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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Mikrowellenofen, bei dem Betriebszustände überwacht und
die Betriebsspannung des Magnetrons stabilisiert wird.
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Im
allgemeinen liefert ein Mikrowellenofen direkt eine Netzwechselspannung
(AC) zu einer Primärwicklung
eines Hochspannungstransformators vom Kerntyp, um eine sekundäre Hochspannung
zu erzielen. Ein Mikrowellenofen wird durch Heizen eines negativen
Glühfadens,
der in einem Magnetron vorgesehen ist, und Liefern einer Hochspannung zum
Magnetron, um das Magnetron zum Schwingen zu bringen, um dadurch
Energie mit sehr hoher Frequenz (VHF) auszustrahlen, betrieben.
Die VHF-Energie wird in eine Wärmeenergie
umgewandelt, wenn sie mit Wasser oder einem Wasser enthaltenden
Objekt (wie z.B. Nahrungsmitteln usw.) innerhalb eines begrenzten
Raums zusammengebracht wird. Die Wärmeenergie wird bei der Durchführung des
Kochens von Nahrungsmitteln verwendet.
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6 ist ein Schaltplan, der
schematisch eine Darstellung eines herkömmlichen Mikrowellenofens zeigt.
Wie darin gezeigt, besteht der herkömmliche Mikrowellenofen aus
einem Spannungsversorgungsteil 51, einem Hochspannungstransformator 53,
der mittels der Spannung, die vom Spannungsversorgungsteil 51 geliefert
wird, eine Hochspannung erzeugt, einem Magnetron 55, das
durch die vom Hochspannungstransformator 53 erzeugte Hochspannung
elektromagnetische Wellen erzeugt, um Nahrungsmittel innerhalb einer
Kochkammer des Mikrowellenofens zu erhitzen, einem Relaisschalter 57, der
die Zufuhr der Spannung und einer Frequenz ein- und abschaltet,
und einem Steuerteil 59, der den Hochspannungstransformator 53,
das Magnetron 55 und den Relaisschalter 57 steuert,
wenn die Spannung vom Spannungsversorgungsteil 51 geliefert wird.
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Wenn
bei dieser Anordnung die Spannung vom Spannungsversorgungsteil 51 geliefert
wird und der Relaisschalter 57 durch die Steuerung des
Steuerteils 59 einschaltet, beginnt ein elektrischer Strom an
der Primärwicklung
des Hochspannungstransformators zu fließen, wodurch an der Sekundärwicklung des
Hochspannungstransformators 53 eine Hochspannung erzeugt
wird. In der Sekundärwicklung
des Hochspannungstransformators 53 werden eine Spannung
mit ein paar Volt zum Heizen von Glühdrähten des Magnetrons 55 und
eine Spannung von Tausenden von Volt, um das Magnetron 55 zum Schwingen
zu bringen, vorgesehen. Um einen Gleichstrom an einen negativen
Pol des Magnetrons 55 anzulegen, ist darin auch ein Gleichrichter-
und Filtermittel zum Gleichrichten und Filtern des elektrischen
Stroms vorgesehen.
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Da
jedoch der Kern des Hochspannungstransformators 53, der
im herkömmlichen
Mikrowellenofen verwendet wird, aus einem Siliziumstahlblech besteht,
ist er schwer und voluminös
und es ist für
Verbraucher unbequem, ihn zu handhaben. Da die Anzahl von Windungen
für die
Sekundärwicklung des
Hochspannungstransformators zunehmen sollte, um vom Hochspannungstransformator 53 eine
Hochspannung zu erzeugen, verursacht dies insofern ein Problem,
dass der Hochspannungstransformator 53 in der Abmessung
weiter zunehmen muss.
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Um
eine Ausgangsspannung von der Sekundärwicklung des Hochspannungstransformators
einzustellen, verwendet der herkömmliche
Mikrowellenofen außerdem
ein Verfahren zum Steuern eines Tastgrades, da es nicht möglich ist,
eine analoge Steuerung von einer niedrigen Ausgangsleistung zu einer
hohen Ausgangsleistung durchzuführen.
Das Tastgrad-Steuerverfahren
steuert die maximale Nennausgangsleistung, die vom Spannungsversorgungsteil 51 geliefert
wird, mit einem Verhältnis
der "Ein"-Zeit und der "Aus"-Zeit des Hochspannungstransformators.
