JP2002075629A - 電子レンジ及びその制御方法 - Google Patents
電子レンジ及びその制御方法Info
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- H05B6/64—Heating using microwaves
- H05B6/66—Circuits
- H05B6/666—Safety circuits
Abstract
回路に入力されることを前もって防止することにより、
回路及びシステムの安定化を図ること。 【解決手段】 常用交流電源を供給する電源と、前記常
用交流電源を整流及び平滑する整流及び平滑部と、前記
整流及び平滑部からの直流電源により高電圧を発生させ
る高圧変圧器と、前記高圧変圧器から高電圧が供給され
て電子波を発生させるマグネトロンと、を有する電子レ
ンジにおいて、制御信号を発生する制御信号発生部と;
前記整流及び平滑部からの直流電源を前記制御信号発生
部からの前記制御信号に基づいて高周波の交流電源に転
換するインバータ部と;前記インバータ部を経て変換さ
れた制御信号が、所定の範囲の内を外れる場合に、前記
変換された制御信号が前記マグネトロンに印加されるこ
とを遮断する制御部と;を含むことを特徴とする。
Description
の制御方法に係り、より詳細には、変換制御信号を制御
することにより、回路の安定化を図ることができる電子
レンジ及びその制御方法に関する。
の1次側に常用交流電源(AC)を直接供給して2次高
電圧を得る。(このような)電子レンジの動作は、マグ
ネトロンに設けられた陰極のフィラメントを加熱し高電
圧を印加して、マグネトロンからの超短波(VHF)エ
ネルギーが放射されることにより行われる。超短波エネ
ルギーは、一定の閉鎖空間で、水分や水分を含んだ対象
物(料理の材料等)と会えば熱エネルギーに変換され、
このような特性を利用することにより電子レンジの料理
が行われる。
略的な回路図である。この図面に示したように、従来の
電子レンジは、電源供給装置51と、電源供給装置51
を通じて供給された電源により高電圧を発生させる高圧
変圧器53と、高圧変圧器53からの高電圧により電子
波を発生させて電子レンジの調理室内の飲食物を加熱す
るマグネトロン55と、電圧供給及び周波数供給等のオ
ン・オフを調節することができるリレー57と、電源供
給装置51から電源が供給された際に高圧変圧器53、
マグネトロン55及びリレー57を制御する制御部59
と、を有する。
電源が供給され、制御部59の制御によりリレー57が
オンされると、その次に、高圧変圧器55の1次側に電
流が流れることにより、高圧変圧器53の2次側に電圧
が発生される。この時に、高圧変圧器53の2次側の捲
線には、マグネトロン55のフィラメントの加熱のため
の数ボルトの電圧とマグネトロンの発振のための数千ボ
ルトの電圧が供給される。一方、マグネトロン55の陰
極に直流を提供するために、整流及び平滑作用を行う整
流及び平滑手段が設けられている。
おいて、鉄心形の高圧変圧器53は、一般の高圧変圧器
で用いる珪素鋼板でコアを作るので、重さが重く、嵩が
大きくて製造コストがアップする。また、高圧変圧器5
3の高出力のためには高圧変圧器53の2次側のコイル
の捲数を増やしなければならないので、高圧変圧器53
のサイズがさらに大きくなるという問題がある。
の調節において、低出力から高出力まで連続して制御す
るアナログ制御を行うことが不可能であるから、デュー
ティサイクル制御方法を用いる。デューティサイクル制
御方法は、電源供給装置51からの最大定格出力をオン
時間とオフ時間の比で制御する方法、即ち、最大定格出
力のオン時間を短くしてオフ時間を長くすれば低出力に
なり、オン時間を長くしてオフ時間が短くすれば高出力
になる方法である。このようなデューティサイクル制御
方法を用いる場合においては、調理物に提供される温度
変異がとても大きいので、調理効率及び食物の味が落ち
ることもある。
変圧器の2次側からの高電圧をアナログ的に連続的に可
