DE3049863C2

DE3049863C2 - Induktionsheizgerät zum Erwärmen von metallenen Kochgefässen

Info

Publication number: DE3049863C2
Application number: DE19803049863
Authority: DE
Inventors: Mitsuyuki Minoo Osaka Kiuchi; Takumi Neyagawa Osaka Mizukawa
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1979-09-17
Filing date: 1980-09-12
Publication date: 1985-02-28
Also published as: GB2073967B; AU529409B2; CA1160297A; US4467165A; DE3049863T1; WO1981000801A1; GB2073967A

Description

Die Erfindung betrifft ein Induktionsheizgerät gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

In der DE-OS 29 25 308 ist ein derartiges Induktionsheizgerät vorgeschlagen, bei dem mit dem Kollektor des den Wechselrichterbetrieb steuernden Schalttransistors ein Nullspannungsdetektor verbunden ist. Der Nullspannungsdetektor gibt bei Ermittlung eines Nullspannungswerts einen Steuerimpuls an einen Rampengenerator 47 ab, dessen Ausgangsspannung mit einem die Eingangsleistung des Geräts darstellenden Signal mittels eines Vergleichers verglichen wird. Das Vergleicher-Ausgangssignal wird seinerseits über eine UND-Schaltung dem Schalttransistor zugeführt. Da die Eingangsleistung des Geräts der lastabhängig abgegebenen Leistung im wesentlichen proportional ist, wird folglich die abgegebene Leistung für ein jeweiliges Kochgefäß mittels dieser Rückkopplungsschleife auf einen konstanten Wert geregelt Zur benutzerabhängigen Leistungssteuerung wird ein zweiter Impulszug variablen Tastverhältnissen erzeugt, dessen Frequenz sehr viel geringer als die Schwingfrequenz ist und der dem zweiten Eingang des UND-Glieds, das das Vergleicher-Ausgangssignal empfängt, zu dessen Steuerung zugeführt wird. Bei dem vorgeschlagenen Induktionsheizgerät sind die vom Benutzer minimal einstellbaren Leistungswerte allerdings auf relativ hohe Pegel beschränkt. Dies liegt darin begründet, daß bei geringen Leistungen die Leitdauer des Schalttransistors gering und die in der Induktionsheizspule gespeicherte Energie damit nicht ausreichend ist, eine Schwingung mit großer Amplitude zu erzeugen, die zu einem Nulldurchgang führt Wird daher die Kollektorspannung des Schalltransistors mit dem Nullspannungspegel verglichen, so tritt bei geringen eingestellten Leistungswerten kein Ausgangssignal des Nullspannungsdetektors auf, so daß die Zeitsteuerung und damit die Leistungsregelung versagt. Weiterhin kann bei dem bekannten Gerät aufgrund der intermittierenden Wechselrichteransteuerung erhebliches Flackern der an dasselbe Netz wie das Induktionsheizgerät angeschlossenen Lampen auftreten.

Weiterhin ist es bekannt, die Wechselrichterleistung durch Verändern der den Wechselrichter speisenden Gleichspannung zu steuern. Hierzu ist jedoch hoher Geräteaufwand erforderlich. Demgegenüber ist bei Verwendung eines Thyristors zur Steuerung des Wechselrichters die obere Grenze der noch steuerbaren Leistung durch den zulässigen Überstrom und die verkraftbare Obergrenze des Thyristorpotentials begrenzt, so daß kein weiter Leistungssteuerbereich möglich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Induktionsheizgerät gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 derart auszubilden, daß sein Einstellbereich zu kleineren Leistungswerten hin erweitert ist.

Diese Aufgabe wird mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 genannten Merkmalen gelöst.

