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Hintergrund
der Erfindung
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1. Gebiet
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung,
bei der eine Ausgabe bzw. ein Ausgangssignal, die/das durch ein
Schalten einer Gleichsignaleingabe auf der Primärseite erzeugt wird, in einer
Gleichrichtschaltung gleichgerichtet wird und an eine Last geliefert wird,
und insbesondere auf eine Energiespeichertyp-Schaltleistungsversorgungsvorrichtung,
bei der eine Gleichrichtdiode und ein Schaltelement parallel zu
der Gleichrichtdiode in die Gleichrichtschaltung geschaltet sind.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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Herkömmlicherweise
wurde für
Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen, die Bedarfe nach hoher
Qualität
erfüllen
können
und mit relativ geringem Aufwand gebildet werden können, der
RCC (Rufdrosselwandler, Ringing Choke Converter) eingesetzt, wie
in (1) der japanischen ungeprüften
Gebrauchsmusterveröffentlichung
Nr. 63-100993 offenbart ist. In derartigen Rufdrosselwandlern und
Sperrwandlern ist eine Diode mit einer Gleichrichtschaltung auf
der Sekundärseite
eines Transformators verbunden. Dies bedeutet, dass, wenn ein Schaltelement
auf der Primärseite
des Transformators an ist, eine Eingangsspannung an die Primärwicklung
angelegt wird, was einen Stromfluss erlaubt, so dass Energie in
dem Transformator gespeichert wird. Wenn das Schaltelement aus ist,
wird die in dem Transformator gespeicherte Energie aus der Sekundärwicklung
in der Form eines Stroms freigegeben.
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Der
Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Ausgangsspannung
zu erhalten. Die Ausgangsspannung wird durch eine Steuerung der
Einschaltzeit des Schaltelements stabilisiert.
- (2)
Eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die in der japanischen
ungeprüften
Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 2-261053 offenbart ist, weist den folgenden Aufbau auf. Eine
Schalteinrichtung ist parallel zu einer Gleichrichtdiode auf der
Sekundärseite
eines Transformators geschaltet. Eine Ausgangsspannung, die durch
ein Gleichrichten in der Gleichrichtschaltung und ein Glätten erhalten
wird, wird über
die Schalteinrichtung an die Sekundärwicklung des Transformators
angelegt und Energie wird in der primären regeneriert.
- (3) In einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die in der
japanischen ungeprüften
Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 9-271167 offenbart ist, ist ein Synchrongleichrichter, der einen MOSFET
aufweist, mit einer Gleichrichtschaltung auf der Sekundärseite eines
Transformators verbunden. Wenn Energie, die in dem Transformator gespeichert
ist, in der Form eines Stroms freigegeben wird, wird der MOSFET
eingeschaltet, wodurch der Gleichrichtverlust reduziert wird. Ferner ist
die Anordnung derart, dass der MOSFET mittels einer Treiberwicklung,
die in dem Transformator vorgesehen ist, getrieben wird.
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Die
oben erwähnten
Schaltleistungsversorgungsvorrichtungen (1) bis (3) weisen jedoch
die folgenden Nachteile auf.
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(1) Japanische ungeprüfte Gebrauchsmusterveröffentlichung
Nr. 63-100993
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Bei
dem Verfahren, das nur die Diode als die Gleichrichteinrichtung
verwendet, ist der Durchlassspannungsabfall der Diode groß (etwa
0,6 V). Dies bewirkt das Problem, dass ein durch den Spannungsabfall
erzeugter Verlust die Wirksamkeit reduziert und die Temperatur der
Diode selbst erhöht.
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(2) Japanische ungeprüfte Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 2-261053
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Bei
dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung wird ein Gleichrichten
auf der Primärseite des
Transformators mit der Schalteinrichtung, die parallel zu der Diode
geschaltet ist, gesteuert, so dass die Ausgangsspannung stabilisiert
ist. Deshalb ist der Magnetflussänderungsbereich
konstant, unabhängig
von der Ausgangsleistung, und die maximale Anregungsenergie ist
zu allen Zeiten in dem Transformator gespeichert. So sind der Leitungsverlust und
der Kernverlust des Transformators und insbesondere ein Verlust,
der durch die Regeneration eines Stroms bewirkt wird, groß und insbesondere
wird die Wirksamkeit bei leichter Belastung und keiner Belastung
reduziert. Ferner ist ein Beispiel beschrieben, bei dem der Strom,
der in der Sekundärwicklung
regeneriert werden soll, konstant gemacht wird, so dass die Magnetflussamplitude
bei leichter Belastung sinkt. In diesem Fall ist es nötig, eine
Schaltung zum Erfassen eines an die Sekundärwicklung zurückzugebenden
Stroms bereitzustellen, und der Leistungsverlust, der durch die
Erfassungsschaltung bewirkt wird, ist problematisch.
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(3) Japanische ungeprüfte Patentanmeldungsveröffentlichung
Nr. 9-271167
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Bei
dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung wird der MOSFET, der
der Synchrongleichrichter ist, nur durch die Treiberwicklung, die
in dem Transformator vorgesehen ist, getrieben. Entsprechend wird
die Einschaltzeit des MOSFET durch die Beziehung zwischen der Erzeugungsspannung
in der Treiberwicklung und der Schwellenspannung an dem Gate des
MOSFET bestimmt. Im Allgemeinen wird die Erzeugungsspannung in einer
Treiberwicklung durch ein Windungsverhältnis bestimmt, so dass es
für die
Erzeugungsspannung schwierig ist, einen optimalen Wert zu haben.
So ist die Einstellung der Einschaltzeit des MOSFET schwierig. Ferner
ist die Schwellenspannung des MOSFET nicht konstant und wird allgemein
in einem bestimmten Bereich variiert. Die Einschaltzeit des MOSFET
wird wesentlich abhängig
von der Schwellenspannung verändert
und es ist sehr schwierig, die optimale Einschaltzeit des MOSFET
zu bestimmen. Ferner ist, da der MOSFET durch die Verwendung eines
Spannungsabfalls, der durch ein spontanes Entladen der Gate-Anschlussspannung
des MOSFET bewirkt wird, abgeschaltet wird, die Abschaltgeschwindigkeit
des MOSFET niedrig, der Schaltverlust ist groß und die Wirksamkeit gering.
Der MOSFET erwärmt
sich.
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Die
US 5,237,606 offenbart einen
Leistungswandler, der sich in einem entfernten Peripheriegerät eines
Telefonsystems befindet, wobei das Telefonsystem eine Vermittlungsstelle
aufweist, die eine Mehrzahl von Telefonschleifen mit einer Gleichsignalspannung
antreibt, die zumindest zwei im Wesentlichen unterschiedliche Pegel
aufweist. Der Leistungswandler des entfernten Peripheriegeräts leitet Ausgangslastspannungen
des entfernten Peripheriegeräts,
einschließlich
einer niederspannungsregulierten Versorgung, aus einer Gleichsignalspannung
her, die von der Vermittlungsstelle an die Schleife geliefert wird.