変生成することにより、出力調節を容易にすることがで
きる電子レンジに関する。
小形化及び軽量化を実現することができる電子レンジに
関する。
決するため、常用交流電源を供給する電源と、前記常用
交流電源を整流及び平滑する整流及び平滑部と、前記整
流及び平滑部からの直流電源により高電圧を発生させる
高圧変圧器と、前記高圧変圧器から高電圧が供給されて
電子波を発生させるマグネトロンと、を有する電子レン
ジにおいて、制御信号を発生する制御信号発生部と;前
記整流及び平滑部からの直流電源を前記制御信号発生部
からの前記制御信号に基づいて高周波の交流電源に転換
するインバータ部と;前記インバータ部を経て変換され
た制御信号が、所定の範囲の内を外れる場合に、前記変
換された制御信号が前記マグネトロンに印加されること
を遮断する制御部と;を含むことを特徴とする電子レン
ジにより達成される。
前記制御信号が前記所定の範囲を外れる場合に、前記制
御信号が前記インバータ部に印加されることを遮断する
ことが好ましい。
前記制御信号をアナログ信号に変換するD/A変換部
と;前記D/A変換部で変換された前記制御信号を検出
して、前記変換された制御信号が前記所定の範囲内にあ
るか否かを判断する検出部と;前記検出部を経た前記制
御信号の周波数を制御して出力する出力制御部と;前記
出力制御部で出力された前記制御信号を変えて前記イン
バータ部に入力する発振部と;を含むことが効果的であ
る。
発振部のオン・オフを制御し、前記発振部のソフトスタ
ートを制御するオン・オフ及びソフトスタート部をさら
に含むことが好ましい。
が入力される場合に、前記オン・オフ及びソフトスター
ト部と、前記D/A変換部と、にストップ信号を出力し
て、前記オン・オフ及びソフトスタート部と前記D/A
変換部の動作をストップする低電圧オフ部をさらに含む
ことが好ましい。
前記制御信号を分岐して前記D/A変換部と前記オン・
オフ及びソフトスタート部と、に入力することが好まし
く、前記検出部で検出された前記制御信号は前記出力制
御部の入力端に印加されることが望ましい。
のために、電界効果トランジスタのドレーン・ソース間
の抵抗特性を用いることが効果的である。
グして交流電源に変えるスイッチング部を有することが
好ましい。前記発振部は、外部抵抗とキャパシタが接続
されれば発振して前記スイッチング部のゲートパルスを
生ずることが効果的であり、前記発振部の発振周波数が
式Fo(Hz)=1/(1.4*(外部抵抗(Ω)+75)*キャパシタ(F))
であることが好ましい。外部抵抗は、例えば5Ωであ
る。
タートが滑らかに行われるように、電界効果トランジス
タのドレーン・ソース間の抵抗の特性を用いることが好
ましい。
トカップラと直列に接続されて論理積(AND)の形態
で構成されることが効果的である。
フェライトコアで構成されることが好ましい。
た目的は、常用交流電源を供給する電源と、前記常用交
流電源を整流及び平滑する整流及び平滑部と、前記整流
及び平滑部から直流の電源高周波の交流電源に変換する
インバータ部と、前記インバータ部からの交流電源によ
り高電圧を発生させる高圧変圧器と、前記高圧変圧器か
ら高電圧が供給されて電子波を発生させるマグネトロン
と、を有する電子レンジの制御方法において、制御信号
を発生する段階と;前記整流及び平滑部からの直流電源
を高周波の交流電源に転換するように前記制御信号を前
記インバータ部に印加する段階と;前記インバータ部を
経て変換された前記制御信号が所定の範囲の内にあるか
否かを検出する段階と;前記変換された制御信号が前記
所定の範囲を外れる場合に、前記変換された制御信号が
前記マグネトロンに印加されることを遮断する段階と;
を含むことを特徴とする電子レンジの制御方法によって
も達成される。
信号が前記所定の所定の範囲内にあるか否かを判断する
段階と;前記制御信号が所定の範囲を外れる場合に、前
記制御信号が前記インバータ部に印加されることを遮断
する段階;をさらに含むことが好ましい。
