-stationary operation.
  • the contactless transmission part comprises a voltage source 30 (compare the inverter 5 in Figures 2 and 6 to 8) and a
  • Fig. 10 shows an exemplary transfer function of the non-contact transmission part of Fig. 9, wherein the absolute value is shown in solid line (see left axis) and the phase is shown by dotted line (see right axis).
  • the primary part and the secondary part of the contactless transmission part have the same resonant frequency, which is here at 85 kHz (see also the phase position 0 °).
  • the resonance frequencies can also be different, and they can also assume a value other than 85 kHz, or there can also be several resonance frequencies. If an output value of the switching frequency is now selected within a range of 85 to 95 kHz,
  • Phase position ⁇ 0 ° This case occurs at about 85 kHz or at 98 kHz. Although these values are typical for the inductive transmission system, they are not mandatory. It is also conceivable that the curve shown results in a (slightly) different frequency range.
  • FIG. 9 shows a system without a filter 13, but it is easy to imagine that the transfer function shown in FIG In particular, the filter 13 may be dimensioned so that it "passes through" the phase position of the contactless transmission part from the filter output to the filter input.
  • the filter 13 is also to be added to the switched through the switch stages 8, 9 load.
  • the first inductance and the second inductance form the first winding portion 11 and the second winding portion 12 of the stray field transformer 10. Although this is advantageous for the invention, it is by no means mandatory. It is also conceivable that the first winding section 11 and the second winding section 12 are coupled without significant stray field. In particular, the ratio between the stray inductance related to the respective other winding section 12, 11 and the total inductance of a winding section 11, 12 can be less than 1: 200 or less than 1: 100. It is also conceivable that the first inductance 11 and the second inductance 12 are uncoupled. In this case, the symbols in the figures indicating such coupling (dashes and dots) are mentally removed from the circuit diagrams.
  • Q2B switching elements MOSFETs, IGBTs

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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung (1) mit zwei Induktivitäten (11, 12) und zwei damit verbundenen Schalterstufen (8, 9). Zur Erreichung eines stationären Betriebszustands werden die Schalterstufen (8, 9) mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz angesteuert und die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von einem Startwert gesenkt/erhöht bis sie einen vorgegebenen Wert erreicht oder ein merklicher Ausgangsstrom (lA) vorliegt. Sodann wird die Schaltfrequenz zur Erreichung einer gewünschten Phasenverschiebung zwischen Ausgangsstrom (lA) und Ausgangsspannung (UA) oder Ausgangsleistung reduziert/erhöht. Nach Abklingen transienter Vorgänge wird die Schalt-Phasenverschiebung werter gesenkt/erhöht bis die Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht. Weiterhin wird eine Steuerung (27) zur Durchführung des genannten Verfahrens, und eine induktive Ladevorrichtung (1) mit einer solchen Steuerung (27) angegeben.

Description

Induktive Ladevorrichtung und Steuerung beziehungsweise Betriebsverfahren hierfür
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, umfassend eine Primärspule und einen der Primärspule vorangeschalteten Wechselrichter mit einem Gleichspannungseingang und einem Wechselspannungsausgang, sowie einer dazwischen geschalteten ersten Induktivität, einer zweiten Induktivität, einer ersten
Schalterstufe und einer zweiten Schalterstufe, wobei die erste Schalterstufe mit dem Wechselspannungsausgang über die erste Induktivität und die zweite Schalterstufe mit dem Wechselspannungsausgang über die zweite Induktivität verbunden ist. Weiterhin betrifft die Erfindung eine Steuerung zur Durchführung eines Betriebsverf a h ren s für die genannte induktive Ladevorrichtung, eine induktive Ladevorrichtung mit der genannten Steuerung, sowie eine Verwendung einer induktiven Ladevorrichtung der genannten Art.
Aufgrund Ihrer Flexibilität und Benutzerfreundlichkeit kommen zunehmend Systeme für induktive Energieübertragung zum kontaktlosen Laden von Elektrofahrzeugen zum Einsatz. Dabei wird Energie von einer mit Wechselspannung beaufschlagten Primärspule auf eine fahrzeugseitig angeordnete Sekundärspule mit nachgeschaltetem Gleichrichter übertragen.
In einem solchen System wird üblicherweise ein magnetisches Wechselfeld im
Frequenzbereich von 25kHz bis 150kHz erzeugt, wobei die bevorzugte Frequenz in dem durch die Normengremien festgelegten Band zwischen 80 und 90 kHz liegt. Dabei muss beachtet werden, dass außerhalb dieses Frequenzbandes die Grenzwerte für die Emission elektromagnetischer Wellen durch international gültige Normen festgelegt sind. Um diese Grenzwerte einzuhalten, sollte das magnetische Wechselfeld mit der Grundschwingung im Bereich von 25kHz bis150kHz arbeiten und nur einen sehr geringen Anteil an Oberwellen enthalten. Anderseits soll aber der Wirkungsgrad der Leistungsübertragung möglichst hoch sein. Deshalb wird mit elektronischen Schaltern ein Rechtecksignal mit der Grundfrequenz des magnetischen Wechselfeldes erzeugt, wodurch die Verluste gering gehalten werden können. Das Rechtecksignal enthält aber einen beträchtlichen Anteil an unerwünschten Oberwellen, welche jedoch mittels eines entsprechend dimensionierten LC-Filters ausgefiltert werden können.
Problematisch ist dabei, dass das LC-Filter im Wesentlichen nur für eine bestimmte
Frequenz, beziehungsweise für einen (limitierten) Frequenzbereich optimal arbeitet. Mit anderen Worten kann das LC-Filter nur für einen stationären Betrieb der induktiven
Ladevorrichtung ausgelegt werden. Insbesondere beim Einschalten der induktiven
Ladevorrichtung kann es durch Einschwingvorgänge während des Erreichens eines stationären Betriebszustands jedoch zu einer beträchtlichen EMV-Belastung durch die genannten Oberschwingungen kommen. Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein verbessertes Betriebsverfahren für eine induktive Ladevorrichtung, eine verbesserte Steuerung zur Durchführung eines
Betriebsverfahrens für die genannte induktive Ladevorrichtung, sowie eine verbesserte induktive Ladevorrichtung mit der genannten Steuerung anzugeben. Insbesondere soll die EMV-Belastung durch die genannten Oberwellen auch in einem transienten Betriebsfall gering gehalten werden oder eine solche überhaupt vermieden werden.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren der eingangs genannten Art gelöst, welches folgende Schritte aufweist:
Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz,
Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom am genannten
Wechselspannungsausgang einen Schwellwert überschreitet,
Reduzieren der Schaltfrequenz, bis am Ausgang eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird oder bis die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom und der Ausgangsspannung einen vorgebbaren Zielwert erreicht und weiteres Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die
Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht.
Weiterhin wird die Aufgabe der Erfindung durch eine Steuerung gelöst, welche zur
Durchführung des genannten Betriebsverfahrens ausgebildet ist.
Darüber hinaus wird die Aufgabe der Erfindung durch eine induktive Ladevorrichtung gelöst, die eine Steuerung der oben genannten Art umfasst, welche mit Steuereingängen der ersten Schalterstufe und der zweiten Schalterstufe verbunden ist.
Schließlich wird die Aufgabe der Erfindung auch durch eine Verwendung der oben genannten induktiven Ladevorrichtung zum Laden eines elektrischen Energiespeichers eines Fahrzeuges gelöst.
Durch die vorgeschlagenen Maßnahmen wird die EMV-Belastung auch in einem transienten Betriebsfall gering gehalten, oder eine solche kann überhaupt vermieden werden. Bewirkt wird dies dadurch, dass bei einer Schalt-Phasenverschiebung beim oder nahe vom Startwert und damit im transienten Betrieb nur eine sehr geringe Leistungsabgabe erfolgt. Erst wenn transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind, wird die Phasenverschiebung und damit die Leistungsabgabe auf ein merkliches Niveau gehoben. Zu diesem Zeitpunkt hat das LC-Filter aber schon seine volle oder zumindest eine merkliche Wirkung, sodass die entstehenden Oberschwingungen vom LC-Filter ausgefiltert werden und auch im stationären oder quasistationären Betrieb nur eine geringe EMV-Belastung auftritt.
Als Startwert für die Schalt-Phasenverschiebung wird im ersten Schritt wie erwähnt eine Schalt-Phasenverschiebung gewählt, bei der keine oder eine nur sehr geringe
Leistungsabgabe erfolgt. Als Startwert für die Schaltfrequenz wird vorzugsweise eine Frequenz gewählt, welche im Bereich (und insbesondere oberhalb) der
Resonanzfrequenz(en) des induktiven Übertragungssystems liegt. In einem real ausgeführten System treten beispielhaft Resonanzfrequenzen im Bereich von 93 bis 85 kHz auf. Vorteilhaft ist es nun, wenn die Arbeitsfrequenz in der Nähe der Resonanzfrequenzen gewählt wird, wobei sich eine Abweichung der Arbeitsfrequenz von den
Resonanzfrequenzen von maximal 10% als besonders vorteilhaft herausgestellt hat.