Mit den erfindungsgemäßen Maßnahmen wird erreicht, daß das Gerät auch noch bei sehr geringen eingestellten Leistungen zuverlässig arbeitet, da anstelle des festen Nullspannungsvergleichs nunmehr der Nulldurchgangspunkt der an der Induktionsheizspule auf-

tretenden Spannung, der auch bei geringen Leistungswerten stets auftritt, ermittelt und dieser Meßwert in dem impulsbreitenmodulierenden Steuerimpulsgenerator zur Erzeugung eines entsprechenden Basisimpulses umgesetzt wird. Das erfindungsgemäße Induktionsheizgerät ermöglicht beispielsweise eir»e kontinuierliche Leistungssteuerung im Bereich von 5OW bis 1500W, wobei verhältnismäßig geringer Schaltungsaufwand erforderlich ist Zudem können mit dem erfindungsgemäßen Aufbau Flacker- oder Flimmererscheinungen von Lampen zuverlässig vermieden werden, die von derselben Wechselspannungsversorgungsquelle gespeist werden. Dies liegt u. a. darin begründet, daß der impulsbreitenmodulierende Steuerimpulsgenerator nicht länger eine mehr oder weniger große Anzahl von Steuerimpulsen aus der Basisimpulsfolge ausblendet, sondern vielmehr die Impulsbreite der Basissteuerimpulse entsprechend moduliert.

Als Ergebnis der erfindungsgemäßen Maßnahmen stellt sich weiter ein, daß die Frequenz der Schwingungen der die Induktionsheizspule enthaltenden Resonanzschaltung umgekehrt proportional zur Größe des manuell einstellbaren Leistungssteuersignals ist, so daß auch bei geringen eingestellten Leistungen die Schwingfrequenz oberhalb des hörbaren Bereichs ist und demzufolge keine akustischen Störungen verursacht Darüber hinaus sind hierbei die Schaltverluste und die Belastungen des Schalttransistors auf ein Mindestmaß herabgesetzt, so daß ein verhältnismäßig einfacher kompakter Transistor verwendbar ist

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

So ermöglicht die Weiterbildung gemäß Anspruch 2 eine exakte Erfassung des Unterschieds zwischen der aufgenommenen Eingangsleistung und der eingestellten gewünschten Ausgangsleistung und die Abgabe eines entsprechenden Signals an den Steuerimpulsgenerator zur entsprechenden Impulsbreitenmodulation.

Mit der Ausgestaltung gemäß Anspruch 3 wird zusätzlich die Differenz zwischen der tatsächlichen und der eingestellten Ausgangsleistung erfaßt und das kleinere der beiden Differenzsignale dem Steuerimpulsgenerator zugeführt. Dies ermöglicht einen langsamen Anlauf des Wechselrichters beim Einschalten, so daß Stromstöße und dergleichen vermeidbar sind.

Die Weiterbildung gemäß Anspruch 4 erlaubt aufgrund der Verwendung eines extern synchronisierten Sägezahngenerators eine Veränderung der Leitperiode des Schalttransistors und damit der Wechselrichter-Ausgangsleistung in einem weiten Bereich.

Die Vorgabe von oberen und unteren Grenzen für das Leistungssteuersignal gemäß Anspruch 5 stellt darüber hinaus sicher, daß der Schalttransistor nur in zulässigen Bereichen betrieben wird.

Mit den erfindungsgemäßen Maßnahmen läßt sich somit nicht nur ein Wechselrichterbetrieb hoher Stabilität, sondern auch ein schnelles Ansprechen auf eine Neueinstellung der kontinuierlich veränderbaren gewünschten Leistung ohne Lampenflackern und bei verhältnismäßig einfacher Steuerschaltung erzielen, ohne daß Überlastungen des Schalttransistors auftreten können.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des Induktionsheizgeräts;

Fig. 2 ein ausführliches Schaltbild des Induktionsheizgeräts nach Fig. 1;

F i g. 3 ein Kurvenformdiagramm des Geräts bei hoher Ausgangsleistung;

F i g. 4 ein Kurvenformdiagramm des Geräts bei niedriger Ausgangsleistung;

Fig.5 ein Kurvenformdiagramm, das den Zusammenhang zwischen der Transistorspannung Vce und der Spulenspannung Vl veranschaulicht;

Fig. 6 ein Kurvenformdiagramm, das die mit der Eingangswechselspannung modulierte Wechselrichter-ο Kurvenform darstellt; und

Fig.7 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Detektorschaltung des Geräts.