Der Leistungswandler des entfernten Peripheriegeräts weist
einen Synchrongleichrichter zur Bereitstellung einer vorbestimmten
niederspannungsregulierten Versorgung auf. Der Leistungswandler
des entfernten Peripheriegeräts
weist ferner eine Aufnahmeschaltung, die mit der Schleife verbunden
ist, zum Aufnehmen einer Gleichsignalspannung von der Vermittlungsstelle
und Liefern einer Niederspannungsausgabe zum Erzeugen der niederspannungsgeregelten
Versorgung auf. Der Synchrongleichrichter ist zwischen einen Niederspannungsausgang
und die niederspannungsregulierte Versorgung geschaltet und umfasst
eine Leistungsschaltvorrichtung und eine Schaltung, die auf das
Peripheriegerät
des Ladeintervalls anspricht, zum Treiben der Leistungsschaltvorrichtung
in einen An-Zustand. Der Synchrongleichrichter umfasst außerdem eine
Schaltung zum Erfassen einer Bedingung, die das Einsetzen des unterbrochenen
Intervalls anzeigt, und Abschalten der Leistungsschaltvorrichtung
für zumindest
die Dauer des unterbrochenen Intervalls, abhängig von der Zeitdauer des
unterbrochenen Intervalls.
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Die
EP 0 938 184 A2 offenbart
eine Schaltleistungsquelle eines RCC-Systems, bei dem angeregte
Energie, die während
einer Ein-Periode eines Hauptschaltelements in einem Transformator
akkumuliert wird, während
einer Aus-Periode an die Sekundärseite
ausgegeben wird, und ein Ruf- bzw. Klingelpuls, der auf Fertigstellung
der Ausgabe hin in einer Steuerspule des Transformators erscheint,
durch einen Kondensator, der zum Schneiden eines Gleichsignals verwendet
wird, zurück
an das Gate des Hauptschaltelements gekoppelt wird, so dass das Hauptschaltelement
in einen Ein-Zustand getrieben wird, ein Vorspannwiderstand zwischen
dem Kondensator und dem Gate interpoliert wird und während des
Bereitschaftszustands ein Steuertransistor eingeschaltet wird, wobei
der Verbindungspunkt zwischen denselben mit einer Hauptleistungsquellenleitung
in einem Niedrigpegel durch eine Serienschaltung verbunden ist,
die eine Diode, eine Zenerdiode und einen Widerstand umfasst.
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Die
US 5,430,633 offenbart einen
Sperrtyp-Leistungswandler, der eine Sekundärseiten-Resonanzschaltung aufweist,
die den Stromsignalverlauf in der Sekundärwicklung und der Sekundärschaltung
formt, um den RMS-Stromwert in derselben zu reduzieren. Das Formen
reduziert Leitungsverluste und verbessert eine Umwandlungswirksamkeit.
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Die
US 5,734,563 offenbart einen
Synchrongleichrichttyp-Wandler,
der einen Haupttransformator umfasst, der eine Primärwicklung
aufweist, an die eine nicht-gleichgerichtete Eingangsspannung angelegt
wird, wobei der Hauptschalter in Serie zu der Primärwicklung
des Haupttransformators ge schaltet ist. Ein in Serie geschalteter
Kondensator und ein Klemmschalter sind über die Primärwicklung
des Haupttransformators geschaltet, wobei der Klemmschalter im Wesentlichen
entgegengesetzt zu dem Hauptschalter vorgespannt ist, derart, dass
die Rücksetzspannung
an der Primärwicklung
des Haupttransformators geklemmt wird.
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Die
US 5,943,222 A offenbart
eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die einen Ausgangstransformator,
der eine Primärwicklung,
eine Sekundärwicklung
und eine Rückkopplungswicklung aufweist,
eine Gleichsignalleistungsquelle, die eine Gleichsignalspannung
an die Primärwicklung
des Ausgangstransformators liefert, ein Schwingungsschaltelement,
das einen Anschluss, der mit der Primärwicklung des Ausgangstransformators
verbunden ist, und einen Steueranschluss aufweist, der mit der Rückkopplungswicklung
verbunden ist, wobei die Gleichricht- und Glättungsschaltung mit der Sekundärwicklung
des Ausgangstransformators verbunden ist, umfasst, wobei die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ferner dadurch gekennzeichnet ist, dass sie eine Steuerschaltung
zum Fließenlassen
eines Stroms durch die Sekundärwicklung
des Ausgangstransformators zu einer Richtung in der Richtung, die entgegengesetzt
hierzu ist, während
einer vorbestimmten Periode nach einem Zeitpunkt, zu dem eine Spannung
in der Sekundärwicklung
des Ausgangstransformators erzeugt wird, aufweist.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
bereitzustellen, mit der eine hohe Wirksamkeit, eine hohe Stabilisation
und eine kleine und leichte Vorrichtung realisiert werden können.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß Anspruch
1 gelöst.
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Um
die oben beschriebenen Probleme zu lösen, weist die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
einen Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung
aufweist, ein erstes Schaltelement, das in Serie zu der Primärwicklung geschaltet
ist, eine erste Steuerschaltung zum Steuern der Einschaltzeit des
ersten Schaltelementes, wodurch die Ausgabe gesteuert wird, und
eine Gleichrichtschaltung zum Gleichrichten der Ausgabe aus der
Sekundärwicklung
auf, wodurch eine Eingangsspannung an die Primärwicklung angelegt wird, wenn
das erste Schaltelement an ist, und bewirkt, dass ein Strom in derselben
fließt,
so dass Energie in dem Transformator gespeichert wird, und die in
dem Transformator gespeicherte Energie als ein elektrischer Strom
aus der Sekundärwicklung
freigegeben wird, wenn das erste Schaltelement aus ist, und der
Strom in der Gleichrichtschaltung gleichgerichtet wird, um eine
Ausgabe zu erhalten, wobei die Gleichrichtschaltung eine Gleichrichtdiode,
ein zweites Schaltelement, das parallel zu der Gleichrichtdiode
geschaltet ist, eine zweite Schaltelementtreiberwicklung, die in
dem Transformator vorgesehen ist, um eine Spannung zu erzeugen,
die bewirkt, dass das zweite Schaltelement an ist, und eine zweite Steuerschaltung
zum Einschalten des zweiten Schaltelements mit einer Spannung von
der zweiten Schaltelementtreiberwicklung und Ausschalten des zweiten
Schaltelements nach einer Zeit, die durch eine vorbestimmte Zeitkonstante
bestimmt wird, durch die Verwendung eines weiteren Schaltelements,
das mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbunden
ist, aufweist.
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Die
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
ist eine RCC-(Rufdrosselwandler-)Typ-Schaltleistungsversorgungsvorrichtung,
in der Energie, die in dem Transformator gespeichert wird, wenn
das erste Schaltelement an ist, in der Form eines Stroms an die Sekundärseite freigegeben
wird, wenn das erste Schaltelement ausgeschaltet wird. Dies bedeutet, dass,
wenn das erste Schaltelement eingeschaltet wird, eine Eingangsspannung
an die Primärwicklung angelegt
wird, was den Fluss eines Stroms erlaubt, so dass Energie in dem
Transformator gespeichert wird. Wenn das erste Schaltelement ausgeschal tet wird,
wird die in dem Transformator gespeicherte Energie als ein elektrischer
Strom aus der Sekundärwicklung
freigegeben. Der Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um
eine Ausgangsspannung zu erhalten. In diesem Fall wird, wenn das
erste Schaltelement ausgeschaltet wird, eine Spannung in der zweiten
Schaltelementtreiberwicklung erzeugt, die in dem Transformator vorgesehen
ist, und die Spannung wird an den Steueranschluss des zweiten Schaltelements
angelegt, so dass das zweite Schaltelement zum Leiten eingeschaltet
wird. Dann fließt
der Strom von der Sekundärwicklung
durch die Gleichrichtdiode und das zweite Schaltelement, das parallel
zu der Gleichrichtdiode geschaltet ist. Da jedoch das zweite Schaltelement
so ausgewählt
ist, dass der Spannungsabfall des zweiten Schaltelements kleiner
ist als in der Durchlassrichtung der Gleichrichtdiode, fließt ein Großteil des
Ausgabestroms in dem zweiten Schaltelement. Folglich kann der Gleichrichtverlust reduziert
werden.