Beispielsweise kann die Schalt-Phasenverschiebung im zweiten Schritt ausgehend vom Startwert linear, das heißt mit einer Rampenfunktion, verändert werden. Die Schalt- Phasenverschiebung wird zum Beispiel so lange gesenkt erhöht, bis ein messbarer Ausgangsstrom vorliegt. Alternativ ist es auch denkbar, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom Startwert auf einen vorgegebenen (konstanten) Wert zu ändern, der deutlich vom Startwert abweicht. Beispielsweise kann der Zusammenhang zwischen Schalt- Phasenverschiebung und Ausgangsstrom oder Ausgangsleistung empirisch ermittelt werden und für die Bestimmung eines Zielwerts für die Schalt-Phasenverschiebung zur Erreichung eines bestimmten Ausgangsstroms oder einer bestimmten Ausgangsleistung herangezogen werden.
Während der Reduktion der Schaltfrequenz im dritten Schritt steigt der Ausgangsstrom und somit die Ausgangsscheinleistung an. Sobald auf der Sekundärseite genügend Spannung anliegt wird ein am Ausgang der Ladeschaltung angeschlossener Gleichrichter aktiv und dadurch eine Wirkleistung bezogen. Die Schalt-Phasenverschiebung wird im dritten Schritt, das heißt während der Reduktion der Schaltfrequenz, vorzugsweise nicht oder nur kaum verändert.
Im vierten Schritt erfolgt eine weitere Veränderung der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind, und zwar so lange, bis die Ausgangsleistung einen vorgegebenen Zielwert erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie aus der Beschreibung in Zusammenschau mit den Figuren.
Günstig ist es, wenn die Schaltfrequenz (und/oder die Phasenverschiebung) so lange gesenkt/erhöht wird, bis sich eine durch die Schalterstufen (insbesondere Halbbrücken) geschaltete Last induktiv verhält. Dies kann im vierten Schritt gleichzeitig mit der Änderung der Schalt-Phasenverschiebung oder auch gesondert in einem fünften Schritt geschehen. Durch die vorgeschlagenen Maßnahmen ergeben sich für die Schalterstufen günstige Schaltvorgänge. Dabei wird der Strom von den Schalterstufen unter Last abgeschaltet. Die Kommutierung erfolgt automatisch und es wird keine Zwangskommutierung durchgeführt. Günstig ist es, auch wenn die Schaltfrequenz so lange gesenkt/erhöht wird, bis eine in der Ladevorrichtung ermittelbare physikalische Größe einen vorgebbaren Wert erreicht. Dies kann wiederum im vierten Schritt gleichzeitig mit der Änderung der Schalt- Phasenverschiebung oder auch gesondert in einem fünften Schritt geschehen.
Beispielsweise kann diese physikalische Größe ein Wirkungsgrad der Ladeschaltung oder eines Teils davon, eine Leistung in der Ladeschaltung oder in einem Teil davon, eine Spannung oder ein Strom in der Ladeschaltung oder in einem Teil davon oder
beispielsweise auch eine Temperatur der Ladeschattung oder eines Teils davon betreffen.
In einer bevorzugten Ausführungsvariante des vorgestellten Verfahrens können die oben angeführten Maßnahmen auch in Kombination angewandt werden. Beispielsweise kann der Wirkungsgrad der Ladeschaltung durch Veränderung der Schaltfrequenz optimiert werden, gleichzeitig aber auch das vorangegangene Kriterium für den günstigen Schaltvorgang berücksichtigt werden.
Vorteilhaft ist weiterhin ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei der die erste Induktivität und die zweite Induktivität an einem Pol des
Wechselspannungsausgangs miteinander verbunden sind, wobei der Startwert der
Schaltphasenverschiebung in einem Bereich von 170° und 190° gewählt wird. Bei dieser Bauart der Ladevorrichtung, bei der die Induktivitäten in Serie geschaltet sind und ein Pol der Ausgangs mit der Mittenabzapfung der genannten Serienschaltung verbunden ist, erfolgt im Bereich von 170° und 190° keine nennenswerte Leistungsabgabe. Die beiden
Schalterstufen werden zu Beginn also im Wesentlichen im Gegentakt angesteuert. Auf diese Weise bleibt die im transienten Betrieb abgegebene Leistung in einem sehr kleinen Bereich. Unerwünschte Einschwingphänomene können somit wirkungsvoll unterbunden oder wenigstens gemildert werden. Weitere vorteilhafte Werte für den Startwert der
Schaltphasenverschiebung liegen zwischen 178° und 182° beziehungsweise innerhalb schaltungstechnisch bedingter Toleranzen bei genau 180°. Besonders vorteilhaft ist es in obigem Zusammenhang, wenn bei einem Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei welcher die erste Schalterstufe einen IGBT oder mehrere IGBTs und die zweite Schalterstufe einen OSFET oder mehrere MOSFETs aufweist, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen 170° und 190° liegenden Startwert verändert wird. Generell können bei der Veränderung der Phasenverschiebung Betriebsfälle auftreten, in denen sich die Last nicht mehr induktiv verhält. Damit erfolgt in einer der Halbbrücken ein Einschalten unter Last, sodass die Sperrverzögerungsladung der gegenüberliegenden Diode zwangsweise schnell ausgeräumt wird. Dies kann insbesondere bei der Inversdiode eines MOSFETs zu hohen Verlusten führen. Daher ist es vorteilhaft, in der betreffenden Halbbrücke IGBTs mit antiparalleler Diode statt MOSFETs einzusetzen. Eine solche Diode ist für die Zwangskommutierung optimiert und erzeugt in diesem Betriebsfall deutlich weniger Verluste als die MOSFET- Halbbrücke. die ja für das Ausschalten unter Last gut geeignet ist.
Vorteilhaft ist auch ein Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei der die erste Induktivität und die zweite Induktivität mit je einem Pol des
Wechselspannungsausgangs verbunden sind, wobei der Startwert der
Schaltphasenverschiebung in einem Bereich von -10° und 10° gewählt wird. Bei dieser Bauart der Ladevorrichtung erfolgt im Bereich von
-10° und 10° keine nennenswerte Leistungsabgabe. Die beiden Schalterstufen werden zu Beginn also im Wesentlichen symmetrisch im Gleichtakt angesteuert. Auf diese Weise bleibt die im transienten Betrieb abgegebene Leistung in einem sehr kleinen Bereich.
Unerwünschte Einschwingphänomene können somit wirkungsvoll unterbunden oder wenigstens gemildert werden. Weitere vorteilhafte Werte für den Startwert der
Schaltphasenverschiebung liegen zwischen -2° und 2° beziehungsweise innerhalb schaltungstechnisch bedingter Toleranzen bei genau 0°.
Besonders vorteilhaft ist es in obigem Zusammenhang auch, wenn bei einem Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung, bei welcher die erste Schalterstufe einen IGBT oder mehrere IGBTs und die zweite Schalterstufe einen MOSFET oder mehrere MOSFETs aufweist, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen - 10° und 10° liegenden Startwert verändert wird. Auch hier können generell Betriebsfälle auftreten, in denen sich die Last nicht mehr induktiv verhält. Damit erfolgt in einer der Halbbrücken wiederum ein Einschalten unter Last, sodass die Sperrverzögerungsladung der gegenüberliegenden Diode zwangsweise schnell ausgeräumt wird. Dies kann insbesondere bei der Inversdiode eines MOSFETs zu hohen Verlusten führen. Daher ist es auch hier vorteilhaft, in der betreffenden Halbbrücke IGBTs mit antiparalleler Diode statt MOSFETs einzusetzen. Eine solche Diode ist für die Zwangskommutierung optimiert und erzeugt in diesem Betriebsfall deutlich weniger Verluste als die MOSFET-Halbbrücke. die ja für das Ausschalten unter Last gut geeignet ist.
Günstig ist es, wenn der Startwert der Schaltfrequenz in einem Bereich von 85 bis 95 kHz gewählt wird, insbesondere in einem Bereich von 89 bis 91 kHz. Dadurch findet der Einschwingvorgang weitgehend in dem von der Norm definierten Bereich statt. Besonders vorteilhaft ist es in diesem Zusammenhang, wenn der Startwert der Schaltfrequenz in einem Bereich von 81 ,38 bis 90,00 kHz gewählt wird. Dieser Bereich ist einem Normenvorschlag für das kontaktlose Laden von Elektrofahrzeugen konkret genannt.
Günstig ist es weiterhin, wenn die Frequenzänderungsrate bei abnehmender Frequenz kleiner wird. Damit kann dem Umstand vorgebeugt werden, dass das System in der Nähe der Resonanzfrequenz(en) empfindlicher auf Frequenzänderungen reagiert.