Bei dem Induktionsheizgerät gemäß F i g. 1 wird Wechselstromenergie aus einer Wechselspannungsversorgungsquelle 1 in einem Gleichrichter 2 in Gleichstromenergie umgesetzt Die Gleichstromenergie des Gleichrichters 2 wird an eine Wechselrichterschaltung 3 abgegeben, die die Gleichstromenergie in Hochfrequenzenergie umsetzt Die Wechselrichterschaltung 3 weist eine Schutzdrossel 30 und einen Eingangskondensator 31 auf, die in Reihe an den Gleichrichter 2 angeschlossen sind. Parallel zu dem Kondensator 31 ist eine Reihenschaltung aus einer Induktionsspule 32 und einem für höhere Leistung ausgelegten Schalttransistor 33 geschaltet Zur Bildung eines Halbleiter-Leistungsschaltblock:; ist dem Schalttransistor 33 eine dämpfende Diode 34 antiparallel geschaltet Zur Induktionsheizspule 32 liegt ein Schwingkondensator 35 parallel, der mit dieser auch in Reihe geschaltet sein kann, um das Schwingen des Wechselrichters bei einer Resonanzfrequenz zu ermöglichen.

Weiterhin ist eine Steuerschaltung vorgesehen, die folgendes aufweist:
Die am Eingangskondensator 31 entwickelte Spannung Vdc und die Spannung Vce am Kollektoi des Transistors 33 werden an einen Spannungsvergleicher 40 angelegt, der erfaßt, wenn die Kollektorspannung V_Ce niedriger als die Kondensatorspannung Vdc wird, und bewirkt, daß eine Zeitsteuerschaltung 41 einen Synchronisierimpuls an einen impulsbreitenmodulierenden Steuerimpulsgenerator 42 zur Erzeugung eines dem Schalttransistor 33 zuführbaren Basisansteuerungssignals abgibt Das Ausgangssignal des Steuerimpulsgenerators 42 wird über ein Sperrschaltglied 43 an eine Treiberschaltung 44 angelegt. Die Treiberschaltung 44 speist den Schalttransistor 33 mit einem Vorwärts-Basisstrom h\ und einem Gegen-Basisstrom Ib2- Der Steuerimpulsgenerator 42 steuert die Leitperiode des Schalttransistors 33 entsprechend den Betriebsschaltungsparametern, die die Eingangs- und Ausgangsleistungspegel der Wechselrichterschaltung 3 darstellen. Der Eingangsleistungspegel wird mittels eines Stromwandlers 45, der den Eingangsstrom der Wechselrichterschaltung 3 erfaßt, und eines Eingangsleistungsdetektors 46 ermittelt, der den erfaßten Eingangsstrom in ein entsprechendes Spannungssignal umsetzt. Das Ausgangssignal des Eingangsleistungsdetektors 46 wird an einen ersten Differenzverstärker 47 für einen Vergleich mit einem Ausgangssignal einer Leistungswählvorrichtung 48 angelegt, um den Unterschied zwischen diesen zu ermitteln. Das Ausgangssignal des ersten Differenzverstärkers 47 wird an ein ODER-Glied 49 angelegt.