Wenn bei dem Tastgrad-Steuerverfahren
die Ein-Zeit der maximalen Nennausgangsleistung kurz ist und deren
Aus-Zeit lang ist, wird die niedrige Ausgangsleistung erzeugt, wohingegen
die hohe Ausgangsleistung erzeugt wird, wenn die Ein-Zeit der maximalen
Nennausgangsleistung lang ist und deren Aus-Zeit kurz ist. Wenn
die Ausgangsleistung durch das Tastgrad-Steuerverfahren eingestellt wird, besteht
eine große
Temperaturschwankung, die sich auf das Kochen von Nahrungsmitteln auswirkt,
was eine Effizienz beim Kochen vermindern kann und ferner verursachen
kann, dass die Nahrungsmittel schlecht schmecken.
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Die
JP 01 292 790 A offenbart
einen Inverter zur Spannungsversorgung eines Mikrowellenofens. Der
Mikrowellenofen ist gleichstromgespeist und der Inverter weist einen
Transistor auf, der mit einem Hochspannungstransformator und der
Gleichstromquelle in Reihe liegt. Durch Schalten des Transistors wird
am Hochspannungstransformator sekundärseitig eine hohe Wechselspannung
für ein
Magnetron erzeugt. Durch einen Übertrager
wird der Wechselstrom zwischen Hochspannungstransformator und Magnetron
detektiert und ein entsprechender Istwert als Regelgröße einem
Steuerglied zum Schalten des Transistors zugeführt.
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Bei
dem in der
JP 04 198
627 A beschriebenen Mikrowellenofen weist ein Hochspannungstransformator
einen Ferritkern auf, dessen Massestrom mit einem Detektorkreis
erfasst wird. Der erfasste Wert wird ebenfalls wie bei der obigen
Anordnung zur Steuerung eines Transistors herangezogen, der an der
Primärseite
des Hochspannungstransistors den Primärstrom einstellt. Durch den
Abgriff am Ferritkern soll eine Beeinträchtigung der Isolierung des
Hochspannungstransformators vermieden werden.
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Die
DE 26 40 780 A1 offenbart
einen Mikrowellenofen mit einer Energieversorgung für ein Magnetron
umfassend einen Gleichrichter mit Filterfunktion, einen angesteuerten
Wechselrichter und einen Hochspannungstransformator, der die Hochspannung
ans Magnetron anlegt. Der im Primärkreis des Hochspannungstransformators
fliesende Strom wird erfasst und einem Steuersignalgenerator als
Erfassungssignal zugeführt.
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Beim
Mikrowellenofen der
DE
40 40 052 C2 mit einem ähnlichen
Aufbau wie die zuletzt genannte Schrift wird das Tastverhältnis des
an die Primärseite eines
Hochspannungsgenerators angelegten Stroms zur Leistungssteuerung
variiert. Mit einem Sensor wird die Stromzufuhr aus dem Hausnetz überwacht. Weiterhin
wird eine Rückkopplung
zur Überwachung eines
Steuersignals für
den Wechselrichter vorgeschlagen.
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Die
EP 0 498 917 A1 offenbart
einen taktgesteuerten Umrichter mit Strombegrenzung bei dem Feldeffekttransistor
im Primärkreis
eines Transformators durch eine Steuerschaltung angesteuert wird. Die
Steuerschaltung umfasst einen VCO-Oszillator, der durch einen mit
der Sekundärseite
des Transformators verbundenen Rückkoppelzweig
angesteuert wird. Die Spannungsänderung
am VCO-Oszillator erfolgt durch einen Spannungsteiler der mit einem Transistor
verbunden ist, wobei am Gate des Transistors das Rückkoppelsignal
vom Sekundärkreis
anliegt.
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Es
ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Mikrowellenofen vorzusehen,
bei dem eine Leistungssteuerung und -begrenzung auf einfache Weise
implementiert ist.
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Diese
Aufgabe wird mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte
Ausgestaltungen sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Gemäß Anspruch
1 wird ein Mikrowellenofen bereitgestellt mit einem Gleichrichter-
und Filterteil, der eine Netzwechselspannung gleichrichtet und filtert,
einem Steuersignal-Generator (im folgenden als Steuersignal-Generatorteil
bezeichnet), der ein Steuersignal erzeugt; einem Wechselrichter
(im folgenden Wechselrichterteil bezeichnet), der auf der Basis
des Steuersignals vom Steuersignal-Generatorteil die Gleichspannung
vom Gleichrichter- und
Filterteil in eine Wechselspannung umwandelt, einem Hochspannungstransformator,
der Wechselspannung aus dem Wechselrichterteil in eine Versorgungshochspannung
wandelt; einem Magnetron, das auf der Basis der Versorgungshochspannung
vom Hochspannungstransformator elektromagnetische Wellen erzeugt;
und einem Steuerteil, der einen Detektor (im folgenden Detektorteil
bezeichnet) für
die Wechselspannung aufweist und das Anlegen der durch den Wechselrichter
umgewandelten Wechselspannung an den Hochspannungstransformator
sperrt, wenn die Wechselspannung nicht innerhalb eines vorbestimmten
Bereichs liegt. Das Steuerteil verhindert, dass das Steuersignal
in den Wechselrichterteil gelangt, wenn das Steuersignal nicht innerhalb
des vorbestimmten Bereichs liegt. Weitere Merkmale sind in Anspruch
1 angegeben.