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Allgemein
sind als Spannungsabfälle
von Dioden Durchlassspannungen dominant. Selbst dann, wenn die Diode
parallel geschaltet ist, wird der Spannungsabfall kaum verändert. Andererseits
sind für Schaltelemente,
wie z.B. MOSFETs oder dergleichen, durch einen Ein-Widerstand bewirkte
Spannungsabfälle
dominant. Entsprechend kann der Spannungsabfall ohne weiteres durch
eine Parallelschaltung des Schaltelements, wie z.B. eines MOSFETs
oder dergleichen, gesenkt werden, um kleiner zu sein als die Durchlassspannung
der Diode.
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Die
mit dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbundene Schalteinrichtung
schaltet sich nach Ablauf einer Zeitperiode, die durch eine vorbestimmte
Zeitkonstante bestimmt wird, von der Zeit an, zu der eine Spannung
in der zweiten Schaltelementtreiberwicklung erzeugt wird, an, wodurch das
zweite Schaltelement ausgeschaltet wird. Zu dieser Zeit wird die
Sperrspannung an das zweite Schaltelement und die Gleichrichtdiode
angelegt. Die kapazitive Impedanz, die vom Standpunkt der Gleichrichtdiode äquivalent
ist, und die Wicklungsinduktivität
des Transformators sind in Resonanz zueinander und eine Spannung
wird an den Steueranschluss des ersten Schaltelements angelegt,
so dass sich das erste Schaltelement einschaltet. Wie oben beschrieben
wurde, werden das erste und das zweite Schaltelement abwechselnd
aus- und eingeschaltet, um so eine Zeitperiode, zu der beide aus
sind, zu umschließen,
und die Einschaltzeit des ersten Schaltelements wird entsprechend
der Ausgangsspannung gesteuert, wodurch die Ausgangsspannung stabilisiert
wird.
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Wenn
die Last leicht ist, wird die Ausgangsspannung an die Sekundärwicklung
des Transformators angelegt, bevor die Zeitperiode, die durch die oben
vorbestimmte Zeitkonstante bestimmt ist, abläuft. Nachdem sich das zweite
Schaltelement ausschaltet, fließt
der Regenerationsstrom in der Eingangsquelle über die Primärwicklung
des Transformators. Das erste Schaltelement kann mit dem regenerativen
Strom ausgeschaltet werden, nachdem Ladungen an beiden Enden des
ersten Schaltelements entladen sind, so dass die Spannung über das
erste Schaltelement Null wird. Aus diesem Grund wird die Null-Spannungsschaltoperation
des ersten Schaltelements aktiviert, so dass der Schaltverlust reduziert wird.
Ferner wird, wenn die Last leicht wird, das erste Schaltelement
eingeschaltet, nachdem das zweite Schaltelement abgeschaltet wird,
nach der Zeitperiode, die durch die oben bestimmte Zeitkonstante
bestimmt wird. Entsprechend kann verhindert werden, dass die Schwingungsfrequenz
ansteigt, wenn die Last leicht ist, und dadurch kann eine intermittierende Schwingung
oder dergleichen, die zu einer verschlechterten Antwort beiträgt, verhindert
werden.
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Da
der Gleichrichtverlust reduziert wird und der Schaltverlust wie
oben beschrieben abnimmt, kann eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
mit hohem Wirkungsgrad realisiert werden. Ferner wird die Einschaltzeit
des zweiten Schaltelements hauptsächlich durch die vorbestimmte
Zeit konstante bestimmt. Entsprechend kann eine intermittierende Schwingung
verhindert werden, bei der die Schwingungsfrequenz erhöht wird,
was zu einer schlechten Antwort beitragen würde.
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Gemäß einem
Aspekt weist die zweite Steuerschaltung einen Transistor, der mit
dem Steueranschluss des zweiten Schaltelements verbunden ist, und
eine RC-Zeitkonstantenschaltung, die mit dem Steueranschluss des
Transistors verbunden ist, auf und ist so angeordnet, dass eine
Ausgangsspannung aus der zweiten Schaltelementtreiberwicklung an
die RC-Zeitkonstantenschaltung
angelegt wird.
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Da
die zweite Steuerschaltung die RC-Zeitkonstantenschaltung aufweist,
die den Transistor umfasst, werden Teile, wie z.B. eine Steuer-IC
oder dergleichen, nicht benötigt.
Billige Teile in geringer Anzahl können zur Bildung der Schaltung
verwendet werden.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt enthält
die zweite Steuerschaltung einen Widerstand, der zwischen den Steueranschluss
des zweiten Schaltelements und die zweite Schaltelementtreiberwicklung geschaltet
ist.
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Ein
Widerstand ist vorgesehen, der die Zeit, zu der das zweite Schaltelement
eingeschaltet wird, verzögern
kann. Entsprechend ist die Zeit gegeben, in der Ladungen, die an
beiden Enden in der Aus-Periode des zweiten Schaltelements gespeichert
sind, entladen werden können.
So kann das zweite Schaltelement null-spannungs-schaltbetrieben
sein und der Schaltverlust kann reduziert werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt enthält
die zweite Steuerschaltung eine kapazitive Impedanz, die zwischen
den Steueranschluss des zweiten Schaltelements und die zweite Schaltelementtreiberwicklung
geschaltet ist.
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Die
Verzögerungszeit
der oben erklärten zweiten
Steuerschaltung kann mittels eines Widerstands, der mit dem Steueranschluss
des zweiten Schaltelements verbunden ist, erzeugt werden. Durch
eine zusätzliche
Verbindung der kapazitiven Impedanz in Serie zu dem Widerstand kann
die Verzögerungszeit
auf ein Optimum eingestellt werden. Ferner kann die kapazitive Impedanz
einzeln zur Einstellung der Verzögerungszeit,
anstatt des oben erläuterten
Widerstands, verbunden werden.
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Ferner
kann ein Gleichsignalstrom, der von der zweiten Schaltelementtreiberwicklung
in den Steueranschluss des zweiten Schaltelements fließt, geschnitten
werden. So kann der Treiberverlust reduziert werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt enthält
die zweite Steuerschaltung eine Zeitkonstanteneinstellschaltung
zum Verändern
der Zeitkonstante basierend auf einem Signal, das dem Betrag einer Last
entspricht.
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Bei
dem oben beschriebenen Aspekt ist die Zeitkonstante der zweiten
Steuerschaltung fest. Entsprechend ist die Abschaltzeitgebung des
zweiten Schaltelements unabhängig
von dem Betrag der Last konstant.
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Normalerweise
wird, wenn die Last leicht ist, die Richtung des Ausgangsstroms
invertiert, während
das zweite Schaltelement an ist, und eine durch die Ausgangsspannung
bewirkte Energie wird in der Sekundärwicklung gespeichert. Wenn
das zweite Schaltelement ausgeschaltet wird, wird die in der Sekundärwicklung
gespeicherte Energie als regenerativer Strom in der Richtung entgegengesetzt
zu der üblichen
in das erste Schaltelement in der primären freigegeben. Wenn der regenerative
Strom fließt,
werden die ladenden elektrischen Ladungen der parasitären kapazitiven
Impedanz des ersten Schaltelements freigegeben. Das erste Schaltelement
wird null-spannungs-geschaltet, so dass der Schaltverlust abnimmt.