Andererseits liegt die Kollektorspannung Vce an einer Kollektorspannungs-Detektorschaltung 50 an, die die Spannung Vce oder einen Spitzenwert Vcp ermittelt und die ermittelte Spannung an einen zweiten Differenzverstärker 51 für einen Vergleich mit einem Signal einer Einstellschaltung 52 abgibt, der den Unterschied

erfaßt. Das Differenzsignal wird an das ODER-Glied 49 angelegt. Das ODER-Glied 49 läßt diejenige Eingangsspannung, die niedriger ist als das andere Signal, zu einem Begrenzer 53 und weiter zu dem Steuerimpulsgenerator 42 durch. Der Begrenzer 53 dient dazu, den Bereich der Leitperiode des Transistors 33 durch Einstellen des Minimalwerts und des Maximalwerts einzuschränken. Das hinsichtlich der Impulsbreite modulierte Signal wird von dem Sperrschaltglied 43 durch ein Signal einer Einschaltsperrungs-Steuerschaltung 54 ge- ι ο sperrt, um den Wechselrichterbetrieb einzuleiten oder zu beenden. Während der Wechselrichter-Einschaltperioden wird die Impulsdauer auf einen Minimalwert eingestellt.

Fig.2 zeigt Einzelheiten der Steuerschaltung nach F i g. 1. Der Spannungsvergleicher 40 enthält einen Vergleicher 400 mit einem Eingangsanschluß, an dem die Gleichspannung Vpe über einen aus Widerständen 401a und 4016 gebildeten Spannungsteiler anliegt und einem weiteren Eingangsanschluß, dem die Kollektorspannung Vce über einen aus Widerständen 402a und 4026 gebildeten Spannungsteiler zugeführt wird. Die Kurvenformen der Spannungen Vce, Vocund der Ausgangsspannung Vr des Vergleichers 40 sind in F i g. 3 dargestellt.

Die Zeitsteuerschaltung 41 erfaßt mit Hilfe eines Differenzierkondensators 410 und eines Differenzierwiderstands 411 den Vorderflanken-Obergang des Signals V_c und erzeugt unter Nutzung des Schwellenpegels eines Inverters 412 ein Ansteuersignal Vt am Ausgangsan-Schluß einer Diode 413. Der Steuerimpulsgenerator 42 weist einen Vergleicher und einen Sägezahngenerator der extern synchronisierten, selbstschwingenden Ausführung auf. Der Sägezahngenerator weist einen Vergleicher 420 mit offenem Kollektor auf. Das Potential am Positiv-Eingangsanschluß des Vergleichers 420 ist durch Verändern einer Spannung bestimmt die entsprechend dem EIN-AUS-Zustand des Ausgangstransistors des Vergleichers 420 durch ein aus Widerständen 421a und 421 b gebildetes Spannungsteilernetzwerk und ein durch Widerstände 422a und 4226 gebildetes Spannungsteilernetzwerk eingestellt ist Im einzelnen wird beim Ausschaltzustand des Vergleicherausgangstransistors ein Kondensator 425 über einen durch Widerstände 422a und 423a gebildeten Schaltkreis geladen; wenn dieser Transistor im Einschaltzustand ist, wird der Kondensator 425 über einen durch einen Widerstand 4236 und eine Diode 424 gebildeten Weg entladen. Die an dem Kondensator 425 entwickelte Spannung ist die Sägezahnspannung Vr. Die Sägezahnspannung Vr und ein Impulsbreiten-Einstellsignal Vs werden an einen Vergleicher 426 angelegt der ein hinsichtlich der Impulsbreite gesteuertes Signal V_p erzeugt Beim Auftreten des impulsförmigen Ansteuersignals Vt am Steuerimpulsgenerator 42 wird die Einstellspannung für den Vergleicher 420 auf einen niedrigen Pegel verringert der bewirkt daß der Zeitgabe-Kondensator 425 schnell über den vorstehend beschriebenen Entladeschaltkreis entladen wird.