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Das
Steuerteil umfasst vorteilhaft einen Ausgabesteuerteil, der eine
Ausgangsleistung des durch den Detektorteil laufenden Steuersignals
steuert.
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Der
Steuerteil umfasst ferner einen Ein-Aus- und Softstarterteil (Ein-Aus-
und Weichstarterteil im Folgenden genannt), der einen Ein-Aus-Vorgang
und einen Weichstartvorgang des Oszillatorteils in Abhängigkeit
von dem Steuersignal steuert.
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Vorteilhaft
verwendet der Ausgabesteuerteil die Widerstandseigenschaft zwischen
einem Drainpol und einem Sourcepol eines Feldeffekttransistors (FET)
zum Steuern der Frequenz.
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Der
Hochspannungstransformator besteht vorteilhaft aus einem Ferritkern,
um einen Verlust einer hohen Frequenz zu minimieren.
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Die
Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es
zeigen:
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1 ein
Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Mikrowellenofens;
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2 einen
detaillierten Schaltplan für 1;
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3 Kurven
für elektrische
Potentiale und Wellenformen von verschiedenen Punkten in 2;
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4 Kurven
für Wellenformen,
die durch Überlappen
von Gleichströmen
(DC) mit einem Quellensignal zum Verbessern eines Leistungsfaktors
erhalten werden;
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5 ein
Kurvenbild, das Betriebseigenschaften eines Detektorteils zeigt;
und
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6 ein
Blockdiagramm eines herkömmlichen
Mikrowellenofens.
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Mit
Bezug auf 1 und 2 besteht
ein erfindungsgemäßer Mikrowellenofen
aus einem Spannungsversorgungsteil 7, der eine Netzwechselspannung
(AC) liefert, einem Gleichrichter- und Filterteil 8, der die
vom Spannungsversorgungsteil 7 gelieferte elektrische Spannung
gleichrichtet und filtert, einem Hochspannungstransformator 24,
der auf der Basis der Netzwechselspannung eine Hochspannung erzeugt,
und einem Magnetron 25, das durch die vom Hochspannungstransformator 24 erzeugte Hochspannung
elektromagnetische Wellen erzeugt.
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Eine
Drossel 9 (siehe 2) und ein
Filterkondensator 10 (ebenfalls siehe 2)
sind mit dem Gleichrichter- und Filterteil 8 verbunden,
um dadurch zu verhindern, daß Rauschen
vom Wechselrichterteil nach außen
ausgelassen wird. Ein Widerstand 19 und ein Filterkondensator 20,
die mit dem Gleichrichter- und Filterteil 8 verbunden sind,
verringern die Hochspannung von ungefähr 310 V, die im Gleichrichter-
und Filterteil 8 gleichgerichtet wird, auf eine Spannung
mit etwa 15 V, um sie als Halbleiteransteuerspannung zu verwenden.
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Der
erfindungsgemäße Mikrowellenofen
besteht ferner aus einem Steuersignal-Generatorteil 26, der
ein Steuersignal erzeugt, und einem Wechselrichterteil 30,
der mit einer Primärwicklung
des Hochspannungstransformators 24 verbunden ist, wobei der
Wechselrichterteil 30 eine Gleichspannung, die durch den
Gleichrichter- und Filterteil 8 gleichgerichtet und gefiltert
wird, auf der Basis des über
den Steuersignal-Generatorteil 26 eingegebenen Steuersignals
in eine hohe Wechselspannung umwandelt. Im Wechselrichterteil 30 ist
ein Resonatorteil 6 vorgesehen, der mit der Primärwicklung
des Hochspannungstransformators 24 in Reihe geschaltet
ist und eine Resonanzoperation ausführt.
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Außerdem besteht
der erfindungsgemäße Mikrowellenofen
auch aus einem Steuerteil 40, der das durch den Resonatorteil 6 des
Wechselrichterteils 30 umgewandelte Steuersignal, wenn
das umgewandelte Steuersignal nicht innerhalb eines vorbestimmten
Bereichs des Steuersignals liegt, so steuert, daß das umgewandelte Steuersignal
innerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt.