発明の実施例を詳しく説明する。
ジの制御ブロック図であり、図2は図1の制御ブロック
図の詳細回路図である。これら図面に示したように、本
発明による電子レンジは、常用交流電源を供給する電源
7と、電源7から供給された電源を整流及び平滑する整
流及び平滑部8と、供給された常用交流電源により高電
圧を発生する高圧変圧器24と、高圧変圧器24で発生
された高電圧により電子波を発生するマグネトロン25
と、を有する。
電源を供給する電源であり、整流及び平滑部8にはリア
クトール(図示せず)と平滑キャパシタが連結されて、
インバータから生ずる騒音が外部に放出されることを防
ぐ。また、整流及び平滑部8と連結されている抵抗19
と平滑キャパシタ20は、整流素子8で整流された約3
10Vの高直流電圧を約15Vの電圧に低めて、半導体
の駆動電源として用いられる。
号を入力する制御信号発生部26と、高圧変圧器24の
1次側のコイルと連結されて整流及び平滑部8から整流
及び平滑された直流電源は制御信号発生部26で入力さ
れた制御信号に基づいて高周波の交流電源に転換するイ
ンバータ部30と、を有する。インバータ部30には高
圧変圧器24の1次側のコイルと直列に接続されて共振
作用を行う共振部6が設けられている。
部を経て変換された制御信号が所定の制御信号の許容範
囲を外れる場合に、変換された制御信号がマグネトロン
25に印加されることを遮断する制御部40が設けられ
ている。
らの制御信号を受けてその制御信号が所定の範囲内にあ
るか否かを判断し、制御信号が所定の範囲を外れると判
断されれば、制御信号がインバータ部30に印加される
ことを遮断する。
6からの制御信号をアナログ信号に変換するD/A変換
部2と、D/A変換部2で変換された制御信号を検出し
てその制御信号が所定の範囲内にあるか否かを判断する
検出部5と、検出部5で検出された制御信号を制御して
出力する出力制御部4と、出力制御部4から出力された
基準制御信号の周波数を変えてインバータ部30に印加
する発振部21と、が設けられている。発振部21は直
流の電源をスイッチングして交流電源に変えるスイッチ
ング部27を有し、このスイッチング部27には一対の
スイッチング電力素子22、23が設けられている。
からの制御信号に基づいて発振部21のオン・オフ及び
ソフトスタートを制御するオン・オフ及びソフトスター
ト部3と、電源7を通じて入力された常用交流電源が異
常電源だと判断されれば、オン・オフ及びソフトスター
ト部3とD/A変換部2にストップ信号を出力する低電
圧オフ部1をさらに有する。制御部40は、制御信号発
生部26からの制御信号を分岐してD/A変換部2とオ
ン・オフ及びソフトスタート部3に夫々入力させる。
号の流れに対して説明する。
ナログ信号に変換されて検出部5に印加され、検出部5
に印加された制御信号が所定の範囲内にあると判断され
れば、出力制御部4の入力端に制御信号を印加する。出
力制御部4に印加された制御信号は発振部21の入力端
に印加され、発振部21で周波数が変わってインバータ
30に入力されて高周波の交流電源に変換されて高圧変
圧器24の1次側及び2次側のコイルを通じてマグネト
ロン25に提供されることにより、電子波を発生させ
る。
ら変換された制御信号が所定の範囲内にあるか否かを再
判断する。制御部40は、変換された制御信号が所定の
範囲を外れる場合に、制御信号がマグネトロン25に印
加されることを遮断する。制御信号が所定の範囲内にあ
ると判断されれば、制御信号は出力制御部4及びインバ
ータ部30を経て、マグネトロン25の作動のために印
加される。
A変換部に印加された制御信号が所定の範囲を外れる場
合においては、出力制御部4の入力端側に制御信号が印
加されることを遮断することができることにより、回路
の安定化を図ることができる。
体の発振による高周波数(約20Khz)で駆動されるの
で、高周波の損失がとても小さいフェライトコアを用
い、2次側のコイルの捲数を増やさなくても構わない。
フェライトコアを用いる高圧変圧器24は、従来の鉄心