Die Sägezahnspannung V_p ist mit der Kollektorspannung Vce synchronisiert jedoch in bezug auf das Ausgangssignal des Spannungsvergleichers 40 um ein Intervall verzögert das durch den Entladeschaltkreis herbeigeführt ist Die Impulsdauer fi des Ansteuersignals V_p steigt als Funktion der Impulsbreiten-Einstellspannung V₅ an, um die Wechselrichter-Ausgangsleistung zu vergrößern. Das hinsichtlich der Impulsbreite gesteuerte Signal V_p wird über das Sperrschaltglied 43 an die Treiberschaltung 44 angelegt. Während des Intervalls f, wird dem Schalttransistor 33 der Vorwärts-Basisstrom I_B\ zugeführt. Darauffolgend wird dem Schalttransistor 33 ein Gegen- bzw. Sperr-Basisstrom l_Bi zugeführt, wenn eine Gegenspannung zwischen die Basis und den Emitter des Schalttransistors 33 angelegt wird. Der Vorwärts-Basisstrom /si beginnt zu einem Zeitpunkt zu fließen, der um ein Intervall dt gegenüber dem Zeitpunkt fo verzögert ist, bei dem die Spannung Vce und Voreinander gleich sind, und wird dem Schalttransistor 33 im wesentlichen im gleichen Moment zugeführt, an dem die Diode 34 leitend wird. Auf diese Weise beginnt nach der Zuführung des Vorwärts-Basisstroms der KoI-iekiorstroin /_t des Schakirar.sistors 33 zu fließen, so daß in dem Schalttransistor 33 nur ein geringer oder überhaupt kein Einschaltverlust entsteht Da die Kollektorspannung ν« beim Ausschalten des Schalttransistors 33 exponentiell ansteigt, ist der Ausschaltverlust des Schalttransistors 33 ebenfalls beachtlich klein. In der Induktionsspule 32 fließt ein Strom Il mit im wesentlichen sinusartiger Kurvenform.

Das Ausgangssignal des Stromwandlers 45 wird an den Eingangsleistungsdetektor 46 angelegt, der ein zum Eingangsstrom proportionales Ausgangssignal erzeugt. Der Eingangsleistungsdetektor 46 weist eine Gleichrichterschaltung 460 und eine Filterschaltung auf, die aus einem Entladewiderstand 461 und einem Integrierkondensator gebildet ist Der erste Differenzverstärker 47, der aus einem Rechenverstärker und einem invertierenden Verstärker gebildet ist ermöglicht dem Benutzer das Einstellen des Eingangsleistungspegels auf einen gewünschten Wert mit Hilfe der Leistungswählvornchtung 48, die durch einen Widerstand 480 und einen veränderbaren Widerstand 481 gebildet ist.

Die Ausgangssignale des ersten und des zweiten Differenzverstärkers 47,52 liegen an der ODER-Schaltung 49 an wobei das niedrigere der Ausgangssignale über Dioden 490,492 bzw. über Dioden 491,492 durchgelassen wird. Während der Wechselrichter-Einschaltpenoden steuert ein Langsamanlauf-Signal die Diode 492 herunter bis zu einem Pegel, der dem durch den Begrenzer 53 bestimmten Minimalpegel der Impulsbreiten-Einstellspannung V₅ entspricht so daß der Wechse nchterbetrieb mit einer kleinen Leitpenode beginnen kann. In der Begrenzerschaltung 53 wird die an einem Kondensator 530 entstehende Spannung einerseits mittels eines Spannungsteilers aus Widerständen 531a und 531 b geteilt um die obere Grenze festzulegen, und andererseits mittels einer Schaltung aus einem Transistor 532 und Widerständen 533a und 5336 geteilt um die untere Grenze festzulegen.

Die Steuerschaltung für die Kollektorspannung V_Ce hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie die dem Eingangsstrom zugeordnete Steuerschaltung. Die KoI-lektorspannung V_Ce steigt als Funktion der Eingangsgleichspannung Vocoder als Funktion der Kochgefäße wie einem Aluminiumgeschirr, einem eisenfreien Geschirr einem Edelstahlgeschirr oder einem Gußeisengeschirr an, so daß sie zum Schutz des Wechselrichters dienen kann.

