DE3240726C2

DE3240726C2 - Induktionsheizgerät

Info

Publication number: DE3240726C2
Application number: DE3240726A
Authority: DE
Inventors: Etsuo Hirakata Osaka Sakoguchi; Kazuyoshi Neyagawa Osaka Tsukamoto
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1981-11-05
Filing date: 1982-11-04
Publication date: 1987-02-12
Also published as: US4560851A; DE3240726A1; GB2108786B; GB2108786A

Abstract

Das Induktionsheizgerät weist einen SEPP-Inverter mit zwei Transistoren (Q1, Q2) auf, die in Reihe geschaltet sind und von denen einer (Q1) mit dem Anschluß hohen elektrischen Potentials eine Gleichstromquelle (DB1) und von denen der andere (Q2) mit dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials verbunden ist. Eine Reihenschaltung einer Induktionsheizspule (L1) und eines Resonanzkondensators (C1) ist parallel mit dem einen Transistor (Q1) geschaltet. Freilaufdioden (D1, D2) sind antiparallel mit den beiden Transistoren (Q1 bzw. Q2) verbunden. Eine Steuerschaltung (71) schaltet einen Transistor (Q1) ein/aus in einem vorbestimmten Zyklus, und eine Steuerschaltung (72) schaltet den anderen Transistor (Q2) in einem beliebigen Zeitraum an, während dessen der eine Transistor (Q1) abgeschaltet ist, so daß der Eingangsstrom zu der Reihenschaltung gesteuert wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Induktionsheizgerät mit mehreren Heizstellen, einer ersten Steuerschaltung, die allen Heizstellen gemeinsam ist und je einer zweiten Steuerschaltung für jede Heizstelle.
Induktionsheizgeräte werden normalerweise mit einer Frequenz betrieben, die oberhalb des menschlichen Hörbereiches liegt (z. B. 20 000 Hz). Um die Heizleistung dabei zu regulieren, ist es bekannt, die Hochfrequenz in verhältmäßig langsamen Rhythmus, der 1 bis 10 Hz entspricht, während regelbarer Zeitintervalle einzuschalten und auszuschalten (DE-OS 25 35 637). Dieses Ein- und Ausschalten im Bereich hörbarer Frequenzen führt aber zu einem unangenehmen Ticken. Außerdem wird bei mehreren Heizstellen der Aufbau sehr kompliziert, da nicht nur im Heizkreis für jede Heizstelle zwei Transistoren oder ähnliche Elemente geschaltet werden müssen. Vielmehr ist es auch erforderlich, die Hochfrequenzquelle selbst regelmäßig für kurze Zeit auszuschalten, damit die Schaltelemente der einzelnen Heizkreise einen anderen Schaltzustand einnehmen können.
Es ist auch bekannt, die Leistungsregulierung durch Änderung der Gleichspannung zu bewirken, mit der die Hochspannung erzeugt wird (DE-OS 23 17 565). Bei mehreren Heizstellen wird ein entsprechendes Gerät aber sehr kompliziert, da für jede der Heizstellen eine vollständige Schaltung einschließlich Gleichstromquelle vorhanden sein muß. Außerdem arbeitet dieses Gerät bei der Resonanzfrequenz der Heizkreise, die sich je nach Belastung mit unterschiedlichen Kochgeräten ändert. Beim Betrieb mit mehreren Heizstellen treten daher im selben Gerät verschiedene Frequenzen auf, was zu Schwebungen und damit zu hörbaren Geräuschen bei Frequenzen führt, die den Differenzen der der Hochfrequenzströme entsprechen.
Es ist auch bekannt, die Leitung durch Frequenzänderung zu steuern (US-PS 40 85 300). Auch hier tritt das Problem der Schwebungen und hörbarer Differenzfrequenzen auf. Außerdem muß für jede Heizstelle eine vollständige Schaltung einschließlich eigener Hochfrequenzquelle vorgesehen werden.