Andererseits fließt,
wenn die Last schwer ist, kein regenerativer Strom, so dass ein
Schaltverlust in dem ersten Schaltelement aufgrund dessen, dass
kein regenerativer Strom fließt,
erzeugt wird. Die regenerative Energie jedoch ist eine Energie,
die von der sekundären
zugeführt
wird, und wird in der primären
regeneriert. Wenn die Regenerationsmenge groß ist, wird ein Leitungsverlust
in dem Schaltelement und dem Transformator aufgrund des regenerativen
Stroms bewirkt. Als ein Ergebnis verschlechtert sich der Gesamtwirkungsgrad.
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Entsprechend
können,
wenn die Vorrichtung so konfiguriert ist, dass das erste Schaltelement
den Fluss eines Regenerationsstroms zu einem derartigen Grad bewirkt,
dass kein Schaltverlust erzeugt wird, unabhängig von dem Betrag der Last,
der Schaltverlust und der Leitungsverlust wesentlich reduziert werden.
Die Vorrichtung kann wirksamer gemacht werden. Entsprechend wird
bei der vorliegenden Erfindung die Regenerationsmenge selbst bei starker
Belastung durch ein Verlängern
der Zeitkonstante, wenn die Last erhöht wird, bewirkt und im Gegensatz
wird die Regenerationsmenge durch ein Verkürzen der Zeitkonstante, wenn
die Last abnimmt, reduziert.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt ist eine kapazitive Impedanz parallel zu dem
ersten Schaltelement oder dem zweiten Schaltelement geschaltet.
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Durch
ein Parallelschalten der kapazitiven Impedanz mit dem ersten oder
dem zweiten Schaltelement kann verhindert werden, dass sich die
Spannung über
das Schaltelement beim Schalten steil verändert. So kann eine Rauschreduzierung
realisiert werden. Ferner kann insbesondere durch ein Parallelschalten
der kapazitiven Impedanz mit dem zweiten Schaltelement der Sperrwiedergewinnverlust
der Gleichrichtdiode reduziert werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt weist eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ferner
einen Induktor, der in Serie zu der Primärwicklung geschaltet ist, und
eine Serienschaltung auf, die einen Kondensator und ein drittes
Schaltelement aufweist, die parallel zu der Serienschaltung geschaltet ist,
die den Induktor und die Primärwicklung
aufweist, wodurch die erste Steuerschaltung bewirkt, dass sich das
erste und das dritte Schaltelement abwechselnd an- und ausschalten,
um eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente aus sind, zu umschließen, und
die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe
gesteuert wird.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
schalten sich, wenn sich das erste Schaltelement abschaltet, das
zweite und das dritte Schaltelement ein. Wenn sich das dritte Schaltelement
abschaltet, fließt
ein Resonanzstrom in der Primärwicklung,
der durch die Resonanz des Induktors und des Kondensators bewirkt
wird. Dann schalten sich das dritte Schaltelement und das erste
Schaltelement abwechselnd an und aus, was eine Zeitperiode, in der
beide Schaltelemente aus sind, umschließt.
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Gemäß der Erfindung
weist der Ausgabestrom aufgrund des Resonanzstroms in der Primären einen
sinusförmigen
Signalverlauf auf, bei dem die Welle leicht von der Null-Spannung
ansteigt. Aus diesem Grund kann der Stromspitzenwert verglichen
mit einem herkömmlichen
invertierten dreieckigen Signalverlauf reduziert werden. Wenn der
sinusförmige Signalverlauf
und der invertierte dreieckige Signalverlauf bei dem gleichen Durchschnittsstrompegel verglichen
werden, kann der wirksame Strom reduziert werden. So kann der durch
die Gleichrichtschaltung bewirkte Leitungsverlust gesenkt werden.
Ferner kann durch ein Bilden eines Resonanzsignalverlaufs, d.h.
ein Entwerfen der Leitungszeitperiode des zweiten Schaltelements
und einer Hälfte
des Resonanzzyklus des Resonanzstroms, um gleich zu sein, viel Strom
an die Last in der Leitungszeitperiode des zweiten Schaltelements
geliefert werden, unabhängig
von dem Betrag der Last, und im Gegenteil kann der in der Gleichrichtdiode
fließende Strom
reduziert werden. Deshalb kann der Gleichrichtverlust weiter reduziert
werden. Die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung, die das dritte
Schaltelement verwendet, ist in dem U.S.-Patent Nr. 6,061,252 und
der japanischen ungeprüften
Patentveröffentlichung
Nr. 11-187664 beschrieben, die beide der Anmelderin der vorliegenden
Erfindung zugewiesen sind, und deren Offenbarungen hierin durch
Bezugnahme aufgenommen sind.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt weist die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ferner einen Induktor, der in Serie zu der Primärwicklung geschaltet ist, und
eine Serienschaltung auf, die einen Kondensator und ein drittes
Schaltelement aufweist, die parallel zu dem ersten Schaltelement
geschaltet ist, wodurch die erste Steuerschaltung bewirkt, dass
sich das erste und das dritte Schaltelement abwechselnd an- und
ausschalten, um eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente aus
sind, zu umschließen,
und die Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe
gesteuert wird.
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Ebenso
bei diesem Ausführungsbeispiel, ähnlich wie
oben, kann der Ausgangsstromsignalverlauf in der Sekundären zu einem
sinusförmigen
Signalverlauf gemacht werden, der von dem Null-Strom leicht geführt wird.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt weist die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
ferner einen Induktor und einen Kondensator, die in Serie zu der
Primärwicklung
geschaltet sind, und ein drittes Schaltelement auf, das parallel
zu einer Serienschaltung geschaltet ist, die den Induktor, den Kondensator
und die Primärwicklung
aufweist, wodurch die erste Steuerschaltung bewirkt, dass sich das
erste und das dritte Schaltelement abwechselnd ein- und ausschalten,
um so eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente aus sind, einzuschließen, und die
Einschaltzeit der Schaltelemente steuert, wodurch die Ausgabe gesteuert
wird.
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Ebenso
bei diesem Ausführungsbeispiel, ähnlich wie
oben, kann der Ausgangsstromsignalverlauf in der Sekundären zu einem
sinusförmigen
Signalverlauf gemacht werden, der von dem Null-Strom leicht geführt wird.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt ist der Induktor der Leckinduktor des Transformators.
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Die
Anzahl von Teilen kann gesenkt werden und die Kosten können durch
die Verwendung des Leckinduktors des Transformators reduziert werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt steuert die erste Steuerschaltung das dritte
Schaltelement, so dass es sich ausschaltet, nachdem sich das zweite
Schaltelement ausschaltet.
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Bei
diesem Ausführungsbeispiel
wird eine Steuerung so ausgeführt,
dass sich das dritte Schaltelement ausschaltet, nachdem sich das
zweite Schaltelement ausschaltet. Hierdurch wird Energie, die als
Ausgabe aus der Primären
freigegeben wird, in der Eingangsquelle nicht regeneriert. Hierdurch tritt
keine Energieübertragung
zwischen der Primären
und der Sekundären
auf. Der durch die Regeneration bewirkte Verlust (Zirkulationsverlust)
kann reduziert werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt steuert die erste Steuerschaltung mit einer
in dem Transformator vorgesehenen Vorspannwicklung die Einschaltzeit
des ersten Schaltelements basierend auf der Ausgabe der Vorspannwicklung,
um die Ausgabe zu steuern, und schwingt autonom.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt steuert die erste Steuerschaltung mit einer
in dem Transformator vorgesehenen Vorspannwicklung die Einschaltzeit
des ersten Schaltelements und des dritten Schaltelements basierend
auf der Ausgabe der Vorspannwicklung zur Steuerung der Ausgabe,
und schwingt autonom.