形の高圧変圧器と比べて、嵩及び重さが相対的に小さ
い。
換部2、オン・オフ及びソフトスタート部3、発振部2
1、出力制御部4等の夫々の構成要素に対して、図2を
参照しながら詳しく説明する。
が入力される場合、または、電子レンジが使用待機中で
ある場合には、信号発生部26から、信号発生部26と
連結されたフォトカップラ18の入力端に、信号が入力
されないので、インバータ部30はストップしている。
インバータ部30が停止していると言うのは、インバー
タ部30の発振がストップしていることを意味する。イ
ンバータ部30が発振するためには、信号発生部26か
らフォトカップラ18の入力端PIを通じて連続的なP
WM波形を印加しなければならない。
形は、インバーター部30をオン(発振開始)させる作
用と、PWM波形のパルス幅の変化によって発振部21
の発振周波数を変える作用、即ち、インバータ部30の
出力を調節する作用をする。
ト部3に印加されない時に、オン・オフ及びソフトスタ
ート部3を構成するトランジスタ306は、抵抗302
と、キャパシタ303によりベース(BASE)バイア
ス(BIAS)が掛かってターンオンの状態になる。
トランジスタ306がターンオンの状態になると、電界
効果トランジスタ310のゲート(GATE)の電位は
最低になり、電界効果トランジスタ310のドレーン・
ソース間の抵抗は無限大になる。即ち、電界効果トラン
ジスタ310のドレーン・ソース間の抵抗が無限大にな
れば、キャパシタ311が発振部21から分離されたこ
とと同一の結果になって発振部21の発振がストップし
た状態、即ち、インバータ部30がオフ状態を維持す
る。
オフ及びソフトスタート部3にPWM波形が印加される
と、方向ダイオード(Orinetation Diode)301を通
じてトランジスタ306のベースバイアスが抜け出し
て、トランジスタ306がオフ状態になる。ジーナーダ
イオード304はトランジスタ306のベースに残留し
たバイアスを遮断してトランジスタ306がオフ状態に
なるようにする。トランジスタ306がオフになると、
抵抗305とゲート抵抗307を通じてVCC電圧がゆっ
くり平滑キャパシタ308に充電される。これにより、
電界効果トランジスタ310のドレーン・ソース間の抵
抗がゆっくり減少され、発振キャパシタ311と発振部
21が結合されたことと同一な結果になって、発振が始
まる。
M波形が印加されれば、D/A変換部2のアナログ電圧
値P2は、PWM波形のハイ(HIGH)値とロー(L
OW)値との周期比の関係によって決まる。電圧値P2
が低まる場合には、電界効果トランジスタ402のドレ
ーン・ソース間の抵抗値が高まって、発振周波数が低ま
り、インバータの出力は高まる。抵抗201は電界効果
トランジスタ402のゲートバイアスの電圧用であり、
抵抗203、205とキャパシタ204はπ形フィルタ
として、ディジタルに変換されたPWM波形をアナログ
に変換してゲート抵抗401を通じて電界効果トランジ
スタ310に加える。
0のドレーン・ソース間の抵抗によって、発振部21と
発振キャパシタ311との結合及び分離が行われる。ド
レーン・ソース間の抵抗が高ければ、キャパシタ311
の容量が小さいことと同一状態になるので、発振周波数
が高くなる。これに対して、ドレーン・ソース間の抵抗
が無視できるくらいに低い場合には、キャパシタ311
が有する全ての容量に対して発振が行われる。
の出力は減る。従って、インバータ部30が発振を始め
る時には、できるだけ高周波数で始め、出力が最小にな
った後、ゆっくりに周波数を低めて所望する出力状態に
なるようにすれば、各種の電力素子に無理がかからな
い。このような、発振周波数とインバータ部30の特性
を考慮したことをソフトスタートという。本発明では、
電界効果トランジスタ310のドレーン・ソース間の抵
抗特性を用いることにより、滑らかなスタートを実現す
る。
的に説明する。
ャパシタCTが接続すれば、自ずから発振してスイッチ
ング素子22、23のゲートパルスを作り出す。