Günstig ist es auch, wenn der Zielwert für die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20° gewählt wird, wobei der Ausgangsstrom der
Ausgangsspannung nacheilt. Dadurch wird ein für die Schalterstufen günstiges induktives Verhalten der Last erzielt.
Günstig ist es weiterhin, wenn die Schalt-Phasenverschiebung im laufenden Betrieb entsprechend der geforderten Ausgangsleistung geändert wird. Dadurch sind Anpassungen der induktiv übertragenen Leistung auch im quasi stationären Betrieb möglich.
Günstig ist es darüber hinaus, wenn die Schaltfrequenz im laufenden Betrieb entsprechend einer durch die Schalterstufen geschalteten Last oder entsprechend einer in der
Ladevorrichtung ermittelbaren physikalischen Größe geändert wird. Dadurch sind
Anpassungen des Schaltverhaltens, das vorteilhaft induktiv ist, sowie Anpassungen des Wirkungsgrads usw. auch im quasi stationären Betrieb möglich.
Günstig ist es, wenn die induktive Ladevorrichtung eine Kapazität umfasst, welche gemeinsam mit der der ersten und zweiten Induktivität ein LC-Filter bildet. Dadurch können Oberschwingungen besonders gut ausgefiltert werden.
Besonders günstig ist es in obigem Zusammenhang, wenn der durch den Filter gebildete Schwingkreis auf eine Frequenz unterhalb des Startwerts für die Schaltfrequenz abgestimmt ist. Da die Schaltfrequenz während des Einschaltvorgangs ausgehend von einem Startwert für die Schaltfrequenz reduziert wird, ist der Filter für den neuen Betriebszustand besonders gut angepasst.
Vorteilhaft ist es darüber hinaus, wenn die erste Induktivität und die zweite Induktivität ungekoppelt sind. Auf diese Weise ergibt steh ein einfacher Schaltungsaufbau. Vorteilhaft ist es aber auch, wenn die erste Induktivität und die zweite Induktivität gekoppelt sind. Gegenüber einer gleichartigen Filteranordnung mit zwei ungekoppelten Drosseln ergeben sich mehrere Vorteile:
Beide Wicklungen (bzw. Wicklungsabschnitte) werden auf den gemeinsamen Kern gewickelt, benutzen also insbesondere denselben magnetischen Rückschluss, was Platz und Gewicht spart.
Die sehr große Hauptinduktivität des Streufeld-Transformators bewirkt zusammen mit den Filterkondensatoren, dass die Gleichtakt-Signale von der Ladespule praktisch ferngehalten werden, was die Störsignale stark verringert. Eine sonst zusätzlich erforderliche„Common Mode Filterdrossel" entfällt damit.
Durch die induktive Kopplung der beiden Wicklungsabschnitte werden die Halbleiter mit deutlich geringerem Stromrippel beaufschlagt, was die Verluste minimiert.
Besonders vorteilhaft ist es in obigem Zusammenhang, wenn die erste Induktivität und die zweite Induktivität durch einen ersten Wickiungsabschnitt und einen zweiten
Wicklungsabschnitt eines Streufeldtransformators gebildet wird. Der erste
Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt sind miteinander induktiv gekoppelt und vorzugsweise auf demselben Kern gewickelt. Im Grunde handelt es sich bei dem Streufeldtransformator um gekoppelte Drosseln. Allerdings ist die Kopplung derart, dass nur ein Teil des von einem Wicklungsabschnitt (bzw. einer Drossel) erzeugten Flusses durchdringt auch den anderen Wicklungsabschnitt (bzw. die andere Drossel) und umgekehrt. Der andere (die jeweils andere Drossel nicht durchdringende) Teil des Flusses wird
Streufluss oder Streufeld genannt.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind der erste Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt des Transformators auf einem Kern derart gewickelt, dass sie nicht überlappen (d.h. nicht übereinander gewickelt sind). Besonders bevorzugt werden die Wicklungsabschnitte auf dem Kern mit einem definierten Abstand zueinander angeordnet.
Im Zusammenhang mit vorliegender Erfindung umfasst der Begriff Streufeldtransformator auch Transformatoren, bei denen das Streufeld bzw. die Streuinduktivität im Verhältnis zum Gesamtfeld bzw. zur Gesamtinduktivität kleine Werte annimmt. Bevorzugt wird, wenn die Streuinduktivität des Transformators bzw. der jeweiligen Wicklungsabschnitte im Bereich zwischen 0.5% und 10% seiner Gesamtinduktivität, ganz besonders bevorzugt zwischen 1 % und 5% seiner Gesamtinduktivität liegt.
Diese besondere Ausgestaltung des Filters in einem Wechselrichter sorgt für eine effiziente Filterung der Oberwellen einer eingehenden Signalform, insbesondere eines Rechtecksignals, für den Betrieb eines induktiven Ladesystems. Dies ermöglicht die Bereitstellung eines nahezu sinusförmigen Ausgangssignals. Gleichzeitig kann die
Ladevorrichtung aufgrund des Einsatzes eines Streufeldtransformators sehr kompakt und platzsparend gebaut werden. Schlussendlich sorgt die einfache und elegante Beschattung für eine verlustarme Spannungswandlung bzw. -Übertragung.
Unter Schalterstufe wird eine Schalteinheit bzw. eine Schaltstrecke verstanden, die zumindest einen ansteuerbaren Schalter, insbesondere Halbleiterschalter, wie MOSFETs, IGBTs, Transistoren, etc., aufweist, verstanden, die ein von der Ansteuerung der
Schalterstufe abhängiges Ausgangssignal liefert, z.B. ein Rechtecksignal bzw. eine
.zerhackte' Gleichspannung.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der erste
Wicklungsabschnitt und der zweite Wicklungsabschnitt in Serie geschaltet sind (d.h.
innerhalb des Streufeldtransformators galvanisch verbunden) und dass ein Abgriff zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt und dem zweiten Wicklungsabschnitt einen Pol des
Wechselspannungsausganges bildet oder mit einem Pol des Wechselspannungsausganges verbunden ist. Damit kann eine besonders einfache Schaltung realisiert werden, bei der die Ausgangsspannung nahezu sinusförmig ist und bei der die Ausgangsströme deutlich höher sein können als die Eingangsströme. Auch können mit einer solchen Schaltung .common- mode'-Effekte unterdrückt werden. Bei dieser Ausführungsform liegt der bevorzugte Startwert der Schalt-Phasenverschiebung um 180°, wobei die Schalt-Phasenverschiebung zur Erhöhung der Leistung bevorzugt vermindert wird.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Primärspule zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt und dem zweiten Wicklungsabschnitt des
Streufeldtransformators geschaltet ist. D.h. das Ende des ersten Wicklungsabschnittes ist mit dem einen Pol des Wechselspannungsausganges verbunden und das Ende des zweiten Wicklungsabschnittes ist mit dem anderen Pol des Wechselspannungsausganges verbunden. Die Wicklungsabschnitte sind somit parallel zueinander bzw. im
Streufeldtransformator voneinander galvanisch getrennt. Diese Schaltung hat den Vorteil, dass keine Hauptfeld-Magnetisierung erfolgt und kein Gleichstrom durch die Wicklungen fließen kann. Damit ist eine stärkere magnetische Aussteuerung möglich. Bei dieser Ausführungsform liegt der bevorzugte Startwert der Schalt-Phasenverschiebung um 0°, wobei die Schalt-Phasenverschiebung zur Erhöhung der Leistung bevorzugt vergrößert wird.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes vorzugsweise zwischen 1 :10 und 1 :200 liegt. In einer bevorzugten Ausführungsform beträgt das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes höchstens 1 :100, besonders bevorzugt höchstens 1 :20.
Das Verhältnis 1 :100 entspricht dabei einem Kopplungsfaktor von 0.99; das Verhältnis 1 :20 einem Kopplungsfaktor von 0.95.