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Durch
das Einsetzen einer derartigen Anordnung wird die autonome Schwingung
freigegeben. Eine Oszillations-IC oder dergleichen wird nicht benötigt und
die Anzahl von Teilen kann wesentlich reduziert werden. Ferner werden
das erste und das dritte Schaltelement durch eine Verwendung der
Magnetkopplung des Transformators getrieben. Dies ermöglicht es
ohne weiteres, dass eine Zeitperiode, zu der beide Schaltelemente,
d.h. das erste und das zweite Schaltelement oder das erste und das
dritte Schaltelement, aus sind, vorgesehen sein wird, und beide
schalten sich abwechselnd ein und aus, was die Zeitperiode umschließt. Zusätzlich können ein Verlust
aufgrund eines Kurzschlussstroms oder dergleichen, bewirkt durch
gleichzeitige Einschaltzeiten, und ein Schaden an dem Schaltelement
verhindert werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt ist zumindest eines des ersten, zweiten und
dritten Schaltelements ein Feldeffekttransistor.
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Da
zumindest eines des ersten, zweiten und dritten Schaltelements einen
Feldeffekttransistor aufweist, können
die parasitäre
Diode zwischen Drain-Source als Diodenelement bzw. die parasitäre Kapazität zwischen
Drain-Source als kapazitive Impedanz verwendet werden.
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Gemäß wiederum
einem weiteren Aspekt weist die Gleichrichtdiode die parasitäre Diode
des Feldeffekttransistors auf.
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Da
die Gleichrichtdiode die parasitäre
Diode des Feldeffekttransistors aufweist, ist es nicht nötig, die
Gleichrichtdiode der Gleichrichtschaltung als diskretes Teil herzustellen,
und Größe und Gewicht
können
reduziert werden.
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Zu
Zwecken einer Darstellung der Erfindung sind in den Zeichnungen
mehrere Formen gezeigt, die gegenwärtig bevorzugt werden, wobei
jedoch darauf verwiesen wird, dass die Erfindung nicht auf die genauen
gezeigten Anordnungen und Instrumentalisierungen eingeschränkt ist.
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Kurze Beschreibung der
Zeichnung(en)
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein Betriebssignalverlaufdiagramm der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.
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3 ist
ein Frequenz-Last-Charakteristik-Graph der obigen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.
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4 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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5 ist
ein Schaltungsdiagramm einer dritten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung.
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6 ist
ein Betriebssignalverlaufdiagramm der Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
aus 5.
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7 ist
ein Schaltungsdiagramm einer vierten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
der vorliegenden Erfindung.
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8 ist
ein Schaltungsdiagramm einer fünften
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung.
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Detaillierte
Beschreibung von Ausführungsbeispielen der
Erfindung
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Im
Folgenden werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung detailliert Bezug nehmend auf die Zeichnungen erklärt.
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1 zeigt
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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Ein
Transformator T weist eine Primärwicklung
T1, eine Sekundärwicklung
T2, eine zweite Schaltelementtreiberwicklung T3 und eine Vorspannwicklung
T4 auf. Ein erstes Schaltelement Q1 ist mit der Primärwicklung
T1 verbunden. Dieses erste Schaltelement Q1 könnte einen MOSFET aufweisen, der
ein Feldeffekttransistor ist. Eine erste Steuerschaltung CT1, die
die Vorspannwicklung T4 enthält, umfasst
einen Abschnitt zum Erfassen einer sekundären Ausgangsspannung des Transformators
T und einen Abschnitt zum Steuern der Einschaltzeit des ersten Schaltelements
Q1 basierend auf der Spannung. Der Abschnitt zum Erfassen der Ausgangsspannung
weist eine Schaltung auf, die eine Photodiode PD1, einen Nebenschlussregler
Zd1 und Widerstände
und Kondensatoren, wie gezeigt ist, enthält. Wenn die Ausgangsspannung
höher wird,
erhöht sich
der Einflussstrom zu der Photodiode Pd1. Der Abschnitt zum Treiben
des ersten Schaltelements Q1 enthält einen Transistor Tr2, dessen
Basis mit einem Phototransistor PTr1 verbunden ist, und eine RC-Zeitkonstantenschaltung
R1, C1, die mit der Basis des Transistors Tr2 verbunden ist, und
bewirkt, wenn die Ausgangsspannung höher wird, dass die Einschaltzeit
des Transistors Tr2 früher
auftritt, so dass die Einschaltzeit des ersten Schaltelements Q1 kürzer ist,
wodurch die Ausgabe reduziert wird.
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Eine
zweite Steuerschaltung CT2 ist mit der zweiten Schaltelementtreiberwicklung
T3 verbunden. Die zweite Steuer schaltung CT2 ist mit dem Steueranschluss
(Gate) eines zweiten Schaltelements Q2 verbunden, das einen MOSFET
aufweisen könnte, der
ein Feldeffekttransistor ist. Das zweite Schaltelement Q2 ist parallel
zu einer Gleichrichtdiode D1 geschaltet. Die Kathodenseite der Gleichrichtdiode
D1 ist mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden.
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Kondensatoren
C2 und C3 sind parallel zu dem ersten Schaltelement Q1 bzw. dem
zweiten Schaltelement Q2 geschaltet. Als Kondensatoren C2 an C3
könnten
die parasitären
kapazitiven Impedanzen der Schaltelemente verwendet werden.
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Die
zweite Steuerschaltung CT2 enthält
einen Transistor Tr1, der mit dem Gate des zweiten Schaltelements
Q2 verbunden ist, eine RC-Zeitkonstantenschaltung, die einen Widerstand
R4, der mit der Basis des Transistors Pr1 verbunden ist, und einen
Kondensator C aufweist, einen Widerstand R5, der in Serie zu dem
Gate des zweiten Schaltelements Q2 geschaltet ist, und einen Kondensator
C5.
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Vin
als eine Gleichsignalleistungsquelle ist mit der Primärwicklung
T1 verbunden. Die Gleichsignalleistungsquelle Vin könnte durch
ein Gleichrichten einer Wechselsignalspannung erhalten werden.
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Als
nächstes
wird die Funktionsweise der oben beschriebenen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
beschrieben.
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Wenn
sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, wird eine Eingangsspannung
Vin an die Primärwicklung
T1 angelegt, was einen Stromfluss erlaubt, so dass Energie in dem
Transformator T gespeichert wird. Wenn sich das erste Schaltelement Q1
abschaltet, wird die in dem Transformator T gespeicherte Energie
als elektrischer Strom aus der Sekundärwicklung T2 freigegeben. Der
Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Ausgangsspannung
zu erhalten.
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In
diesem Fall wird, wenn sich das erste Schaltelement Q1 abschaltet,
in der positiven Richtung, die in 1 nach oben
zeigt, eine Spannung in der Treiberwicklung T3 erzeugt, die in dem
Transformator T vorgesehen ist. Eine Spannung wird über den
Kondensator C5 und den Widerstand R5 an das Gate des zweiten Schaltelements
Q2 angelegt, so dass sich das zweite Schaltelement Q2 zum Leiten einschaltet.