*(RT+75)*CT)であり、外部抵抗RT=抵抗404/{抵
抗403+ドレーン・ソース間の抵抗402}であり、
キャパシタCT=キャパシタ311である。
T値を変えることにより可能であり、本発明によるイン
バータ部においては、外部抵抗値を変えるために電界効
果トランジスタ402のドレーン・ソース間の抵抗の特
性を用いる。
部30の出力を制御する目的以外にも、力率(POWE
R FACTOR)を改善しようとする目的を有してい
る。力率の改善に対して考慮をしなかったインバータ部
30からの出力において、高圧変圧器24の2次側から
の高電圧は電源を通じて供給された供給電圧に比例して
その大きさが定まる。供給電圧は常用交流電源を整流し
た波形であるので、2次側からの高電圧も整流した波形
のような波形になる。従って、マグネトロン25は2次
側からの高電圧の上点(Top Point)(常用交流信号の
90°と270°)の付近だけで作動する。また、それ
以外のゼロクロッシング(常用交流電源の0°と180
°)の付近では2次側からの高電圧が低いので動作がス
トップする。
させるだけでなく、マグネトロンの発振管の寿命にも深
刻な支障を招来する。従って、マグネトロンの発振管の
動作は、常用交流電源の波形の全ての区間に亙って生じ
得る抵抗と類似した負荷特性を有するようにすることが
一番理想的である。
示したグラフである。この図面に示したように、力率を
改善した動作というのは、マグネトロン25が交流信号
の全ての区間亙って均等な負荷特性を有することであ
る。交流信号の全区間に亙って均等な負荷特性を有する
ようにすることは、純粋な抵抗負荷だけの場合には可能
であるが、マグネトロン25のような非線型の負荷構造
では容易ではない。従って、マグネトロン25が均等な
負荷特性を有するように動作させるためには、人為的に
動作電圧を逆補正しなければならない。
ン25の効率が最も高い位相である90°と270°の
付近ではマグネトロン25に印加される高電圧を低め、
効率が低い位相である0°と180°の付近では高電圧
を高めることである。以上のように、マグネトロン25
に印加する高電圧を、負荷特性と正反対の大きさで補正
して供給することにより、結果的には、純粋な抵抗負荷
に近い電流消費が行われる。
圧オフ部1の動作に必要な交流信号波形を得るための全
波整流の回路素子であり、ここで得た波形信号は減衰抵
抗13、14により低電圧に変わってキャパシタ17を
通じて出力制御部4のゲートに伝達される。キャパシタ
17は出力制御部4のゲートバイアス電圧P4をそのま
まにして交流信号だけを伝達することにより、電界効果
トランジスタ402が常に活動領域にあるようにする。
ートバイアス電圧P4の大きさは、基本バイアス電圧P
2値にサイン波が重畳されて印加され、これによって、
電界効果トランジスタ402のドレーン・ソース間の抵
抗値が変化してインバータ部30の出力が可変される。
即ち、位相が90°と270°である時には、電界効果
トランジスタ402のドレーン・ソース間の抵抗が最小
になって発振装置21の発振周波数は最高になり、イン
バータの出力は低まる。
直流を重畳した波形を示したグラフである。本発明にお
いては、力率を改善するための基本ソースを常用交流電
源から得ており、力率を改善するための動作は電界効果
トランジスタのドレーン・ソース間の抵抗の変化を利用
している。
雷等によって交流入力電圧が極めて低まる場合、インバ
ータ部30の動作をストップさせて各種の電力素子を保
護するための目的として用いられる。減衰抵抗15、1
6により低電圧に変わった交流信号は低電圧オフ部1の
ダイオード101を通じて平滑キャパシタ103に充電
される。平滑キャパシタ103に充電された交流信号は
ジーナーダイオード102の設定値以下になれば、トラ
ンジスタ104をオフしてフォトカップラ18に供給さ
れるPWM波形を無効化させて、インバータ部30の発
振をストップさせる。フォトカップラ18と低電圧オフ
部1のトランジスタ104は直列に接続され、これら二