Besonders bevorzugt ist es also, wenn die Streuinduktivität des Transformators bzw. der jeweiligen Wicklungsabschnitte im Bereich zwischen 0.5% und 10%, besonders bevorzugt zwischen 1 % und 5% seiner Gesamtinduktivität liegt.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der
Streufeidtransformator hinsichtlich des ersten Wicklungsabschn ittes und des zweiten
Wicklungsabschnittes symmetrisch ausgebildet ist. D.h. beide Wicklungsabschnitte weisen dieselbe Anzahl an Wicklungen auf. Bei symmetrischen und gleichen Eingangssignalen, insbesondere Rechtecksignalen, wird dadurch eine besonders gute Annäherung an ein Sinussignal am Ausgang erreicht. Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der Filter zumindest eine Kapazität umfasst, die zusammen mit den durch den Streufeldtransformator gebildeten Induktivitäten ein LC-Filter bildet. Dieses filtert aufgrund seiner bevorzugten Kennlinie Oberwellen besonders effizient heraus. Der in der vorliegenden Beschreibung verwendete Begriff Kapazität umfasst selbstverständlich Kondensatoren; bzw. wird eine Kapazität durch einen Kondensator realisiert.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass das Filter zumindest vier Kapazitäten umfasst, die zwischen dem Gleichspannungseingang und dem
Wechselspannungsausgang eine Vollbrücke bilden. Die Hauptinduktivitäten der jeweiligen Wicklungsabschnitte bilden nun zusammen mit diesen vier Kapazitäten ein Filter, welches eine Common-Mode-Aussteuerung der Primärspule wirksam verhindert. Besonders günstig ist die Ausführung mit vier gleich großen Kapazitäten, denn durch die so erreichte symmetrische Stromaufteilung ist die Rückwirkung auf den Gieichspannungs-Zwischenkreis besonders gering.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass dem Wechselrichter ein (aus Resonanz-Kapazitäten gebildeter) kapazitiver Spannungsteiler nachgeschaltet ist. Damit kann die Impedanz des induktiven Ü bertrag ungssystems erhöht und so an die größere Ausgangsimpedanz des Filters angepasst werden. Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zwischen den Polen des Gleichspannungseinganges eine Kapazität geschaltet ist. Dies dient zur Stützung des Gleichspannungs-Zwischenkreises.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zumindest eine
Schalterstufe des Wechselrichters aus zwei, eine Halbbrücke bildenden Halbleiter- Schaltelementen gebildet wird.
Bevorzugt weist zumindest eine Schalterstufen-Halbbrücke antiparallele Dioden auf.
Bevorzugt weist zumindest eine Schalterstufen-Halbbrücke parallel zu den einzelnen Schalterelementen der Halbbrücke geschaltete Kapazitäten auf. Im Hinblick darauf, dass einzelne Schaltelemente bei hohen Strömen abschalten können, kann die Steilheit der
Schaltflanke durch Einführung dieser Kapazitäten (bzw. Kondensatoren) vermindert werden, was die elektromagnetische Verträglichkeit verbessert.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass zumindest eine
Schalterstufe des Wechselrichters eine aus IGBTs gebildete Halbbrücke, vorzugsweise mit antiparallelen Dioden, umfasst und/oder dass zumindest eine Schalterstufe eine aus MOSFETs gebildete Halbbrücke, vorzugsweise mit parallel zu den einzelnen
Schalterelementen der Halbbrücke geschalteten Kapazitäten, umfasst.
Auch im stationären Betrieb kann am Gleichspannungseingang des Wechselrichters eine Gleichspannung angelegt und die zumindest eine Schalterstufe mit einem
Ansteuerungssignal angesteuert werden, um am Wechselspannungsausgang eine
Wechselspannung zu erzeugen, wobei vorzugsweise die zumindest eine Schalterstufe derart angesteuert wird, dass die Wechselspannung am Wechselspannungsausgang eine Frequenz zwischen 10kHz und 180kHz, vorzugsweise zwischen 25kHz und 150kHz aufweist, wobei die bevorzugte Frequenz in dem (durch die Normengremien festgelegten) Band zwischen 80 und 90 kHz liegt.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die beiden
Schalterstufen mit derselben Frequenz und zueinander phasenverschoben betrieben werden, wodurch sich ein besonders ,sinus-nahes' Ausgangssignal ergibt.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Frequenz und die Phase des Ansteuerungssignals steuerbar sind. Dies erhöht die Flexibilität und den
Anwendungsbereich einer induktiven Ladevorrichtung.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Schalterstufen derart angesteuert werden, dass an deren Ausgang jeweils ein im Wesentlichen symmetrisches Rechtecksignal anliegt, vorzugsweise mit einem Tastverhältnis von im Wesentlichen 50%, wodurch sich ebenfalls ein oberwellen-armes und symmetrisches Ausgangssignal ergibt.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die an der Primärspule zur Verfügung stehende Leistung durch eine Veränderung der Phasenverschiebung zwischen den Ansteuerungssignalen der beiden Schalterstufen eingestellt wird. Dies ermöglicht eine besonders einfache Regelung, die aufgrund des Streufeldtransformators, leistungsunabhängig Ausgangssignale mit einem sehr geringen Oberwellenanteil ermöglicht. Die Schalt-Phasenverschiebung kann vergleichsweise schnell geändert werden. Dies ermöglicht eine besonders dynamische Regelung um allfällige Zwischenkreisschwankungen - wie diese typischerweise am Ausgang einer PFC-Stufe vorkommen - auszuregeln. Die Regelzeitkonstante kann also klein gehalten werden, wodurch der in der Ladevorrichtung auftretende 100Hz Rippel gut beherrschbar ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Frequenz und/oder die Phasenverschiebung der Ansteuerungssignale der Schalterstufen so eingestellt wird, dass am Ausgang des Filters bzw. am Eingang des induktiven Übertragungssystems (Primärspule) Strom und Spannung in Phase sind oder der Cosinus des
Phasenunterschiedes zwischen Strom und Spannung auf einen definierten bzw.
vorgegebenen Wert, vorzugsweise auf einen Wert größer-gleich 0.95, z.B. 0.95, geregelt werden, wobei der Strom der Spannung leicht nacheilt. Dies entspricht einer
Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20°. Damit ergibt sich eine besonders niedrige Strombelastung der Primärspule des induktiven Übertragungssystems, was sowohl einen hohen Wirkungsgrad ermöglicht als auch die magnetische Feldstärke möglichst niedrig und damit unter den zulässigen Grenzwerten hält.
Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass der durch das Filter gebildete Schwingkreis auf eine Frequenz unterhalb der minimalen Arbeitsfrequenz der induktiven Ladevorrichtung abgestimmt ist, vorzugsweise auf höchstens 85%, besonders bevorzugt auf höchstens etwa 82% der minimalen Arbeitsfrequenz. Dadurch werden alle Frequenzen oberhalb der Arbeitsfrequenz besonders wirksam weggefiltert, also auch die Oberwellen der Rechtecksignale, sodass Ausgangsspannung und -ström praktisch sinusförmig sind. Der Schwingkreis kann zusätzlich oder alternativ auch auf eine Frequenz unterhalb des Startwerts für die Schaltfrequenz der Schalterstufen abgestimmt sein.
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung, in der unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben sind. Dabei können die in den Ansprüchen und in der Beschreibung erwähnten Merkmale jeweils einzeln für sich oder in beliebiger Kombination erfindungswesentlich sein. An dieser Stelle wird auch angemerkt, dass sich die zum erfindungsgemäßen Verfahren angegeben Varianten und daraus resultierenden Vorteile gleichermaßen auf die erfindungsgemäße Steuerung sowie auf die erfindungsgemäße induktive Ladeschaltung beziehen und umgekehrt. Die Bezugszeichenliste ist Bestandteil der Offenbarung. Die Figuren werden
zusammenhängend und übergreifend beschrieben. Gleiche Bezugszeichen bedeuten gleiche Bauteile, Bezugszeichen mit unterschiedlichen Indices geben funktionsgleiche oder ähnliche Bauteile an.
Es zeigen dabei:
Fig. 1 schematisch das Grundprinzip beim induktiven Laden eines Fahrzeuges,
Fig. 2 einen Ausschnitt einer erfindungsgemäßen Ladevorrichtung,
Fig. 3 ein Beispiel eines Streufeldtransformators,
Fig. 4 ein Ersatzschaltbild eines Streufeldtransformators,
Fig. 5 Spannungen und Ströme im bzw. nach dem Wechselrichter,
Fig. 6 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladevorrichtung, Fig. 7 eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ladevorrichtung,
Fig. 8 ein Beispiel einer Implementierung in ein Gesamtsystem,
Fig. 9 eine schematische Darstellung eines kontaktlosen Übertragungsteils und
Fig. 10 eine beispielhafte Übertragungsfunktion des Übertragungsteils aus Fig. 9.
Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung eine induktive Ladevorrichtung 1 zum Laden eines elektrischen Energiespeichers 3 eines Fahrzeuges 2. Dazu wird die Energie von einer Primärspule 4 (Fig. 2) der Ladevorrichtung auf die fahrzeugseitig angeordnete
Sekundärspule 21 übertragen. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Sekundärspule 21 im Boden des (nur rein schematisch angedeuteten) Elektrofahrzeuges angeordnet und mit dem Energiespeicher 3, insbesondere einer Batterie oder einem Akkumulators, über einen (nicht dargestellten) Gleichrichter verbunden.
Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer induktiven Ladevorrichtung 1 umfassend eine Primärspule 4 und einen der Primärspule 4 vorangeschalteten Wechselrichter 5 zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung, wobei der Wechselrichter 5 einen Gleichspannungseingang 6 und einen Wechselspannungsausgang 7 umfasst.