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Der
Steuerteil 40 empfängt
das Steuersignal vom Steuersignal-Generatorteil 26 und
stellt fest, ob das Steuersignal innerhalb des vorbestimmten Bereichs
liegt. Wenn festgestellt wird, daß das Steuersignal nicht innerhalb
des vorbestimmten Bereichs liegt, verhindert der Steuerteil 40 das
Anlegen des Steuersignals an den Wechselrichterteil 30.
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Der
Steuerteil 40 ist mit einem D/A-Wandlerteil 2,
der das Steuersignal vom Steuersignal-Generatorteil 26 in
ein analoges Signal umwandelt, einem Detektorteil 5, der
das vom D/A-Wandlerteil umgewandelte Steuersignal erfaßt, um festzustellen,
ob das Steuersignal innerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt,
einem Ausgabesteuerteil 4, der das vom Detektorteil 5 erfaßte Steuersignal
steuert und ausgibt, und einem Oszillatorteil 21, der den
Steuerzyklus des vom Ausgabesteuerteil 4 ausgegebenen Steuersignals
verändert
und es an den Wechselrichterteil 30 anlegt, versehen. Der
Oszillatorteil 21 besteht aus einem Schaltteil 27,
der die Gleichspannung in eine Wechselspannung umwandelt; und der Schaltteil 27 ist
mit einem Paar von Schaltleistungselementen versehen.
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Der
Steuerteil 40 besteht ferner aus einem Ein-Aus- und Weichstarterteil 3,
der einen Ein-Aus- und Weichstartvorgang des Oszillatorteils 21 gemäß dem vom
Steuersignal-Generatorteil 26 eingegebenen Steuersignal
steuert, und einem Niederspannungs-Sperrteil 21, der ein
Stopsignal an den Ein-Aus- und Weichstarterteil 3 und den
D/A-Wandlerteil 2 ausgibt, wenn festgestellt wird, daß die durch den
Spannungsversorgungsteil eingespeiste Netzgleichspannung anormal
ist. Der Steuerteil 40 teilt das vom Steuersignal-Generatorteil 26 erzeugte Steuersignal
und gibt die geteilten Steuersignale in den D/A-Wandlerteil 2 bzw.
den Ein-Aus- und Weichstarterteil 3 ein.
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Der
Fluß des
Steuersignals, das geteilt und in den D/A-Wandlerteil 2 eingegeben wird,
wird genauer beschrieben.
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Das
in den D/A-Wandler 2 eingegebene geteilte Steuersignal
wird in ein analoges Signal umgewandelt und das umgewandelte analoge
Signal wird an den Detektorteil 5 angelegt. Wenn durch
den Steuerteil 40 festgestellt wird, daß das an den Detektorteil 5 angelegte
Steuersignal innerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt, legt der
Steuerteil 40 das Steuersignal an einen Eingangsanschluß des Ausgabesteuerteils 4 an.
Das an den Ausgabesteuerteil 4 angelegte Steuersignal wird
an den Eingangsanschluß des
Oszillatorteils 21 angelegt, vom Oszillatorteil 21 verändert und
dann in den Wechselrichterteil 30 eingegeben. Das in den
Wechselrichterteil 30 eingegebene Steuersignal wird in
die Wechselspannung mit hoher Frequenz umgewandelt und über die
Primär-
und Sekundärwicklungen
des Hochspannungstransformators 24 in das Magnetron 25 geliefert,
wodurch elektromagnetische Wellen erzeugt werden.
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Der
Steuerteil 40 stellt fest, ob das durch den Wechselrichterteil 30 umgewandelte
Steuersignal innerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt. Wenn der Steuerteil 40 feststellt,
daß das
umgewandelte Steuersignal nicht innerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt,
sperrt der Steuerteil 40 das Anlegen des umgewandelten
Steuersignals an das Magnetron 25. Wenn festgestellt wird,
daß das
umgewandelte Steuersignal innerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt, legt
der Steuerteil 40 das umgewandelte Steuersignal über den
Ausgabesteuerteil 4 und den Wechselrichterteil 30 an
das Magnetron 25 an.
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Wenn,
wie vorstehend beschrieben, der Steuerteil 40 ferner feststellt,
daß das
Steuersignal, das durch den D/A-Wandlerteil
läuft,
nicht innerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt, sperrt der Steuerteil 40 das
Anlegen des Steuersignals an den Ausgabesteuerteil 4, wodurch
die Schaltung in stabilerer Weise geschützt wird.