Bei einem weiteren bekannten Induktionsheizgerät (GB-OS 20 56 795) wird dafür gesorgt, daß zwei hintereinandergeschaltete Schaltelemente möglichst lange abwechselnd eingeschaltet sind, um möglichst hohe Leistung zu erhalten, wobei Maßnahmen getroffen sind, da die beiden Schaltelemente nicht gleichzeitig eingeschaltet werden können. Über die Leistungsregulierung ist dort nichts gesagt; sie geschieht vermutlich durch Regulierung der Versorgungsnetzspannung. In diesem Falle müßte bei mehreren Heizstellen dann ebenfalls für jede Heizstelle eine vollständige Schaltung vorgesehen sein, so daß sich auch für ein solches Heizgerät ein komplizierter Aufbau ergibt.
Bei einem Heizgerät der eingangs genannten Art (US-PS 42 41 250) sind zwar gemeinsame Schaltungsteile für mehrere Heizstellen vorgesehen. Der Nachteil besteht aber hier darin, daß die Leistungsregulierung durch Änderung der Frequenz bewirkt wird, mit der die Leistungstransistoren der einzelnen Heizkreise ein- und ausgeschaltet werden. Damit tritt wieder das bereits erwähnte Problem von Schwebungen und hörbaren Differenzfrequenzen auf.
Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, ein einfach aufgebautes Induktionsheizgerät mit mehreren Heizstellen zu schaffen, bei dem die Heizleistung der einzelnen Heizstellen ohne Frequenzänderung gesteuert werden kann.
Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, daß der Inverterkreis für jede Heizstelle aus einer Gegentaktleistungsstufe und einem Serienresonanzkreis besteht, daß alle Inverterkreise mit der gleichen konstanten Hochfrequenz angesteuert sind, daß die Serienresonanzkreise den ersten Schaltelementen der Gegentaktleistungsstufen parallel geschaltet sind, die durch die erste Steuerschaltung mit einem konstanten Tastverhältnis angesteuert sind, und daß die zweiten Schaltelemente der Gegentaktleistungsstufen durch ihre zweiten Steuerschaltungen während einstellbarer Zeitintervalle innerhalb der Ausschaltzeit der ersten Schaltelemente eingeschaltet sind.
Durch die ersten Schaltelemente wird also der Strom zu allen Heizkreisen mit einer vorgegebenen Frequenz ein- und ausgeschaltet. Während der Ausschaltintervalle wird dann während regelbarer Zeiträume für jeden Heizkreis unabhängig von den anderen das zweite Schaltelemente eingeschaltet, um damit unabhängig die Heizleistungen in den einzelnen Heizkreisen zu regulieren. Sämltiche Schaltungsvorgänge erfolgen dabei bei der gleichen Frequenz, so daß die Probleme von Schwebungen und hörbaren Differenzfrequenzen nicht auftreten können. Auch das Ticken, wie es beim langsamen Ein- und Ausschalten der Hochfrequenz auftritt, wird vermieden.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform weisen die zweiten Steuerschaltungen Stromdetektierungseinrichtungen für die Ströme in den Gegentaktleistungsstufen auf, um so sicherzustellen, daß die zweiten Schaltelemente nur innerhalb der Ausschaltzeit der ersten Schaltelemente eingeschaltet werden können.
Die zweiten Steuerschaltungen können mit Einrichtungen zum Ausgleichen von Schwankungen der Heizleistung aufgrund schwankender Versorgungsspannung verbunden sein, um so auch bei Schwankungen der Versorgungsspannung gleichmäßige Heizleistung zu erhalten.
Das Induktionsheizgerät ist besonders einfach aufgebaut, wenn es eine gemeinsame Oszillatorschaltung zum Abgeben eines Steuereingangssignals an die erste Steuerschaltung und die Vielzahl von zweiten Steuerschaltungen aufweist.
Dabei kann die gemeinsame Oszillatorschaltung einen Transformator aufweisen, der zwei Ausgangswicklungen aufweist, wobei eine Ausgangswicklung mit der einzelnen ersten Steuerschaltung und die andere Ausgangswicklung mit jeder der Vielzahl von zweiten Steuerschaltungen verbunden ist.
Um das Auftreten von Überströmen oder Überspannungen beim Einschalten zu vermeiden, können Einrichtungen vorgesehen werden, durch die der Heizvorgang beim Einschalten automatisch mit geringerer Eingangsleistung beginnt. Auf diese Weise kann die Belastung der Schaltelemente reduziert werden.