Die F i g. 4 zeigt verschiedene Kurvenformen, die auttreten, wenn der Wechselrichter mit niedriger Ausgangsleistung, d. h. in einer sogenannten Vorwärts-Speisungs-Betriebsart arbeitet Während die in der F1 g. dargestellte Betriebsart des Wechselrichters 3 eine Quasi-»Klasse E«-Betriebsart ist (siehe hierzu z. B. »IEEE JOURNAL or SOLID-STATE CIRCUITS«, Vol. SC-10. Nr. 3, Juni 1975, S. 168-176), bei der der Einschaltver-

7 8 κ

lust des Schalttransistors 33 im wesentlichen Null ist, steigt aufgrund des Umstands, daß die Diode 34 nichtleitend wird, der Einschaltverlust beträchtlich an, wenn der Wechselrichter in der Vorwärts-Speisungs-Betriebsart

nach Fig.4 arbeitet. Der Grund für dieses Nichtleiten 5 |

liegt in dem Umstand, daß bei einer kurzen Leitperiode des Schalttransistors 33 die während dieser Leitperiode in der Induktionsheizspule 32 gespeicherte elektromagnetische Energie während einer nachfolgenden Ausschaltperiode des Schalttransistors 33 vollständig in dem Kochgefäß verbraucht wird. Daher ist keine Energie für die Wiedergewinnung oder die Rückführung zur Gleichstromquelle der Wechselrichterschaltung 3 vorhanden. In diesem Fall wird die Kollektorspannung V_Ce des Schalttransistors 33 nicht zu Null und daher ist die in der Induktionsspule 32 entwickelte Spannung nicht höher als die Gleichspannung Vpe, so daß demzufolge die Diode 34 nicht leiten kann. In diesem Fall wird die Kollektorspannung des Schalttransistors 33 nicht auf die Spannung Null gesteuert, d. h, die Spannung der Heizspule 32 erreicht keinen Pegel über dem Gleichspannungspegel Vpe, so daß die Diode 34 nichtleitend bleibt. Da der Schalttransistor 33 leitend wird, wenn seine Kollektorspannung in bezug auf seinen Emitter positiv ist, erreicht der Kollektorstrom des Transistors 33 einen Spitzenstromwert Ip, was zu einem Einschaltverlust führt. Da jedoch der Kollektorstrom und die Kollektorspannung unbedeutend sind, die zum Zeitpunkt des Ausschaltens auftreten, ist der gesamte Schaltverlust des Schalttransistors 33 niedriger als derjenige bei dem Betrieb mit maximaler Ausgangsleistung.

F i g. 5 veranschaulicht den Zusammenhang zwischen der Kollektorspannung Vce und der in der Induktionsheizspule 32 entwickelten Spannung VL Da Vpe = Vce + Vl gilt gilt der Zusammenhang Vl «· Vdc — Vce, so daß in der Induktionsheizspule 32 der Nullspannungszustand auftritt wenn die Kollektorspannung Vce mit der Eingangsgleichspannung Vpe übereinstimmt Anders ausgedrückt ist die Erfassung einer Übereinstimmung zwischen diesen Spannungen äquivalent einer Erfassung des Nulldurchgangspunkts der Heizspulen-Spannung Vl.

F i g. 6 zeigt die Hüllkurven der Spannungen Vce und Vi.. Gemäß der Darstellung in der F i g. 6 durchquert die Spulen-Spannung Vj. stets bei allen Wechselrichter-Belastungszuständen den Nullspannungspegel.

F i g. 7 zeigt eine alternative Ausführungsform des Spannungsvergleichers 40. Bei dieser Ausführungsform ist ein hochspannungsfester PNP-Transistor 403 vorgesehen, dessen Emitter mit dem an Gleichspannung liegenden Ende der Induktionsheizspule 32 und dessen Basis über einen Widerstand 404 mit dem anderen Ende der Induktionsheizspule 32 verbunden ist Zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 403 ist eine Diode 405 antiparallel geschaltet Der Kollektor des Transistors 403 ist über eine Reihenschaltung aus Widerständen 406 und 407 mit Masse verbunden. Die an dem Widerstand 407 entstehende Spannung dient dazu, den Nulldurchgangspunkt der Heizspulen-Spannung zu ermitteln.