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Da
der Hochspannungstransformator 24 mit einer hohen Frequenz
(etwa 20 kHz) durch die Halbleiterschwingung angesteuert wird, ist
es wirksam, einen Ferritkern zu verwenden, der den Verlust der hohen
Frequenz minimiert, wodurch kein Bedarf besteht, die Anzahl von
Windungen der Sekundärwicklung
des Hochspannungstransformators 24 zu erhöhen. Der
Hochspannungstransformator, der den Ferritkern verwendet, ist im
Vergleich zum Hochspannungstransformator mit herkömmlichem
Kern in der Abmessung und im Gewicht geringer.
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Der
D/A-Wandlerteil 2, der Ein-Aus- und Weichstarterteil 3,
der Oszillatorteil 21, der Ausgabesteuerteil 4 usw.,
die den Steuerteil 40 bilden, werden mit Bezug auf 2 genauer
beschrieben.
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Wenn
die Spannung anfänglich
vom Spannungsversorgungsteil 7 zum Mikrowellenofen geliefert
wird oder wenn sich der Mikrowellenofen im Ruhezustand befindet,
wird das Steuersignal nicht in den Eingangsanschluß eines
Photokopplers 18, der mit dem Steuersignal-Generatorteil 26 verbunden
ist, vom Signalgeneratorteil 26 eingegeben, und daher ist
der Wechselrichterteil 30 nicht in Betrieb. Dies bedeutet,
daß die
Schwingung vom Wechselrichterteil 30 nicht stattfindet.
Um den Wechselrichterteil 30 schwingen zu lassen, sollten
Wellenformen mit Impulsbreitenmodulation (PWM) kontinuierlich über einen
Eingangsanschluß (P1)
des Photokopplers 18 vom Steuersignal-Generatorteil 26 angelegt
werden.
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Die
an den Photokoppler 18 angelegten PWM-Wellen wirken zum
Betreiben (Start der Oszillation) des Wechselrichterteils 30 und
zum Steuern einer Ausgangsleistung des Wechselrichterteils 30 durch
Verändern
der Schwingungsfrequenzen des Oszillatorteils 21 in Abhängigkeit
von Änderungen der
Impulsbreite der PWM-Wellenformen.
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Wenn
die PWM-Wellenformen nicht an den Ein-Aus- und Weichstarterteil 3 angelegt
werden, steuert ein Transistor 306, der den Ein-Aus- und Weichstarterteil 3 bildet,
durch, wobei eine Basis desselben durch einen Widerstand 302 und
einen Kondensator 303 vorgespannt wird. Wenn der Transistor 306 durchsteuert,
wird ein Gatepotential eines Feldeffekttransistors (FET) 310 minimal
und der Widerstand zwischen einem Drainpol und einem Sourcepol des
FET 310 wird unendlich groß. Wenn der Widerstand zwischen
dem Drainpol und dem Sourcepol des FET unendlich groß wird,
führt dies
dazu, daß ein Kondensator 311 vom
Oszillatorteil 21 getrennt wird, wodurch ermöglicht wird,
daß die
Oszillation des Oszillatorteils 21 stoppt. Somit stoppt
der Wechselrichterteil 30 den Betrieb.
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Wenn
im Gegenteil die PWM-Wellenformen an den Ein-Aus- und Weichstarterteil 3 angelegt
werden, wird die Basisvorspannung des Transistors 306 durch
eine Orientierungsdiode 301 abgeleitet, wodurch ermöglicht wird,
daß der
Transistor 306 sperrt. Eine Zenerdiode 304 unterbricht
die restliche Basisvorspannung des Transistors 306, was
ermöglicht, daß der Transistor
den Zustand beibehält.
Wenn der Transistor 306 sperrt, wird ein Filterkondensator 308 über den
Widerstand 305 und den Gatewiderstand 307 langsam
mit einer VCC-Spannung aufgeladen. Folglich wird der Widerstand
zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol des FET 310 langsam
vermindert, und dies führt
dazu, daß der
Schwingkondensator 311 mit dem Oszillatorteil 21 verbunden
wird, wodurch die Oszillation eingeleitet wird.
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Wenn
die PWM-Wellenformen an den Eingangsanschluß des Photokopplers 18 angelegt
werden, werden die Werte der analogen Spannung des D/A-Wandlers 2 in
Abhängigkeit
von der Beziehung zwischen hohen Werten und niedrigen Werten in
den PWM-Wellenformen festgelegt.