Schließlich ist noch möglich, die Schaltelemente mit unterschiedlichen Phasen einzuschalten, so daß die Belastung der Gleichstromquelle gleichmäßiger wird, wodurch kleinere Glättungskondensatoren gewählt werden können.
Die Erfindung wird im folgenden beispielsweise anhand von vorteilhaften Ausführungsformen unter Bezugnahmne auf die Zeichnungen beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 das Schaltschema einer Gegentaktleistungsstufe, die für die Erfindung Verwendung findet,
Fig. 2 ein Schaltschema einer Schaltung, die für die Erfindung verwendet werden kann,
Fig. 3 Wellenformdarstellungen zur Erklärung der Betriebsweise der Schaltung der Fig. 2,
Fig. 4 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Induktionsheizgeräts,
Fig. 5 ein Schaltschema einer weiteren Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 6 eine schematische Darstellung zur Erklärung einer Stromdetektierung bei der Ausführungsform der Fig. 5,
Fig. 7 ein Schaltschema eines Beispiels einer Eingangssteuerschaltung,
Fig. 8 ein Schaltschema eines anderen Beispiels einer Eingangssteuerschaltung,
Fig. 9 ein Beispiel einer Schaltung zum Abnehmen einer Spannung, die eine Änderung der Leistungsquellenspannung folgt,
Fig. 10 eine Darstellung der Beziehung zwischen Spannungen Vout und Vs,
Fig. 11 ein Schaltschema eines besonderen Beispiels der Eingangssteuerschaltung und
Fig. 12 eine Wellenformdarstellung zur Erklärung des Betriebes der Schaltung der Fig. 11.
In Fig. 1 ist ein Schaltschema einer Gegentaktleistungsstufe 1 gezeigt, die für die vorliegende Erfindung verwendet wird. Erste und zweite Transistoren Q 1 und Q 2, die die ersten bzw. zweiten Schaltelemente bilden, sind in Reihe zwischen die Anschlüsse einer Gleichstromleistungsquelle geschaltet. Beide Transistoren sind vom NPN-Typ. Statt Transistoren können auch Gate-Abschalt-Tyristoren und ähnliche Elemente, die keine Transistoren sind, verwendet werden. D 1 und D 2 sind Freilaufdioden, die mit den ersten und zweiten Transistoren Q 1 und Q 2 antiparallel geschaltet sind. Mit 2 ist ein Lastkreis bezeichnet, der dem ersten Transistor Q 1 parallel geschaltet ist und eine Induktionsheizspule L 1 und einen Resonanzkondensator C 1 aufweist. Ein nicht gezeigter Kochtopf aus Metall wie z. B. Eisen oder ähnlichem ist nahe bei der Induktionsheizspule L 1 angeordnet.
Wenn der zweite Transistor Q 2 durch das Signal B angeschaltet wird, so fließt ein Treiberstrom I 1 durch die Induktionsheizspule L 1, den Resonanzkondensator C 1 und den zweiten Transistor Q 2. Wird der zweite Transistor Q 2 abgeschaltet und der erste Transistor Q 1 eingeschaltet, fließt ein kreisender Strom I 2 durch die Induktionsheizspule L 1, den Resonanzkondensator C 1 und die Diode D 1. Wird der kreisende Strom I 2 Null, wird ein durch den Lastkreis 2 fließender Strom invertiert, ein Treiberstrom I 3 fließt durch den ersten Transistor Q 1, den Resonanzkondensator C 1 und die Induktionsheizspule L 2. Anschließend wird wiederum der zweite Transistor Q 2 eingeschaltet und der erste Transistor Q 1 ausgeschaltet. Ein kreisender Strom I 4 fließt jedoch für einige Zeit durch die Diode D 2, den Resonanzkondensator C 1 und die Induktionsheizspule L 1. Die Menge des durch die Induktionsheizspule L 1 fließenden Stromes und damit die Heizleistung werden durch Veränderung der Einschaltdauer des Transistors Q 2 gesteuert. Der Transistor Q 1 ist dabei immer während einer Halbwelle eingeschaltet und während der weiteren Halbwelle ausgeschaltet, während die Einschaltdauer des zweiten Transistors Q 2 variiert werden kann. Es ist lediglich dafür gesorgt, daß der Transistor Q 2 nur eingeschaltet werden kann, wenn der Transistor Q 1 ausgeschaltet ist.