Zwischen dem Gleichspannungseingang 6 und dem Wechselspannungsausgang 7 sind zwei Schalterstufen 8, 9 und zumindest ein Filter 13 geschaltet. Der Filter 13 umfasst einen Streufeldtransformator 10 mit einem ersten Wicklungsabschnitt 11 und einem zweiten Wicklungsabschnitt 12. Die Wicklungsabschnitte 11 , 12 stellen jeweils Drosseln dar, die miteinander induktiv gekoppelt sind, wobei ein Anteil des Flusses als Streufluss den jeweils anderen Wicklungsabschnitt nicht durchdringt. Bevorzugt beträgt das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt 12, 11 bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes 11 , 12 zumindest 1 :100, vorzugsweise höchstens 1 :20. Selbstverständlich kann dieses Streuinduktivitäts- Verhältnis auch Werte unterhalb bzw. oberhalb dieses bevorzugten Bereiches annehmen.
Zwischen dem Gleichspannungseingang 6 und dem Wechselspannungsausgang 7 sind eine erste Schalterstufe 8 und eine zweite Schalterstufe 9 geschaltet. Die erste Schalterstufe 9 ist mit dem Wechselspannungsausgang 7 über den ersten Wicklungsabschnitt 11 des
Streufeldtransformators 10 verbunden. Die zweite Schalterstufe 12 ist mit dem
Wechselspannungsausgang 7 über den zweiten Wicklungsabschnitt 12 des
Streufeldtransformators 10 verbunden. Mit Hilfe der Schalterstufen 8, 9 (Umschaltern) kann jeweils eine positive Spannung +UDC/2 oder eine negative Spannung -UDC/2 an die Wicklungsabschnitte 11 , 12 gelegt werden. Der erste Wicklungsabschnitt 11 und der zweite Wicklungsabschnitt 12 sind in Serie geschaltet. Ein Abgriff zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt 11 und dem zweiten Wicklungsabschnitt 12 bildet einen Pol des Wechselspannungsausganges 7 bzw. ist mit einem Pol des Wechselspannungsausganges 7 verbunden. Der andere Pol wir durch Masse GND gebildet. Um eine möglichst sinusförmige Spannung und damit wenig Oberwellenanteil zu erreichen, wird für die Ansteuerung der Primärspule 4 beispielsweise folgende Schaltung angewendet:
Die Schalterstufen 8, 9 bilden je eine gesteuerte Wechselrichter-Untereinheit; beide
Schalterstufen 8, 9 liefern je ein im wesentlichen symmetrisches Rechtecksignal Ui, U2 mit derselben Frequenz (vorzugsweise mit einem Tastverhältnis von 50%). Das
Spannungssignal U-ι ist gegenüber dem Spannungssignal U2 phasenverschoben.
Vorzugsweise sind sowohl die Frequenz als auch die Phasenverschiebung durch entsprechende Ansteuerung der Schalterstufen 8, 9 einstellbar.
Am Ausgang jeder Wechselrichter-Untereinheit ist je eine Wicklung 11 , 12 eines
symmetrischen Streufeldtrafos 10 angeschlossen. Dieser ist somit aus zwei Spulen bzw. Induktivitäten Li, L2 aufgebaut, die auf einen gemeinsamen Kern gewickelt sind. Der Streufeldtransformator 10 ist hinsichtlich des ersten Wicklungsabschnittes 11 und des zweiten Wicklungsabschnittes 12 symmetrisch ausgebildet (selbe Wicklungsanzahl).
Fig. 3 zeigt einen möglichen Aufbau eines Streufeldtransformators 10 und Fig. 4 zeigt das Ersatzschaltbild, wobei die ohmschen Widerstände der Einfachheit halber weggelassen wurden. Zur Vereinfachung der Betrachtungen ist der Streufeldtransformator 10 als .idealer Trafo' mit den , idealen' Induktivitäten L H, L2H zusätzlich mit seinen Streuinduktivitäten L1S, l_2s dargestellt. Die Streuinduktivität kommt dadurch zustande, dass der Transformator so konstruiert ist, dass nur ein Teil des durch die erste Wicklung erzeugten magnetischen Flusses die zweite Wicklung durchdringt und umgekehrt. Unabhängig von den jeweiligen anderen bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung kann der Streufeldtransformator 10 folgende bevorzugte Merkmale aufweisen: Der
Streufeldtransformator 10 umfasst vorzugsweise einen Kern, der eine ringartige Kontur aufweist. Zusätzlich kann von einer (Längs)Seite des Kerns ein Vorsprung in Richtung der anderen (Längs)Seite des Kerns ragen (in Fig. 3 von oben nach unten). Dabei ist vorzugsweise zwischen dem Vorsprung und der anderen (Längs)Seite des Kerns ein Luftspalt vorgesehen. Die Wicklungsabschnitte 11 , 12 überlappen in der dargestellten Ausführungsform nicht (d.h. sie sind nicht übereinander gewickelt). Der Vorsprung des Kerns befindet sich dabei zwischen dem ersten Wicklungsabschnitt 11 und dem zweiten
Wicklungsabschnitt 12, die vorzugsweise um zumindest die Breite des Vorsprunges voneinander beabstandet sind.
Der Filter 13 umfasst zumindest eine Filter-Kapazität 14, die parallel zum
Wechselspannungsausgang 7 geschaltet ist und zusammen mit den durch den
Streufeldtransformator 10 gebildeten Induktivitäten ein LC-Filter bildet. Dabei bilden die Streuinduktivitäten L1S, L2s bilden zusammen mit dem Kondensator 14 einen Schwingkreis, welcher vorzugsweise auf eine Frequenz unterhalb der minimalen Arbeitsfrequenz des induktiven Übertragungssystems abgestimmt ist, vorzugsweise auf höchstens 85% der minimalen Arbeitsfrequenz, z.B. auf etwa 82% der minimalen Arbeitsfrequenz. Dadurch werden alle Frequenzen oberhalb der Arbeitsfrequenz weggefiltert, also auch die Oberwellen der Rechtecksignale U-i, U2, sodass die Ausgangswechselspannung UA und der
Ausgangswechselstrom lA praktisch sinusförmig sind. UA wird dem induktiven
Übertragungssystem, d.h. der Primärspule 4, zugeführt.
Die Frequenz und die Phasenverschiebung von Ui und U2 werden so eingestellt, dass sich ein optimaler Betrieb des angeschlossenen induktiven Übertragungssystems ergibt.
Zur Erreichung eines stationären beziehungsweise quasi stationären Betriebs wird nun für ein System gemäß Fig. 2 folgendermaßen vorgegangen: In einem ersten Schritt werden die beiden Schalterstufen 8, 9 im Wesentlichen im Gegentakt angesteuert, wobei ein Startwert für die Schalt-Phasenverschiebung und ein Startwert für die Schaltfrequenz gewählt wird. Beispielsweise wird die Schalt-Phasenverschiebung in einem Bereich von 170° und 190° gewählt, insbesondere in einem Bereich von 178° und 182°. Weiterhin wird der Startwert der Schaltfrequenz beispielsweise in einem Bereich von 85 bis 95 kHz gewählt, insbesondere in einem Bereich von 89 bis 91 kHz. Generell wird der Startwert der Schaltfrequenz bevorzugt im Bereich (und insbesondere oberhalb) der Resonanzfrequenz(en) des induktiven Übertragungssystems gewählt. In einem real ausgeführten System können beispielhaft Resonanzfrequenzen im Bereich von 93 bis 85 kHz auftreten. Vorteilhaft ist es nun, wenn die Arbeitsfrequenz in der Nähe der
Resonanzfrequenzen gewählt wird, wobei sich eine Abweichung der Arbeitsfrequenz von den Resonanzfrequenzen von maximal 10% als besonders vorteilhaft herausgestellt hat. Durch die gewählte Schalt-Phasenverschiebung wird von der induktiven Ladevorrichtung 1 nur eine geringe Leistung übertragen. Beträgt die Schalt-Phasenverschiebung 180°, so ist die übertragene Leistung sogar Null.
In einem zweiten Schritt wird die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert so lange gesenkt/erhöht, bis der Ausgangsstrom lA am
Wechselspannungsausgang 7 einen ersten Schwellwert überschreitet. Beispielsweise kann für den Schwellwert der untere Wert eines essbereichs einer Strommesseinrichtung für den Ausgangsstrom lA vorgesehen sein. Das heißt, dass die Schalt-Phasenverschiebung so lange gesenkt/erhöht wird, bis ein messbarer Strom lA vorliegt. Alternativ ist es auch denkbar, die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom Startwert auf einen vorgegebenen (konstanten) Wert zu ändern, der deutlich von 180° abweicht. Beispielsweise kann der Zusammenhang zwischen Schalt-Phasenverschiebung und Ausgangsstrom lA oder Ausgangsleistung empirisch ermittelt werden und für die Bestimmung eines Zielwerts für die Schalt-Phasenverschiebung zur Erreichung eines bestimmten Ausgangsstroms lA oder einer bestimmten Ausgangsleistung herangezogen werden.