つの素子は相互論理積(AND)の形態でなっているの
で、いずれか一つがオフになれば、結果はオフになる。
一定値以上になると、分圧抵抗601、505を通じて
トランジスタ504のベースに印加する。トランジスタ
504に印加された共振電圧はエミッタ抵抗503と充
電キャパシタ502に充電された後、ダイオード501
を通じて出力制御部4の入力端に印加される。共振部6
の共振電圧が非定常的に上昇する理由は、電源線を通し
て入るサージ騒音に影響を受けるためである。
て、本発明においては、異常共振電圧をエミッタ−フォ
ロワ(Emitter−Follower)方式のトラ
ンジスタを通じて変換して、出力制御部4の入力端にフ
ィードバックさせることによって、閉ループ動作が行わ
れるようにしている。
である。図面に示したように、インバータ部30の動作
が始まる前に、即ち、インバータ部30の動作停止中に
共振部6の中点電圧P6がV/2である時に、最適なソ
フトスタートを実現する。Vはリアクトール9を通じて
スイッチング電力素子22のコレクタと共振キャパシタ
602に印加される直流電圧を意味し、常用交流電源が
220Vであれば、Vは約310Vであるから、V/2
は約155Vになる。
は、プルアップ(Pull−Up)抵抗602の値が、
抵抗601の値と抵抗505の値を足した値と一致する
ようにしなければならない。ところが、抵抗505は抵
抗601に比べてとても小さい値を有して無視されるの
で、抵抗601と同一の値を取ることによって、共振装
置6の中点P6にV/2水準の直流バイアスが掛かるよ
うにする。
一番の特性は、半導体の発振によって、高電圧を生成す
ることであり、半導体の発振による高電圧の大きさは、
発振周波数を可変させることにより、自由に高めたり低
めたりすることができる。発振周波数を低めれば、共振
電流が増えて2次側からの高電圧が上昇し、これに対し
て、発振周波数を高めれば、2次側からの高電圧は低ま
る。
らの出力は高圧変圧器の2次側からの高電圧の大きさに
比例するので、2次側からの高電圧を制御することが電
子レンジの出力を制御することである。
制御信号の許容範囲外の変換制御信号が回路に入力され
ることを前もって防止することにより、回路及びシステ
ムの安定化をさらに向上させることができる。また、許
容範囲外の基準制御信号が出力制御部に入力されること
も前もって防止することができる。
信号をフィードバックして提供することにより、精密制
御及び出力調節をすることができる。従って、制御信号
の異常状態を検出して回路を保護し、システムの安定化
を図ることができる電子レンジが提供される。
より、取り扱いやすく、従来の鉄心形高圧変圧器よりも
小資源で高出力を実現することができるので、相対的に
コストダウンの効果がある。
ック図である。
グラフである。
畳した波形を示したグラフである。
ブロック図である。
Claims (16)
- 【請求項1】 常用交流電源を供給する電源と、前記常
用交流電源を整流及び平滑する整流及び平滑部と、前記
整流及び平滑部からの直流電源により高電圧を発生させ
る高圧変圧器と、前記高圧変圧器から高電圧が供給され
て電子波を発生させるマグネトロンと、を有する電子レ
ンジにおいて、 制御信号を発生する制御信号発生部と;前記整流及び平
滑部からの直流電源を前記制御信号発生部からの前記制
御信号に基づいて高周波の交流電源に転換するインバー
タ部と;前記インバータ部を経て変換された制御信号
が、所定の範囲を外れる場合に、前記変換された制御信
号が前記マグネトロンに印加されることを遮断する制御
部と;を含むことを特徴とする電子レンジ。 - 【請求項2】 前記制御部は、 前記制御信号発生部からの前記制御信号が前記所定の範
囲を外れる場合に、前記制御信号が前記インバータ部に
印加されることを遮断することを特徴とする請求項1に
記載の電子レンジ。 - 【請求項3】 前記制御部は、 前記制御信号発生部からの前記制御信号をアナログ信号
に変換するD/A変換部と;前記D/A変換部で変換さ