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Wenn
der Spannungswert (P2) gesenkt wird, wird der Wert des Widerstandes
zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol des FET 402 erhöht, um zu
ermöglichen,
daß die
Schwingungsfrequenzen gesenkt werden und die Ausgangsleistung des Wechselrichterteils 30 erhöht wird.
Ein Widerstand 201 ist für eine Gatevorspannung des
FET 402 vorgesehen; und die Widerstände 203 und 205 und
ein Kondensator 204 sind Filter vom n-Typ, die digitale PWM-Wellenformen in analoge
Wellenformen umwandeln, die über
einen Gatewiderstand 401 an den FET 310 angelegt
werden.
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Wie
vorstehend beschrieben, ist das Element, das den Oszillatorteil 21 und
den Schwingkondensator 311 koppelt und trennt, der Widerstand
zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol des FET 310. Wenn
der Widerstand zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol hoch ist,
führt dies
dazu, daß der Kondensator 311 eine
niedrigere Kapazität
aufweist, wodurch die Schwingungsfrequenzen erhöht werden. Wenn im Gegenteil
der Widerstand zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol so niedrig
ist, daß er
ignoriert werden kann, findet die Schwingung für die gesamte Kapazität des Kondensators 311 statt.
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Wenn
die Schwingungsfrequenz hoch ist, wird die Ausgangsleistung des
Wechselrichterteils 30 gesenkt. Wenn der Wechselrichterteil 30 zu
schwingen beginnt, ist es somit erwünscht, die Schwingungsfrequenz
so weit wie möglich
zu erhöhen,
um zu ermöglichen,
daß die
Ausgangsleistung minimal ist, und dann die Frequenz langsam zu senken,
bis die gewünschte
Ausgangsleistung erhalten wird, wodurch den verschiedenen elektrischen
Elementen keine Last auferlegt wird. Der Weichstartvorgang berücksichtigt
alle Eigenschaften der Schwingungsfrequenz und des Wechselrichterteils 30.
Die vorliegende Erfindung realisiert den Weichstart durch die Widerstandseigenschaft
zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol des FET 310.
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Nachstehend
wird der Ausgabesteuerteil der vorliegenden Erfindung ausführlicher
beschrieben.
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Der
Oszillatorteil 21 schwingt selbsttätig, wenn ein externer Widerstand
(RT) und ein Kondensator (CT) strukturell verbunden sind, wobei
Gateimpulse der Schaltelemente 22 und 23 erzeugt
werden.
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Die
Schwingungsfrequenz Fo des Oszillatorteils 21 wird durch
die Gleichung Fo = 1/4(1,4·(RT
+ 75)·CT)
erhalten, wobei der externe Widerstand (RT) = Widerstand (404)/{Widerstand
(403) + Widerstand (402) zwischen dem Drainpol
und dem Sourcepol} und der Kondensator (CT) = Kondensator (311).
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Die
Schwingungsfrequenz kann durch Ändern
des Werts des externen Widerstandes (RT) variieren. Der erfindungsgemäße Wechselrichterteil verwendet
die Widerstandseigenschaften zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol
des FET 402, um den externen Widerstandswert zu ändern.
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Die Änderung
der Schwingungsfrequenz zielt zusätzlich zum Steuern der Ausgangsleistung des
Wechselrichterteils 30 auf die Verbesserung eines Leistungsfaktors
des Wechselrichterteils 30 ab. Wenn eine Ausgangsleistung
vom Wechselrichterteil 30 in Anbetracht keiner Verbesserung
des Leistungsfaktors erzeugt wird, wird die Spannung der Sekundärwicklung
des Hochspannungstransformators 24 im Verhältnis zur
Spannung, die über
den Spannungsversorgungsteil geliefert wird, festgelegt. Die gelieferte
Spannung weist eine Wellenform auf, die sich aus der Gleichrichtung
der Netzwechselspannung ergibt, die sekundäre Hochspannung weist auch
dieselbe Wellenform auf wie die gleichgerichtete Wellenform. Folglich
wird das Magnetron 25 in der Nähe der oberen Punkte (90° und 270° des Netzwechselspannungssignals)
der sekundären
Hochspannung betrieben. Umgekehrt stoppt der Betrieb des Magnetrons 25 in
der Nähe
der Nulldurchgangspunkte (0° und
180° des
Netzwechselspannungssignals), da die sekundäre Hochspannung niedrig ist, was
die Lebensdauer des Schwingelements des Magnetrons verkürzt und
den Wirkungsgrad der elektrischen Energie verschlechtert. Daher
ist es bevorzugt, das Schwingelement des Magnetrons mit einer Lasteigenschaft ähnlich jener
des möglichen
Widerstandes über
den gesamten Bereich der Netzwechselspannungs-Wellenformen zu versehen.