Da der Spannungsabfall in der Durchlassrichtung in dem zweiten Schaltelement
Q2 kleiner ist als in der Gleichrichtdiode D1, fließt der Strom von
der Sekundärwicklung
T2 durch das zweite Schaltelement Q2, und nicht durch die Gleichrichtdiode
D1, und wird zu dem Ausgangsanschluss OUT geführt. Zu der Zeit, zu der eine
Spannung in der positiven bzw. Durchlassrichtung in der Treiberwicklung T3
erzeugt wird, beginnt ein Strom in der RC-Zeitkonstantenschaltung,
die den Widerstand R4 und den Kondensator C4 aufweist, aufgrund
der Spannung in der positiven Richtung zu fließen. Wenn die Ladespannung
für den
Kondensator C4 die Schwellenspannung (etwa 0,6 V) des Transistors
Tr1 erreicht, schaltet sich der Transistor Tr1 an, so dass die Spannung
an dem Gate des Schaltelements Q2 nicht mehr vorliegt, so dass sich
das Schaltelement Q2 abschaltet. Dann wird, wenn die Gleichrichtdiode
D1 nicht leitend ist, eine Sperrspannung an das zweite Schaltelement
Q2 und die Gleichrichtdiode D1 zu der Zeitgebung angelegt, wenn
sich das zweite Schaltelement Q2 ausschaltet. Wenn die Gleichrichtdiode D1
leitend ist, wird eine Sperrspannung an das zweite Schaltelement
Q2 und die Gleichrichtdiode D1 zu der Zeitgebung, wenn D1 leitend
wird, angelegt. Die kapazitive Impedanz, die vom Standpunkt der Gleichrichtdiode
D1 äquivalent
ist, und der Wicklungsinduktor des Transformators T sind in Resonanz,
so dass eine Spannung an das Gate des ersten Schaltelements Q1 angelegt
wird, und das erste Schaltelement Q1 schaltet sich ein. Die oben
beschriebene Operation wird wiederholt. So schalten sich die Schaltelemente
Q1 und Q2 abwechselnd ein und aus, was eine Zeitperiode, zu der
beide Schaltelemente Q1 und Q2 aus sind, umschließt, und
die Einschaltzeit des ersten Schaltelements Q1 wird entsprechend
der Ausgangs spannung gesteuert. So wird die Ausgangsspannung stabilisiert.
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2 ist
ein Betriebssignalverlaufdiagramm der oben beschriebenen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.
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Wenn
ein Q1-Gate-Signal eingeschaltet wird, so dass sich das erste Schaltelement
Q1 einschaltet, beginnt ein Q1-Drain-Strom
Id zu fließen. Das
erste Schaltelement Q1 schaltet sich zu einer Zeitgebung t1 aus.
Dann wird eine Q1-Drain-Source-Spannung Vds eingerichtet. In diesem
Fall wird der vorauseilende Gradient reduziert und ein Stoß a wird
unterdrückt,
da die kapazitive Impedanz C2 zwischen Drain-Source des ersten Schaltelements
Q1 geschaltet ist. Zu der Zeitgebung T1 wird die in dem Transformator
T gespeicherte Energie als Sekundärstrom freigegeben. Zu dieser
Zeit wird das Q2-Gate-Signal Δt
später
eingerichtet, aufgrund des Kondensators C5 und des Widerstands R5
der zweiten Steuerschaltung CT2 und der Eingangskapazität des Schaltelements
Q2. Deshalb fließt
von der Zeitgebung t1 an der Sekundärstrom in der Gleichrichtdiode
D1 nur während Δt. Dann schaltet
sich zu der Zeit, zu der das Q2-Gate-Signal eingerichtet wird, das zweite
Schaltelement Q2, das einen MOSFET mit einem größeren Spannungsabfall aufweist,
ein. Deshalb fließt
ein Großteil
des Stroms durch das zweite Schaltelement Q2.
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Während der
Sekundärstrom
in dem zweiten Schaltelement Q2 fließt, wie oben beschrieben ist, fließt ein Ladestrom
in die RC-Zeitkonstantenschaltung, die den Widerstand R4 und den
Kondensator C4 in der zweiten Steuerschaltung CT2 aufweist. Wenn
die Zeitperiode, die erforderlich ist, dass die Ladespannung des
Kondensators C4 konstant wird (etwa 0,6 V), verstrichen ist, schaltet
sich der Transistor Tr1 an. Zu dieser Zeitgebung t2 schaltet sich
das zweite Schaltelement Q2 aus. Wenn die Last höher ist als eine Einstufung,
fließt
weiter der Sekundärwicklungsstrom
Is durch die Gleichrichtdiode D1, nachdem sich das zweite Schaltelement
Q2 zu der Zeitgebung t2 ausschaltet. Bei der Zeitgebung t3 fällt, wenn
der Sekundärwicklungsstrom
Is Null wird, die Q1-Drain-Source-Spannung Vds in Richtung Null.
Zu dieser Zeit wird, da die kapazitive Impedanz C2 vorliegt, der
Gradient, mit dem die Q1-Drain-Source-Spannung Vds abfällt, reduziert.
Mit dieser Spannung steigt bei der Zeitgebung t4, wenn das Q1-Gate-Signal
eingerichtet wird, der Q1-Drain-Strom Id wieder und eine Energiespeicherung
in dem Transformator T beginnt.
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Bei
der oben beschriebenen Operation fließt in der Zeitperiode von t1
bis t3 der Sekundärwicklungsstrom
Is in dem zweiten Schaltelement Q2 in der Zeitperiode von (T1 – Δt). Entsprechend
kann als Ganzes der Gleichrichtverlust wesentlich reduziert werden.
Ferner ist die kapazitive Impedanz C2 zwischen das Drain und die
Source des ersten Schaltelements Q1 geschaltet, um den vorauseilenden
und den nacheilenden Gradienten der Q1-Drain-Source-Spannung Vds
zu reduzieren. Deshalb nimmt insbesondere ein Stoß in dem
Abschnitt mit Rauschen ab. Die Reduzierung des Stoßes an der
vorauseilenden Flanke der Drain-Source-Spannung Vds resultiert außerdem in
einer Stoßreduzierung
an der vorauseilenden Flanke des Stroms Is.
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Die
Länge der
oben beschriebenen Zeit Δt kann
durch ein Einstellen des Kondensators C5 und des Widerstands R5
der zweiten Steuerschaltung CT2 geeignet gesetzt werden. Aufgrund
der Zeit Δt fließt zuerst
der Sekundärwicklungsstrom
Is in der Gleichrichtdiode D1 und deshalb schaltet das zweite Schaltelement
Q2 bei einer Null-Spannung. Entsprechend kann der Schaltverlust
des zweiten Schaltelements Q2 reduziert werden.
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Andererseits
ist, wenn die Last leicht ist, die Wirkungsweise wie folgt.