In einem dritten Schritt wird die Schaltfrequenz - ausgehend vom genannten Startwert - so lange reduziert, bis am Wechselspannungsausgang 7 eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird. Alternativ kann die Schaltfrequenz auch so lange reduziert werde, bis die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom !A und der
Ausgangsspannung UA einen vorgebbaren Zielwert erreicht. Beispielsweise kann der Zielwert für die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20° (entsprechend cos(<p)=1..0,94) gewählt werden, wobei der Ausgangsstrom lA der
Ausgangsspannung UA nacheilt. Bevorzugt wird die Frequenzänderungsrate bei abnehmender Frequenz verringert. Die Schalt-Phasenverschiebung wird im dritten Schritt vorzugsweise nicht oder nur kaum verändert. In einem vierten Schritt wird die Schalt-Phasenverschiebung weiter gesenkt/erhöht, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange bis die Ausgangswirkleistung (also der Mittelwert des Produktes aus Ausgangsstrom lA und Ausgangsspannung UA) einen vorgegebenen Zielwert erreicht. Das Abklingen transienter Effekte kann beispielsweise durch Messung der (Grund)Frequenz des Ausgangsstroms lA und/oder der Ausgangsspannung UA respektive durch Messung eines Frequenzdrifts der genannten Grundfrequenz festgestellt werden. Ist kein oder nur ein geringer Frequenzdrift feststellbar, so kann von einem eingeschwungenen Zustand ausgegangen werden. Sobald dies der Fall ist, wird die Schalt-Phasenverschiebung gesenkt/erhöht um eine
gewünschte/geforderte Ausgangsleistung bereitzustellen.
In einem optionalen fünften Schritt wird die Schaltfrequenz gesenkt/erhöht, um für die Schalterstufen 8, 9 ein günstiges Schalten zu erreichen. Ein günstiges Schalten zeichnet sich dadurch aus, dass die durch die Schalterstufen 8, 9 gebildeten Halbbrücken eine induktive Last schalten (siehe auch die Figuren 9 und 10). Dadurch wird durch das
Abschalten das Umschwingen der Spannungen U1 bzw. U2 ausgelöst, indem der Strom 11 bzw. 12 durch zu den Schalterstufen 8,9 antiparallel liegende Dioden weiter fliessen kann. Die Schaltverluste sind minimal, wenn der Strom nahe null ist aber gerade noch groß genug um ein zügiges Umschwingen zu erreichen.
In einem sechsten Schritt wird die Schaltfrequenz gesenkt/erhöht, um eine physikalische Größe zu optimieren, beispielsweise die Leistung zu maximieren oder den Wirkungsgrad beim erreichten quasi stationären Arbeitspunkt zu erhöhen. Die Veränderung der Frequenz kann als Modulation mit einem periodischen Signa! erfolgen, um aus den Messwerten schließen zu können, ob der optimale Arbeitspunkt bei höherer oder tieferer Frequenz liegt.
Die Schritte eins bis drei werden der Reihe nach beim Einschalten der Ladevorrichtung 1 durchgeführt. Die Schritte vier bis sechs werden vorzugsweise parallel während dem Betrieb abgearbeitet. Somit kann der quasi stationäre Arbeitspunkt kontinuierlich angepasst werden, das heißt ein Phasenverschiebungsregler und ein Frequenzregler arbeiten nach dem Hochfahren der Ladevorrichtung 1 parallel.
Die angegebenen Schritte definieren ein Verfahren zur Erreichung eines stationären beziehungsweise quasi stationären Betriebs der induktiven Ladevorrichtung 1 , insbesondere beim Einschalten derselben. Die Ausgangsleistung und auch die anderen Parameter können im Folgenden im Wesentlichen konstant gehalten werden (stationärer Betrieb) oder auch willentlich geändert werden (quasi stationärer Betrieb). Beispielsweise kann die Schalt- Phasenverschiebung im laufenden Betrieb entsprechend der geforderten Ausgangsleistung geändert werden. Die Fig. 5 zeigt nun den eingeschwungenen Zustand. Aus dem in Fig. 5 dargestellten Diagramm ist ersichtlich, dass die Amplitude des Ausgangsstroms lA durch die
transformatorische Kopplung und die damit verbundene Untersetzung deutlich höher sein kann als die der Eingangsströme , l2. Man erkennt außerdem, dass der
Ausgangswechselstrom lA und die Ausgangswechselspannung UA praktisch sinusförmig sind, obwohl der Eingang des Filters 13 mit rechteckförmigen Spannungen U, , U2 angesteuert wird.
Die Ansteuerung bzw. das Regelverfahren erfolgt vorzugsweise mit zwei symmetrischen Rechtecksignalen (und einem bevorzugten Tastverhältnis von 50%). Die Leistung des Systems kann wie bereits erwähnt auch im stationären/quasi stationären Betrieb durch eine Veränderung der Phasenverschiebung der beiden Eingangssignale Ui , U2 eingestellt werden. Die Frequenz wird so vorzugsweise nach dem oben beschriebenen Verfahren so eingestellt, dass sich ein optimaler Arbeitspunkt ergibt unter der Bedingung, dass der Schaltvorgang der Schalterstufen 8, 9 sich„induktiv" verhält. Fig. 6 zeigt eine Variante der Erfindung, bei der die Primärspule 4 zwischen dem ersten
Wicklungsabschnitt 1 1 und dem zweiten Wicklungsabschnitt 12 des Streufeldtransformators 10 geschaltet ist. Somit wird die Primärseite des induktiven Ü bertrag u ngssystems (d.h. die Primärspule 4) zwischen die beiden Transformatorwicklungen geschaltet, das heißt die Wicklungsabschnitte 1 1 , 12 und die Primärspule 4 sind in Serie geschaltet. Die zweite Wicklung 12 wird dabei in Bezug zur Ausführungsform aus Fig. 2„umgedreht" bzw. verläuft gegensinnig, d.h. die Einspeisung der Rechtecksignale erfolgt bei den Wicklungs-Anfängen, die Ausgangsspannung liegt zwischen den beiden Wicklungs-Enden an. Mit Hilfe der Schalterstufen 8, 9 (Umschaltern) kann wiederum jeweils eine positive Spannung + UDC/2 oder eine negative Spannung -UDC/2 an die Wicklungsabschnitte 1 1 , 12 gelegt werden. Die Filter-Kapazität 14 ist wiederum parallel zum Wechselspannungsausgang 7 geschaltet.
Diese Schaltung hat den Vorteil, dass keine Hauptfeld-Magnetisierung erfolgt und kein Gleichstrom durch die Wicklungen 1 1 , 12 fließen kann. Damit ist eine stärkere magnetische Aussteuerung möglich.
Bei dieser Ausführungsform kann ein Betriebsverfahren angewandt werden, das ganz ähnlich zu dem zu Fig. 2 vorgestellten Betriebsverfahren ist. Allerdings liegt der bevorzugte Startwert der Schalt-Phasenverschiebung nicht um 80°, sondern um 0°.
In der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform wurde als weitere Variante ein (dem
Wechselrichter 5 nachgeschalteter) aus Resonanz-Kapazitäten gebildeter kapazitiver Spannungsteiler 15 im induktiven Übertragungssystem angedeutet (gestrichelter Kondensator). Damit kann die Impedanz des induktiven Übertragungssystems erhöht und so an die größere Ausgangsimpedanz des Filters 13 angepasst werden.
In einer weiteren Ausführungsform (Fig. 7) wird zumindest eine Schalterstufe 8, 9 des Wechselrichters 5 aus zwei, eine Halbbrücke bildenden Schaltelementen 17, 18; 19, 20 gebildet. Dabei bilden das obere Schaltelement 17 und das untere Schaltelement 18 eine Schalterstufe 8; und das obere Schaltelement 19 und das untere Schaltelement 20 eine Schalterstufe 9 (siehe auch Fig. 8). In Fig. 7 umfasst eine Schalterstufe des Wechselrichters 5 eine aus IGBTs gebildete Halbbrücke vorzugsweise mit antiparallelen Dioden und eine andere Schalterstufe eine aus MOSFETs gebildete Halbbrücke. Um die Darstellung zu vereinfachen, wurden L: und L2 nicht mehr in Streu-und Hauptinduktivität aufgeteilt.
Gegenüber der Ausführungsform aus Fig. 6 bestehen folgende Unterschiede:
Der ursprüngliche eine Filterkondensator 14 wurde auf vier Kondensatoren 14 (C1A, C ! B, C2A, C2B) aufgeteilt, die als Vollbrücke angeordnet sind, wobei deren oberer bzw. unterer Anschluss mit den beiden Polen des Gleichspannungseinganges 6 (DC- Versorgungsspannung) verbunden sind. Die Hauptinduktivität von Li bzw. L2 bildet nun zusammen mit den Kapazitäten 14 ein Filter 13, welches eine Common-Mode-Aussteuerung der Primärspule 4 wirksam verhindert. Die differenzielle Filterwirkung zur Erzeugung des Sinussignals basiert auf den Streuinduktivitäten wie bei den Schaltung aus Fig. 2 und 6.