Wie vorstehend beschrieben, schwingt der Wechselrichter bei hoher Ausgangsleistung in einer Quasi- »Klasse E«-Betriebsart und bei geringer Ausgangsleistung in einer Vorwärts-Speisungs-Betriebsart Mit diesen geschalteten Betriebsarten läßt sich ein weiter Bereich der Ausgangsleistungs-Steuerung erzielen.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Induktionsheizgerät zum Erwärmen von metallenen Kochgefäßen, mit einem Gleichrichter zum Gleichrichten der Spannung einer Wechselspan- s nungsversorgungsquelle, einer eine Induktionsheizspule und einen Schwingkondensator aufweisenden Resonanzschaltung, einem Schalttransistor, dessen Kollektor an einem Ende der Induktionsheizspule liegt und über diese mit einem Ausgang des Gleichrichters verbunden ist, einer antiparallel zum Schalttransistor geschalteten Diode, einer Leistungssteuerschaltung, die ein Leistungssteuersignal manuell einstellbarer Größe erzeugt, und einer Bewertungsschaltung, der das Leistungssteuersignal und über einen Spannungsvergleicher das am Kollektor des Schalttransistors anliegende Potential zuführbar sind und von der dem Schalttransistor Basissteuerimpulse veränderbarer Dauer zuführbar sind, d a durch gekennzeichnet, daß der Spannungsvergleicher (40) das am Kollektor des Schalttransistors (33) anstehende erste Potential (Vce) mit dem am anderen Ende der Induktionsheizspule (32) anstehenden zweiten Potential CVOc) vergleicht und an einen ersten Steuereingang eines als Bewertungsschaltung vorgesehenen impulsbreitenmodulierenden Steuerimpulsgenerators (42) ein Ansteuersignal (ν,) legt, wenn das erste Potential (Vce) kleiner wird als das zweite Potential (Vdc). und daß ein zweiter Steuereingang des Steuerimpulsgenerators (42) mit der Leistungssteuerschaltuns (47 bis 53) verbunden ist, wobei die Dauer des Basissteuerimpulses (I_B) vom eingestellten Leistungssteuersignal (v_s) mitbestimmt ist.

2. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungssteuerschaltung (47 bis 53) einen Differenzverstärker (47) aufweist zum Feststellen der Differenz zwischen der von der Wechselspannungsversorgungsquelle aufgenommenen Eingangsleistung und der von einem Benutzer des Induktionsheizgeräts eingestellten Ausgangsleistung, um daraus ein erstes Differenzsignal zu erzeugen, welches zum Steuerimpulsgenerator (42) gelangt.

3. Induktionsheizgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungssteuerschaltung (47 bis 53) einen zweiten Differenzverstärker (51) aufweist, um die Differenz zwischen der Größe der Ausgangsleistung des Induktionsheizgeräts und der vom Benutzer eingestellten Ausgangsleistung zu bilden und ein entsprechendes zweiten Differenzsignal zu erzeugen, und ferner eine ODER-Schaltung (49) enthält, um das kleinere der beiden Differenzsignale dem Steuerimpulsgenerator (42) als Leistungssteuersignal zuzuführen.

4. Induktionsheizgerät nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Spannungsvergleicher (40) und Steuerimpulsgenerator (42) eine Zeitsteuerschaltung (41) liegt, die das Ansteuersignal (v) als Impuls konstanter Dauer erzeugt, und daß der Steuerimpulsgenerator (42) einen Sägezahngenerator (420,425), der von der Hinterflanke des Ansteuersignals (V,) triggerbar ist, und eine Vergleichsstufe (426) enthält, um die Differenz zwischen der Sägezahnspannung und dem Leistungssteuersignal zu bilden und daraus den Basissteuerimpuls zu erzeugen.

5. Induktionsheizgerät nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungssteuerschaltung (47 bis 53) eine Begrenzerschaltung (53) enthält, durch die das Leistungssteuersignal hinsichtlich einer oberen und einer unteren Grenze begrenzbar ist