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In
dem Fall, bei dem sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, der
Q1-Drain-Strom Id zunimmt und das erste Schaltelement Q1 sich zu
der Zeit t1 abschaltet, fließt
zuerst der Sekundärwicklungsstrom
Is in der Gleichrichtdiode D1 und nach Δt wird das Q2-Gate-Signal eingerichtet,
was ein Einschalten des zweiten Schaltelements Q2 bewirkt. So beginnt
der Strom Is in dem zweiten Schaltelement Q2 zu fließen. Da
die Last jedoch leicht ist, wird der Strom Is bei t5 negativ und
Energie wird in dem Transformator T gespeichert. Der Strom Is wird
zu der Zeitgebung t2 Null, d.h. die Zeitperiode T1 später, die
durch die RC-Zeitkonstantenschaltung der zweiten Steuerschaltung
CT2 bestimmt wird. So wird die durch den schraffierten Bereich c
dargestellte Energie in dem Transformator gespeichert. Die Energie wird
als Regenerationsenergie auf der Primärseite regeneriert. Der Sekundärwicklungsstrom
Is wird zu der Zeitgebung t2 Null und dann fällt die Q1-Drain-Source-Spannung Vds mit
einem Gradienten, der durch die kapazitive Impedanz C2 bewirkt wird,
auf Null. Der Q1-Drain-Strom Id, dessen positive und negative Polarität invertiert
sind, beginnt aufgrund der oben beschriebenen Regenerationsenergie
zu fließen.
Der schraffierte Bereich, der durch d angezeigt wird, entspricht
dieser Regenerationsenergie. Die Ladungen in der kapazitiven Impedanz
C2 und der parasitären
Kapazität
des ersten Schaltelements Q1 werden entladen, bis der Q1-Drain-Strom id,
dessen positive und negative Polarität invertiert sind, zu fließen beginnt.
Aus diesem Grund wird das Q1-Gate-Signal zu einer Zeitgebung t6
eingerichtet, nachdem die Q1-Drain-Source-Spannung Vds Null wird,
wie durch e gezeigt ist. So schaltet das erste Schaltelement Q1
bei einer Null-Spannung.
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Wenn
die Last schwerer als die Einstufung ist, schaltet sich das erste
Schaltelement Q1 an, während
die Spannung Vds ein Potential aufweist, wie durch f gezeigt ist.
Deshalb wird keine Null-Spannungs-Schaltoperation bewirkt. Aus diesem
Grund wird bei schwerer Last ein bestimmter Schaltverlust erzeugt.
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Wie
oben beschrieben wurde, wird, selbst wenn die Last leicht ist, die
Zeitgebung, zu der sich der Transistor Tr1 in der zweiten Steuerschaltung CT2
einschaltet, nicht verändert.
Deshalb wird, wenn eine leichte Last angelegt wird, der Regenerationsstrom
erzeugt und dadurch kann eine Null-Spannungs-Schaltoperation des
ersten Schaltelements Q1 auf der Primärseite realisiert werden. Ferner
ist, da die Zeitperiode T1, nachdem das Q2-Gate-Signal entfernt
wird, nicht verändert
wird, die Zeitgebung, bei der sich das erste Schaltelement Q1 einschaltet, in
jedem Fall nach der Zeitperiode T1. Aus diesem Grund wird in dem
Fall einer autonomen Schwingung allgemein, wenn die Last leicht
ist, die Schaltfrequenz hoch. Bei diesem Ausführungsbeispiel kann, wenn eine
leichte Last angelegt wird, eine Erhöhung der Schaltfrequenz unterdrückt werden.
Als ein Ergebnis der Unterdrückung
einer Erhöhung
der Schaltfrequenz kann eine intermittierende Schwingungsoperation,
die bei einer leichten Last eine verschlechterte Antwort bewirkt,
verhindert werden.
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In
dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel
ist der Kondensator C5 in der zweiten Steuerschaltung CT2 vorgesehen.
Der Kondensator C5 weist eine Funktion eines Einstellens von Δt, in 2 gezeigt,
auf. Der Kondensator C5 muss nicht vorgesehen sein. Selbst wenn
der Kondensator C5 nicht vorgesehen ist, kann die Zeit Δt erhalten
werden, da eine parasitäre
Kapazität
in dem Gate-Anschluss des zweiten Elements Q2 vorliegt, unter der
Voraussetzung, dass der Widerstand R5 verbunden ist. Ferner kann,
da das zweite Schaltelement Q2 einen MOSFET aufweist, die parasitäre Diode
zwischen der Source und dem Drain auch statt der Gleichrichtdiode
D1 verwendet werden. Ferner können
statt der kapazitiven Impedanzen C2 an C3 die parasitären Kapazitäten des
ersten und des zweiten Schaltelements Q1 bzw. Q2, die MOSFETs aufweisen,
ebenso verwendet werden.
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4 ist
ein Schaltungsdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung.
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In
Bezug auf die Anordnung unterscheidet sich die Vorrichtung von der
in 1 gezeigten dahingehend, dass ein Phototransistor
PTr2 mit dem Transistor Tr1 in der zweiten Steuerschaltung CT2 verbunden
ist, ein Anschluss LAST zum entsprechenden Eingeben in den Betrag
einer Last vorgesehen ist und eine Photodiode PD2 mit dem Anschluss LAST
verbunden ist. In den Anschluss LAST wird ein Signal L eingegeben,
wenn die Last schwer ist, und ein Signal H wird bereitgestellt,
wenn die Last leicht ist.
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Mit
der oben beschriebenen Anordnung schaltet sich der Transistor Tr1
in der zweiten Steuerschaltung CT2 später ein, wenn die Last schwer
ist, als wenn die Last leicht ist. Entsprechend schaltet sich das
zweite Schaltelement Q2 später
aus. So fließt,
selbst wenn die Last schwer ist, der in 2 durch
c gezeigte Regenerationsstrom. Als ein Ergebnis kann das Null-Spannungsschalten
des ersten Schaltelements Q1 in der Primären für eine schwere Last realisiert
werden. In dem Fall einer leichten Last schaltet sich der Transistor
Tr1 früher
ein. So schaltet sich auch das zweite Schaltelement Q2 früher aus. Als
ein Ergebnis kann der Regenerationsstrom reduziert werden und der
Leitungsverlust, begleitet durch den Regenerationsstrom, kann unterdrückt werden. Entsprechend
wird in 2 die Zeitperiode T1 lang, wenn
die Last schwer ist, und wird kurz, wenn die Last leicht ist. Durch
ein derartiges Entwerfen, dass ein geeigneter Regenerationsstrom
in beiden Fällen fließen kann,
wird die Null-Spannungs-Schaltoperation des ersten Schaltelements
Q1 ermöglicht
und der Leitungsverlust, begleitet durch den Regenerationsstrom,
kann auf ein Minimum gesetzt werden.
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5 zeigt
eine Schaltleistungsversorgungsvorrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel.
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Bei
dieser Schaltleistungsversorgungsvorrichtung ist ein Induktor L
in Serie zu der Primärwicklung
T1 des Transfor mators T geschaltet und eine Serienschaltung, die
einen Kondensator C und ein drittes Schaltelement Q3 aufweist, ist
parallel zu einer Serienschaltung geschaltet, die den Induktor L und
die Primärwicklung
T1 aufweist. Das dritte Schaltelement Q3 weist einen MOSFET auf,
sowie das erste und das zweite Schaltelement Q1 und Q2. Für den Steueranschluss
(Gate) ist eine Steuerschaltung, ähnlich dem ersten Schaltelement
Q1, vorgesehen. Ferner ist eine Vorspannwicklung T5, die die umgekehrte
Polarität
zu derjenigen der Vorspannwicklung T4 aufweist, für den Transformator
T vorgesehen. Eine Ausgabe aus der Vorspannwicklung T5 wird an die
Steuerschaltung für
das oben erwähnte dritte
Schaltelement Q3 angelegt.