Die elektronischen Schalterstufen 8, 9 der vorhergehenden Ausführungsformen wurden in einer beispielhaften Ausführung als IGBT-Halbbrücke (Q1A, QI B) mit antiparallelen Dioden (D1A, D1 B) bzw. als MOSFET-Halbbrücke (Q2A, Q_B) dargestellt. Da insbesondere die Schaltelemente Q2A, Q2B bei hohen Strömen abschalten, kann die Steilheit der Schaltflanke durch Einführung von (zu den jeweiligen Schaltelementen parallel geschalteten)
Kondensatoren C3A, C3B vermindert werden, was die elektromagnetische Verträglichkeit verbessert.
Zur Stützung des Gleichspannungs-Zwischenkreises dient der Kondensator 16
(Gleichspannungs-Zwischenkreis-Kapazität) zwischen den Polen des
Gleichspannungseinganges 6.
Bei einem Betriebsverfahren für die in Fig. 7 angegebene Schaltung wird die die Schalt- Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen -10° und 10° liegenden Startwert verändert. Dadurch schaltet die für das Einschalten unter Last optimierte IGBT-Halbbrücke (Q1A, Q1 B) unter Last ein und die für das Ausschalten unter Last optimierte MOSFET-Halbbrücke (Q2A, Q2B) unter Last aus. Ein vorteilhaftes Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung 1 , bei welcher die erste Induktivität 11 und die zweite Induktivität 12 mit je einem Pol des
Wechselspannungsausgangs 7 verbunden sind, umfasst somit die Schritte:
Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen 8, 9 mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung in einem Bereich zwischen -10° und 10° und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz, Verändern der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom lA am genannten
Wechselspannungsausgang 7 einen Schwellwert überschreitet,
Reduzieren der Schaltfrequenz bis am Wechselspannungsausgang 7 eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird,
weiteres Verändern der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die
Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht.
Eine ähnliche Anordnung von unterschiedlichen Halbbrücken kann auch für die in Fig. 2 dargestellte Schaltung angewandt werden. Unter der Voraussetzung, dass die erste Schalterstufe 8 wie in der Fig. 7 durch einen IGBT respektive eine IGBT-Halbbrücke und die zweite Schalterstufe 9 wie in der Fig. 7 durch einen MOSFET respektive eine MOSFET- Halbbrücke gebildet ist wird die die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen 170" und 190° liegenden Startwert verändert. Dadurch ergibt sich wiederum die schon zuvor angesprochene vorteilhafte Aufteilung von Ein- und
Ausschaltvorgang.
Ein vorteilhaftes Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung 1 , bei welcher die erste Induktivität 11 und die zweite Induktivität 12 an einem Pol des
Wechselspannungsausgangs 7 miteinander verbunden sind, umfasst somit die Schritte:
Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen 8, 9 mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung in einem Bereich zwischen 170° und 190° und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz, Verändern der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom lA am genannten
Wechselspannungsausgang 7 einen Schwellwert überschreitet,
Reduzieren der Schaltfrequenz bis am Wechselspannungsausgang 7 eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird und
weiteres Verändern der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die
Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht. Fig. 8 zeigt die mögliche Integration in ein Gesamtsystem. Dem Netzeingang 22 ist ein Netzfilter 23 nachgeschaltet. Zwischen dem Netzfilter 23 und einer PFC (power correction factor)-Stufe 25 ist ein Netzgleichrichter 24 geschaltet. Mit dem Ausgang der PFC-Stufe 25 ist der Gleichspannungseingang 6 des Wechselrichters 5 verbunden. Mit dem
Bezugszeichen 26 sind die Treiber für die Schalterstufen 8, 9 bzw. für die einzelnen Schaltelemente der Schalterstufen 8, 9 bezeichnet. Die Treiber 26 werden von einer Steuerung beziehungsweise einem Controller 27 gesteuert. Die Steuerung 27 führt unter anderem die zu Fig. 5 beschriebenen Schritte des erfindungsgemäßen Verfahrens durch. Darüber hinaus steuert die Steuerung 27 die Schalterstufen 8, 9 natürlich auch im stationären/quasi stationären Betrieb.
Fig. 9 zeigt nun eine schematische Darstellung eines kontaktlosen Übertragungsteils, welcher eine Primärspule 4, eine Sekundärspule 28, eine primärseitige Resonanzkapazität 15 und eine sekundärseitige Resonanzkapazität 29 aufweist. Zusätzlich sind in der Fig. 9 auch die resistiven/ohmschen Anteile der Primärspule 4 und der Sekundärspule 28 dargestellt. Schließlich umfasst der kontaktlose Übertragungsteil eine Spannungsquelle 30 (vergleiche den Wechselrichter 5 in den Figuren 2 sowie 6 bis 8) und einen
Lastwiderstand 31. Der Primärteil des in der Fig. 9 dargestellten kontaktlosen
Übertragungsteils entspricht somit im Wesentlichen dem strichliert markierten Schaltungsteil in den Figuren 2, 6 und 7 und somit einer durch die Schalterstufen 8, 9 geschalteten Last. Fig. 10 zeigt eine beispielhafte Übertragungsfunktion des kontaktlosen Übertragungsteils aus Fig. 9, wobei der Betrag mit durchgezogener Linie (siehe linke Achse) und die Phase mit strichlierter Linie (siehe rechte Achse) dargestellt ist. Vorzugsweise haben der Primärteil und der Sekundärteil des kontaktlosen Übertragungsteils dieselbe Resonanzfrequenz, die hier bei 85 kHz liegt (siehe auch die Phasenlage 0°). Prinzipiell können die Resonanzfrequenzen aber auch unterschiedlich sein, und sie können auch einen anderen Wert als 85 kHz annehmen, beziehungsweise kann es auch mehrere Resonanzfrequenzen geben. Wird ein Ausgangswert der Schaltfrequenz nun in einem Bereich 85 bis 95 kHz gewählt,
beispielsweise bei 90 kHz, so führt sowohl ein Senken der Schaltfrequenz als auch ein Erhöhen derselben letztlich zu induktivem Verhalten des kontaktlosen Übertragungsteils respektive der durch die Schalterstufen 8, 9 geschalteten Last und damit zu einer
Phasenlage < 0°. Dieser Fall tritt etwa bei 85 kHz beziehungsweise bei 98 kHz ein. Die genannten Werte sind zwar typisch für das induktive Übertragungssystem, jedoch nicht zwingend. Denkbar ist auch, dass sich die gezeigte Kurve in einem (geringfügig) anderen Frequenzbereich ergibt. In der Fig. 9 ist der Einfachheit halber ein System ohne Filter 13 dargestellt, jedoch ist leicht vorstellbar, dass die die in Fig. 10 dargestellte Übertragungsfunktion auch bei Hinzufügen des Filters 13 ähnlich aussieht wie in der Fig. 10. Insbesondere kann das Filter 13 so dimensioniert sein, dass es die Phasenlage des kontaktlosen Übertragungsteils vom Filter- Ausgang auf den Filter-Eingang„durchreicht".
Generell ist das Filter 13 auch der durch die Schalterstufen 8, 9 geschalteten Last hinzuzurechnen.
In den obigen Beispielen wurde stets davon ausgegangen, dass die erste Induktivität und die zweite Induktivität den ersten Wicklungsabschnitt 11 und den zweiten Wicklungsabschnitt 12 des Streufeldtransformators 10 ausbilden. Dies ist zwar vorteilhaft für die Erfindung, jedoch keineswegs zwingend. Denkbar ist auch, dass der erste Wicklungsabschnitt 11 und der zweite Wicklungsabschnitt 12 ohne wesentliches Streufeld gekoppelt sind. Insbesondere kann das Verhältnis zwischen der auf den jeweils anderen Wicklungsabschnitt 12, 11 bezogenen Streuinduktivität und der Gesamtinduktivität eines Wicklungsabschnittes 11 , 12 unter 1 :200 beziehungsweise unter 1 :100 liegen. Denkbar ist weiterhin, dass die erste Induktivität 11 und die zweite Induktivität 12 ungekoppelt sind. In diesem Fall sind die Symbole in den Figuren, welche eine solche Kopplung anzeigen (Striche und Punkte), gedanklich aus den Schaltbildern zu entfernen.
Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen und die darin
hervorgehobenen Aspekte beschränkt. Vielmehr ist innerhalb des Erfindungsgedankens eine Vielzahl von Abwandlungen möglich, die im Rahmen fachmännischen Handelns liegen. Ebenso ist es möglich, durch Kombination der genannten Mittel und Merkmale weitere Au sf ü h ru ng sva ria n ten zu realisieren, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
BeziiQSzeichen liste
1 Induktive Ladevorrichtung
2 Fahrzeug
3 Elektrischer Energiespeicher
4 Primärspule
5 Wechselrichter
6 Gleichspannungseingang
7 Wechselspannungsausgang
8 Erste Schalterstufe
9 Zweite Schalterstufe
10 Streufeldtransformator
1 1 Erster Wicklungsabschnitt
12 Zweiter Wicklungsabschnitt
13 Filter
14 Filter-Kapazität
15 primärseitige(r) Resonanz-Kapazität / kapazitiver Spannungsteiler
16 Gleichspannungs-Zwischenkreis-Kapazität
17 (Oberes) Schaltelement der ersten Schalterstufe 8
18 (Unteres) Schaltelement der ersten Schalterstufe 8
19 (Oberes) Schaltelement der zweiten Schalterstufe 9
20 (Unteres) Schaltelement der zweiten Schalterstufe 9
21 Sekundärspule
22 Netzeingang
23 Netzfilter
24 Netzgleich richter
25 PFC-Stufe
26 Treiber für die Schaltelemente
27 Controller
28 Sekundärspule
29 sekundärseitige Resonanz-Kapazität
30 Spannungsquelle
31 Lastwiderstand
CIA, C B, C2A, C2B, C3A, C3B Kapazitäten bzw. Kondensatoren DiA, D1 B Dioden
L, , L2 ; L1 H, L2H ; L1S, L2S Induktivitäten
N, , N2 Wicklungszahlen
Q A, QIB ; Q2A. Q2B Schaltelemente (MOSFETs, IGBTs) Eingangsströme
Eingangsspannungen Ausgangswechselstrom Ausgangswechselspannung

Claims

Patentansprüche
Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung (1 ), umfassend eine
Primärspule (4) und einen der Primärspule (4) vorangeschalteten Wechselrichter (5) mit einem Gleichspannungseingang (6) und einem Wechselspannungsausgang (7), sowie einer dazwischen geschalteten ersten Induktivität (11 ), einer zweiten Induktivität (12), einer ersten Schalterstufe (8) und einer zweiten Schalterstufe (9), wobei die erste Schalterstufe (8) mit dem Wechselspannungsausgang (7) über die erste Induktivität (11 ) und die zweite Schalterstufe (9) mit dem Wechselspannungsausgang (7) über die zweite Induktivität (12) verbunden ist, gekennzeichnet durch die Schritte
Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen (8, 9) mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz,
Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom (lA) am genannten
Wechselspannungsausgang (7) einen Schwellwert überschreitet,
Reduzieren der Schaltfrequenz, bis am Wechselspannungsausgang (7) eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird oder bis die Strom-Spannungs- Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom (lA) und der Ausgangsspannung (UA) einen vorgebbaren Zielwert erreicht und
weiteres Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis die
Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht.
Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz so lange gesenkt/erhöht wird, bis sich eine durch die Schalterstufen (8, 9) geschaltete Last induktiv verhält.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz so lange gesenkt/erhöht wird, bis eine in der Ladevorrichtung (1 ) ermittelbare physikalische Größe einen vorgebbaren Wert erreicht.
Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (11 ) und die zweite Induktivität (12) an einem Pol des Wechselspannungsausgangs (7) miteinander verbunden sind und der Startwert der Schaltphasenverschiebung in einem Bereich von 170° und 90° gewählt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schaiterstufe (8) einen IGBT oder mehrere IGBTs und die zweite Schalterstufe (9) einen MOSFET oder mehrere MOSFETs aufweist und die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen 170° und 190° liegenden Startwert verändert wird. 6. Verfahren zum Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (11 ) und die zweite Induktivität (12) mit je einem Pol des Wechselspannungsausgangs (7) verbunden sind und der Startwert der Schaltphasenverschiebung in einem Bereich von -10° und +10° gewählt wird. 7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Schalterstufe (8) einen IGBT oder mehrere IGBTs und die zweite Schalterstufe (9) einen MOSFET oder mehrere MOSFETs aufweist und die Schalt-Phasenverschiebung ausgehend von dem in einem Bereich zwischen -10° und +10° liegenden Startwert verändert wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Startwert der Schaltfrequenz in einem Bereich von 85 bis 95 kHz gewählt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Startwert der Schaltfrequenz in einem Bereich von 81 ,38 bis 90,00 kHz gewählt wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Reduktion der Schaltfrequenz ohne wesentliche Änderung der Schalt- Phasenverschiebung erfolgt.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzänderungsrate bei abnehmender Frequenz verringert wird.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass der Zielwert für die Strom-Spannungs-Phasenverschiebung in einem Bereich von 0° bis 20° gewählt wird, wobei der Ausgangsstrom (lA) der Ausgangsspannung (UA) nacheilt.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die
Schalt-Phasenverschiebung im laufenden Betrieb entsprechend einer geforderten Ausgangsleistung geändert wird.
14. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz im laufenden Betrieb entsprechend einer durch die Schalterstufen (8, 9) geschalteten Last oder entsprechend einer in der Ladevorrichtung (1) ermittelbaren physikalischen Größe geändert wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die
Schalterstufen (8, 9) mit einem im Wesentlichen symmetrischen Rechtecksignal angesteuert werden.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalterstufen (8, 9) mit einem Tastverhältnis von im Wesentlichen 50% angesteuert werden.
17. Steuerung (27) für den Betrieb einer induktiven Ladevorrichtung (1 ), wobei die
Ladevorrichtung (1 ) eine Primärspule (4) und einen der Primärspule (4)
vorangeschalteten Wechselrichter (5) mit einem Gleichspannungseingang (6) und einem Wechselspannungsausgang (7), sowie einer dazwischen geschalteten ersten Induktivität (1 1 ), einer zweiten Induktivität (12), einer ersten Schalterstufe (8) und einer zweiten Schalterstufe (9) umfasst, und wobei die erste Schalterstufe (9) mit dem Wechselspannungsausgang (7) über die erste Induktivität (1 1 ) und die zweite
Schalterstufe (9) mit dem Wechselspannungsausgang (7) über die zweite Induktivität (12) verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung (27) zur Ausführung der folgenden Schritte ausgebildet ist
Ansteuern der beiden genannten Schalterstufen (8, 9) mit je einem periodischen Signal gleicher Frequenz, mit einem Startwert der Schalt-Phasenverschiebung und mit einem Startwert für die Schaltfrequenz,
Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung ausgehend vom genannten Startwert bis zu einem definierten Wert oder bis der Ausgangsstrom (lA) am genannten
Wechselspannungsausgang (7) einen Schwellwert überschreitet,
Reduzieren der Schaltfrequenz, bis am Wechselspannungsausgang (7) eine vorgegebene Wirkleistung abgegeben wird oder bis die Strom-Spannungs- Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom (lA) und der Ausgangsspannung (UA) einen vorgebbaren Zierwert erreicht und
weiteres Senken/Erhöhen der Schalt-Phasenverschiebung, sobald transiente Effekte unter einen vorgebbaren Toleranzwert abgeklungen sind und solange, bis a) die Ausgangsleistung einen vorgebbaren Zielwert erreicht.
18. Induktive Ladevorrichtung (1 ), umfassend eine Primärspule (4) und einen der
Primärspule (4) vorangeschalteten Wechselrichter (5) mit einem
Gleichspannungseingang (6) und einem Wechselspannungsausgang (7), sowie einer dazwischen geschalteten ersten Induktivität (1 1 ), einer zweiten Induktivität (12), einer ersten Schalterstufe (8) und einer zweiten Schalterstufe (9), wobei die erste
Schalterstufe (9) mit dem Wechselspannungsausgang (7) über die erste Induktivität (11 ) und die zweite Schalterstufe (9) mit dem Wechselspannungsausgang (7) über die zweite Induktivität (12) verbunden ist, gekennzeichnet durch
eine mit Steuereingängen der ersten Schalterstufe (8) und der zweiten Schalterstufe (9) verbundene Steuerung (27) nach Anspruch 17. 19. Induktive Ladevorrichtung (1 ) nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (11 ) und die zweite Induktivität (12) ungekoppeit sind.
20. Induktive Ladevorrichtung (1 ) nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (11 ) und die zweite Induktivität (12) gekoppelt sind.
2 . Induktive Ladevorrichtung (1 ) nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (11 ) und die zweite Induktivität (12) einen ersten Wicklungsabschnitt
(11 ) und einen zweiten Wicklungsabschnitt (12) eines Streufeldtransformators (10) ausbilden.
22. Induktive Ladevorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 18 bis 21 , gekennzeichnet durch eine Kapazität (14), welche gemeinsam mit der der ersten und zweite Induktivität (11 , 12) ein LC-Filter (13) bildet.
23. Induktive Ladevorrichtung (1 ) nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der durch den Filter (13) gebildete Schwingkreis auf eine Frequenz unterhalb des Startwerts für die Schaltfrequenz abgestimmt ist.
24. Verwendung einer induktiven Ladevorrichtung (1 ) nach einem der Ansprüche 18 bis 23 zum Laden eines elektrischen Energiespeichers (3) eines Fahrzeuges (2).
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