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Wie
in 3 gezeigt, die Kurven für elektrische Potentiale und
Wellenformen von verschiedenen Punkten von 2 zeigt,
besteht die Verbesserung des Leistungsfaktors darin zu ermöglichen,
daß das
Magnetron 25 eine gleichmäßige Last über den gesamten Abschnitt
des Wechselspannungssignals aufweist. Es ist jedoch nicht leicht,
daß das
Magnetron 25 unter der nicht linearen Laststruktur eine gleichmäßige Last über den
gesamten Abschnitt des Gleichspannungssignals aufweist, was nur
bei reiner Widerstandslast möglich
ist. Somit sollte zum Betreiben des Magnetrons 25 so, daß es die
gleichmäßigen Lasteigenschaften
aufweist, die Betriebsspannung umgekehrt kalibriert werden.
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Die
umgekehrte Kalibrierung der Betriebsspannung wird durch Senken der
zum Magnetron gelieferten Hochspannung in der Nähe von 90° und 270°, bei denen das Magnetron am
aktivsten betrieben wird, und Verstärken der Hochspannung in der Nähe von 0° und 180°, bei denen
das Magnetron am wenigsten aktiv betrieben wird, bewerkstelligt.
Daher kann ein elektrischer Strom nahe der reinen Widerstandslast
erhalten werden.
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Dioden 11 und 12 sind
Vollweg-Gleichrichterschaltungselemente
zum Erhalten einer Wechselspannungssignal-Wellenform, die zum Verbessern des
Leistungsfaktors und Betreiben des Niederspannungs-Sperrteils 1 erforderlich
ist. Das erhaltene Wellenformsignal wird durch Dämpfungswiderstandselemente 13 und 14 in
eine niedrige Spannung umgewandelt und in das Gate des Ausgabesteuerteils 4 über den
Kondensator 17 übertragen.
Der Kondensator 17 kann nur das Wechselspannungssignal ohne
Senken der Gatevorspannung des Ausgabesteuerteils 4 übertragen,
wodurch ermöglicht
wird, daß sich
der FET 402 immer im betriebsfähigen Bereich befindet.
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Wenn
die Phasenwinkel 90° und
270° sind, wird
die Stärke
der Gatevorspannung (P4) durch Gewichten einer Vorzeichenwelle über die
Bezugsvorspannung (P2) erhalten, so daß der Widerstandswert zwischen
dem Drainpol und dem Sourcepol des FET 402 verändert wird,
was ermöglicht,
daß sich
die Ausgangsleistung des Wechselrichterteils 30 ändert. Das heißt, wenn
die Phasenwinkel 90° und
270° sind,
wird der Widerstandswert zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol
des FET 402 am geringsten und die Schwingungsfrequenz der
Oszillatoreinheit 21 wird folglich maximal, wodurch die
Ausgangsleistung des Wechselrichterteils gesenkt wird. 4 zeigt
Kurven für
Wellenformen von Quellensignalen zum Verbessern des Leistungsfaktors
mit überlappter
Gleichspannung. Wie vorstehend beschrieben, wird die Bezugsquelle
zum Verbessern des Leistungsfaktors aus der Netzwechselspannung
erhalten; und zum Verbessern des Leistungsfaktors wird die Änderung des
Widerstandes zwischen dem Drainpol und dem Sourcepol des FET verwendet.
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Der
Niederspannungs-Sperrteil 1 wird verwendet, um die verschiedenen
Leistungselemente zu schützen,
indem der Betrieb des Wechselrichterteils 30 unterbrochen
wird, wenn die Eingangswechselspannung aufgrund von anormalen Netzleitungen oder
des Niedergangs einer atmosphärischen
Entladung äußerst niedrig
ist. Der Filterkondensator 103 wird mit dem Wechselspannungssignal,
das durch die Dämpfungswiderstände 15 und 16 in
niedrige Spannungen umgewandelt wird, über die Diode 101 des
Niederspannungs-Sperrteils 1 aufgeladen.
Wenn das Wechselspannungssignal, das den Filterkondensator 103 auflädt, niedriger
ist als der vorbestimmte Wert der Zenerdiode 102, ist der
Transistor 104 gesperrt, um die PWM-Wellenformen, die an
den Photokoppler 18 angelegt werden, auszulöschen und
die Schwingung des Wechselrichterteils 30 zu unterbrechen.