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Als
nächstes
wird die Funktionsweise beschrieben. Wenn sich das erste Schaltelement
Q1 einschaltet, wird eine Eingangsspannung Vin an die Primärwicklung
T1 angelegt, was einen Stromfluss in derselben erlaubt, so dass
Energie in dem Transformator T gespeichert wird. Wenn sich das erste
Schaltelement Q1 ausschaltet, wird die Primärwicklungsspannung des Transformators
T invertiert, der Induktor L und der Kondensator C6 beginnen damit,
auf der Primärseite
in Resonanz zu sein, und auf der Sekundärseite wird in dem Transformator
T gespeicherte Energie aus der Sekundärwicklung T2 als ein elektrischer
Strom freigegeben. Dieser Strom wird gleichgerichtet und geglättet, um
eine Ausgangsspannung zu erhalten.
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Wenn
sich das erste Schaltelement Q1 ausschaltet, wird eine Spannung
in der positiven Richtung in der Treiberwicklung T3, die in dem
Transformator vorgesehen ist, erzeugt. Die Spannung wird an den
Steueranschluss (Gate) des zweiten Schaltelements Q2 über den
Kondensator C5 und den Widerstand R5 angelegt. So schaltet sich
das zweite Schaltelement Q2 zum Leiten ein.
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Zu
dieser Zeit sind auf der Primärseite
der Induktor L und der Kondensator C6 in Resonanz, so dass ein Resonanzstrom fließt. Deshalb
weist der Sekundärwicklungsstrom
Is einen bergigen Signalverlauf auf, der einen leichten Gradienten
von dem Null-Strom aufweist und eine maximale Spitze zeigt, d.h.
einen sinusförmigen
Signalverlauf, basierend auf dem Signalverlauf des Resonanzstroms.
Zu dieser Zeit fließt
zuerst ein Strom in der Gleichrichtdiode D1, bewirkt durch das Vorliegen
von Δt,
wie in 2 gezeigt ist. Da der Sekundärwicklungsstrom Is jedoch einen
bergigen Signalverlauf beginnend bei dem Null-Strom aufweist, ist
der Strom, der während Δt in der
Gleichrichtdiode D1 fließt,
sehr klein. Ein Großteil eines
großen
Stroms in der Mitte derselben läuft durch
das zweite Schaltelement Q2 mit einem kleinen Spannungsabfall und
deshalb ist als Ganzes der Gleichrichtverlust ferner verglichen
mit demjenigen der in 1 gezeigten Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
kleiner.
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Die
Funktionsweise der zweiten Steuerschaltung CT2 ist die gleiche wie
diejenige der oben beschriebenen Schaltleistungsversorgungsvorrichtung.
Dies bedeutet, dass zu der Zeit, zu der die Durchlassrichtungsspannung
in der Treiberwicklung T3 erzeugt wird, das Laden des Kondensators
C4 in der Zeitkonstantenschaltung beginnt, bewirkt durch die Durchlassrichtungsspannung.
Wenn die Spannung des Kondensators C4 die Schwellenspannung (etwa
0,6 V) des Transistors Tr1 erreicht, schaltet sich der Transistor
Tr1 ein und das zweite Schaltelement Q2 schaltet sich aus. Wenn
sich das zweite Schaltelement Q2 ausschaltet, wird eine Sperrspannung
an das zweite Schaltelement Q2 und die Gleichrichtdiode D1 angelegt,
die kapazitive Impedanz, die von dem Standpunkt der Gleichrichtdiode D1 äquivalent
ist, und der Wicklungsinduktor des Transformators sind in Resonanz
zueinander. Eine Spannung wird an den Steueranschluss des ersten Schaltelements
Q1 angelegt und das erste Schaltelement Q1 schaltet sich ein. Wie
oben beschrieben ist, werden das erste und das zweite Schaltelement
Q1 und Q2 abwechselnd aus- und angeschaltet, um so eine Zeitperiode,
in der dieselben beide aus sind, einzuschließen, und die Ein schaltzeit
des ersten Schaltelements Q1 wird entsprechend der Ausgangsspannung
gesteuert, wodurch die Ausgangsspannung stabilisiert wird.
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Ferner
werden das erste Schaltelement Q1 und das dritte Schaltelement Q3
durch eine Einstellung oder dergleichen der RC-Konstante der ersten Steuerschaltung,
die mit den Schaltelementen Q1 und Q2 verbunden ist, so gesteuert,
dass die Schaltelemente Q1 und Q3 abwechselnd ein- und ausgeschaltet
werden, was eine Zeitperiode, zu der beide aus sind, umschließt. Die
Polaritäten
der Vorspannwicklungen T4 und T5 sind umgekehrt zueinander. Entsprechend
können
die Konstanten ohne weiteres gesetzt werden, so dass die Schaltelemente
Q1 und Q2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, was eine Zeitperiode,
zu der beide aus sind, umschließt.
Der Induktor L könnte
den Leckinduktor des Transformators T anstatt einer separaten Komponente
aufweisen.
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6 ist
ein Signalverlaufsdiagramm der in 5 gezeigten
Leistungsversorgungsvorrichtung. Hier bezeichnet Vds1 eine Spannung über den
Kondensator C2, der parallel zu dem ersten Schaltelement Q1 geschaltet
ist, Vds2 eine Spannung über
einen Kondensator C7, der parallel zu dem dritten Schaltelement
Q3 geschaltet ist, Id1 einen Strom, der in dem ersten Schaltelement
Q1 fließt,
Id2 einen Strom, der in dem dritten Schaltelement Q3 fließt, Vs eine
Spannung über
den Kondensator C3, der parallel zu der Gleichrichtdiode D1 in der
Sekundären
geschaltet ist, und Is einen Sekundärwicklungsstrom.
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Wie
in der Figur gezeigt ist, weist der Sekundärwicklungsstrom Is einen bergigen
Signalverlauf auf, der eine vorauseilende Flanke, die von dem Null-Strom
startet, aufweist und einen maximalen Spitzenwert zeigt.
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7 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsschaltung
gemäß einem vierten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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Diese
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung führt mit bestimmten Anordnungsunterschieden die
gleiche Wirkungsweise aus wie die in 5 gezeigte
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung. Dies bedeutet, dass der Induktor
L in Serie zu der Primärwicklung
T1 geschaltet ist und die Serienschaltung, die den Kondensator C6
und das dritte Schaltelement Q3 aufweist, parallel zu dem ersten
Schaltelement Q1 geschaltet ist. Die Funktionsweise dieser Schaltung
ist im Grunde die gleiche wie diejenige der in 5 gezeigten
Schaltung.
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8 ist
ein Schaltungsdiagramm einer Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
gemäß einem
fünften
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung.
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Diese
Schaltleistungsversorgungsvorrichtung führt mit bestimmten Anordnungsunterschieden die
gleiche Operation aus wie die Schaltleistungsversorgungsvorrichtung
aus 5. Dies bedeutet, dass der Induktor L bzw. der
Kondensator C6 in Serie zu der Primärwicklung T1 geschaltet sind
und das dritte Schaltelement Q3 parallel zu der Serienschaltung geschaltet
ist, die den Induktor L, den Kondensator C6 und die Primärwicklung
T1 aufweist. Die Funktionsweise dieser Schaltung ist im Grunde die
gleiche wie diejenige der in 5 gezeigten
Schaltung.
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Während bevorzugte
Ausführungsbeispiele der
Erfindung offenbart wurden, werden verschiedene Modi zur Ausführung der
hierin offenbarten Prinzipien als innerhalb des Schutzbereichs der
folgenden Ansprüche
befindlich erachtet. Deshalb wird angemerkt, dass der Schutzbereich
der Erfindung nicht eingeschränkt
sein soll, mit Ausnahme davon, wie in den Ansprüchen dargelegt ist.