れた前記制御信号を検出して、前記変換された制御信号
が前記所定の範囲内にあるか否かを判断する検出部と;
前記検出部を経た前記制御信号の周波数を制御して出力
する出力制御部と;前記出力制御部で出力された前記制
御信号の周波数を変えて前記インバータ部に入力する発
振部と;を含むことを特徴とする請求項2に記載の電子
レンジ。 - 【請求項4】 前記制御部は、前記制御信号に従って前
記発振部のオン・オフを制御しかつ前記発振部のソフト
スタートを制御するオン・オフ及びソフトスタート部を
さらに含むことを特徴とする請求項3に記載の電子レン
ジ。 - 【請求項5】 前記制御部は、前記電源を通じて異常電
源が入力される場合に、前記オン・オフ及びソフトスタ
ート部と、前記D/A変換部と、にストップ信号を出力
して前記オン・オフ及びソフトスタート部と前記D/A
変換部の動作をストップする低電圧オフ部をさらに含む
ことを特徴とする請求項4に記載の電子レンジ。 - 【請求項6】 前記制御部は、前記制御信号発生部から
の前記制御信号を分岐して前記D/A変換部と前記オン
・オフ及びソフトスタート部と、に入力することを特徴
とする請求項4又は請求項5に記載の電子レンジ。 - 【請求項7】 前記検出部で検出された前記制御信号は
前記出力制御部の入力端に印加されることを特徴とする
請求項3に記載の電子レンジ。 - 【請求項8】 前記出力制御部は、前記外部抵抗値の変
更のために、電界効果トランジスタのドレーン・ソース
間の抵抗特性を用いることを特徴とする請求項7に記載
の電子レンジ。 - 【請求項9】 前記発振部は、前記直流電源をスイッチ
ングして交流電源に変えるスイッチング部を有すること
を特徴とする請求項3に記載の電子レンジ。 - 【請求項10】 前記発振部は、外部抵抗とキャパシタ
が接続されれば発振して前記スイッチング部のゲートパ
ルスを生ずることを特徴とする請求項9に記載の電子レ
ンジ。 - 【請求項11】 前記発振部の発振周波数が式Fo=1/(1.
4*(外部抵抗+75)*キャパシタ)であることを特徴とする
請求項10に記載の電子レンジ。 - 【請求項12】 前記オン・オフ及びソフトスタート部
はスタートが滑らかに行われるように、電界効果トラン
ジスタのドレーン・ソース間の抵抗の特性を用いること
を特徴とする請求項4に記載の電子レンジ。 - 【請求項13】 前記低電圧オフ部は、トランジスタが
フォトカップラと直列に接続されて論理積(AND)の
形態で構成されることを特徴とする請求項5に記載の電
子レンジ。 - 【請求項14】 前記高圧変圧器は、高周波の損失が小
さいフェライトコアで構成されることを特徴とする請求
項1に記載の電子レンジ。 - 【請求項15】 常用交流電源を供給する電源と、前記
常用交流電源を整流及び平滑する整流及び平滑部と、前
記整流及び平滑部から直流の電源高周波の交流電源に変
換するインバータ部と、前記インバータ部からの交流電
源により高電圧を発生させる高圧変圧器と、前記高圧変
圧器から高電圧が供給されて電子波を発生させるマグネ
トロンと、を有する電子レンジの制御方法において、 制御信号を発生する段階と;前記整流及び平滑部からの
直流電源を高周波の交流電源に転換するように前記制御
信号を前記インバータ部に印加する段階と;前記インバ
ータ部を経て変換された前記制御信号が所定の範囲内に
あるか否かを検出する段階と;前記変換された制御信号
が前記所定の範囲を外れる場合に、前記変換された制御
信号が前記マグネトロンに印加されることを遮断する段
階と;を含むことを特徴とする電子レンジの制御方法。 - 【請求項16】 前記インバータ部に印加する制御信号
が前記所定の範囲内にあるか否かを判断する段階と;前
記制御信号が所定の範囲を外れる場合に、前記制御信号
が前記インバータ部に印加されることを遮断する段階;
をさらに含むことを特徴とする請求項15に記載の電子
レンジの制御方法。
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