Der Photokoppler 18 und der Transistor 104 des
Niederspannungs-Sperrteils 1 sind
miteinander in Reihe geschaltet und somit liegen diese Elemente in
Form einer UND-Verknüpfung,
das heißt
UND, vor, so daß die
Resultierende sperrt, wenn eines von ihnen sperrt.
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Wenn
eine im Resonanzteil 6 erzeugte Resonanzspannung höher ist
als ein vorbestimmter Wert, legt der Detektorteil 5 die
Resonanzspannung an die Basis des Transistors 504 über Spannungsteilerwiderstände 601 und 505 an.
Nachdem ein Emitterwiderstand 503 und ein Ladekondensator 502 mit der
an den Transistor 504 angelegten Resonanzspannung aufgeladen
sind, wird die Resonanzspannung über
die Diode 501 an den Eingangsanschluß des Ausgabesteuerteils 4 angelegt.
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Die
Resonanzspannung des Resonanzteils 6 wird anormal erhöht, da sie
durch Stoßrauschen, das über die
Netzleitung eingeht, beeinflußt
wird. Um die Schaltungen vor dem Stoßrauschen zu schützen, wird
gemäß der vorliegenden
Erfindung durch einen Transistor, der einen Emitter-Boden-Mechanismus verwendet,
die anormale Resonanzspannung in eine normale Spannung umgewandelt
und die umgewandelte normale Spannung wird in den Eingangsanschluß des Ausgabesteuerteils 4 zurückgeführt, wodurch
ermöglicht
wird, daß der
Resonanzteil in einer geschlossenen Schleife arbeitet.
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Wie
in 5 gezeigt, die ein Kurvenbild ist, das Betriebseigenschaften
eines Detektorteils zeigt, wird, bevor der Wechselrichterteil 30 zu
arbeiten beginnt, das heißt,
wenn die zentrale Spannung (P6) des Resonanzteils 6 während der
Unterbrechung des Wechselrichterteils 30 V/2 beträgt, der
optimale Weichstart realisiert. Hier bedeutet "V" die
an einen Kollektor des Schaltleistungselements 22 und einen Resonanzkondensator 602 über eine
Drossel 9 angelegte Gleichspannung. Wenn die Netzwechselspannungsversorgung
220 V beträgt,
beträgt
V etwa 310 V und somit beträgt
V/2 etwa 155 V.
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Um
die Spannung (P6) an den Pegel von V/2 anzupassen, sollte ein Wert
eines Pull-up-Widerstandes 502 gleich einer Summe eines
Werts des Widerstandes 601 und des Widerstandes 505 sein.
Der Wert des Widerstandes 505 ist jedoch so klein, daß er im
Vergleich zum Widerstand 601 ignorierbar ist, der Widerstand 502 weist
denselben Wert auf wie jener des Widerstandes 601, wodurch
ermöglicht
wird, daß die
Gleichvorspannung des V/2-Pegels zum zentralen Punkt (P6) des Resonanzteils 6 geliefert wird.
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Das
Hauptmerkmal des Wechselrichters für den erfindungsgemäßen Mikrowellenofen
besteht darin, durch eine Halbleiterschwingung eine Hochspannung
zu erzeugen und ferner die Stärke
der von der Halbleiterschwingung erhaltenen Hochspannung durch Verändern der
Schwingungsfrequenzen zu verstärken
oder zu verringern. Wenn die Schwingungsfrequenzen verringert werden,
wird der Resonanzstrom erhöht,
wodurch die Hochspannung erhöht
wird. Wenn im Gegenteil die Schwingungsfrequenzen erhöht werden,
wird die sekundäre
Hochspannung gesenkt.
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Die
Ausgangsleistung des Mikrowellenofens, das heißt des Magnetrons, ist proportional
zur Stärke der
sekundären
Hochspannung des Hochspannungstransformators, und daher wird die
Ausgangsleistung des Mikrowellenofens durch Steuern der sekundären Hochspannung
gesteuert.
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Wie
vorstehend dargelegt, ermöglicht
der erfindungsgemäße Mikrowellenofen
eine Präzisionssteuerung
und eine Ausgangsleistungssteuerung durch Zurückführen eines Steuersignals in
den Mikrowellenofen. Durch Erkennen eines anormalen Zustands des
Steuersignals wird das Schaltungssystem geschützt, wodurch die Stabilität desselben
verbessert wird.
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Obwohl
die bevorzugten Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung für
Erläuterungszwecke
offenbart wurden, werden Fachleute erkennen, daß verschiedene Modifikationen,
Zusätze
und Substitutionen möglich
sind, ohne vom Schutzbereich und Gedanken der Erfindung, wie in
den zugehörigen
Ansprüchen
offenbart, abzuweichen.