Fig. 2 zeigt die Einzelheiten einer Schaltung, wie sie für die Erfindung verwendet werden kann. Bei diesen Schaltschema, anhand dessen die wesentliche Funktion beschrieben werden soll, ist zur Vereinfachung nur eine Heizstelle vorgesehen.
Mit den Bezugszeichen 3 und 4 sind Anschlüsse einer Leistungsquelle bezeichnet, an die ein Wechselstrom von 240 V angelegt ist. Mit 3 und 5 sind Leistungsquellenanschlüsse bezeichnet, an die ein Wechselstrom von 120 V angelegt wird. DB 1 ist eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten eines zugeführten Wechselstromes von 240 V. Mit C 2 ist ein Glättungskondensator bezeichnet, dessen Kapazität für den Zweck der Verbesserung des Leistungsfaktors klein ist. Der Ausgang vom Glättungskondensator C 2 hat daher einen Welligkeitsstrom, der nur wenig geglättet ist. Mit DB 2 ist eine Gleichrichterschaltung bezeichnet, die einen Wechselstrom von 120 V empfängt und denselben gleichrichtet. Mit C 3 ist ein Glättungskondensator mit großer Kapazität bezeichnet. Der Ausgang vom Glättungskondensator C 3 wird daher ein Strom mit einer geringen Welligkeit sein, also fast ein Gleichstrom. Eine Klemmenspannung des Kondensators C 2 wird an die Gegentaktstufe angelegt, eine Klemmenspannung des Kondensators C 3 wird an eine Oszillatorschaltung 6 gelegt.
Mit U ist ein Kochtopf bezeichnet, der mit der Induktionsheizspule L 1 elektromagnetisch gekoppelt ist. Mit L 2 ist eine Induktivität bezeichnet, z. B. ein Ringkern, durch die ein Spitzenstrom vermieden werden soll.
Die Oszillatorschaltung 6 hat den Aufbau einer Schaltung vom Typ mit zwei Transformatoren eines selbsterregten Oszillators. T 1 ist ein erster Transformator. Zwei Transistoren Q 3 und Q 4, die gleiche Charakteristiken haben, sind miteinander in komplementärer Weise verbunden. Jede der Primärwicklungen wird durch jeweils die Kollektorwicklungen n 1 und n 2 gebildet. Die Emitter der entsprechenden Transistoren Q 3 und Q 4 sind gemeinsam verbunden und mit dem Glättungskondensator C 3 verbunden. T 2 bezeichnet einen zweiten Transformator, dessen Sekundärwicklung durch Basiswicklungen n 3 und n 4 der Transistoren Q 3 und Q 4 gebildet ist. R 1 und R 2 bezeichnet Widerstände, die zwischen die Basis und Emitter der Transistoren Q 3 und Q 4 geschaltet sind. Rs ist ein Startwiderstand, D 3 und C 4 bezeichnet eine Diode bzw. einen Kondensator, die parallel geschaltet sind und zwischen die Basiswicklungen n 3 und n 4 des zweiten Transformators C 2 und die Emitter der Transistoren Q 3 und Q 4 geschaltet sind. Dabei wird die Diode D 3 zur Verhinderung eines Rückstromes und der Kondensator C 4 zur Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit benutzt. Das Bezugszeichen n 5 bezeichnet eine positive Rückkopplungswicklung des ersten Transformators T 1, deren Ausgang mit einer Primärwicklung n 6 des zweiten Transformators T 2 über einen Widerstand R 3 verbunden ist. Der zweite Transformator T 2 ist ein sogenannter Sättigungstransformator, der im gesättigten Bereich benutzt werden kann. Die Bezugsziffern n 7 und n 8 bezeichnen Sekundärwicklungen des ersten Transformators T 1; ihr Ausgangssignal wird an eine Steuerschaltung 7 gelegt. Die Oszillationsfrequenz der Oszillatorschaltung 6 ist auf Frequenzen eingestellt, die höher sind als hörbare Frequenzen, das heißt auf einen Wert, der über 20 kHz liegt.
In der Steuerschaltung 7 wird das Ausgangssignal einer Sekundärwicklung n 7 des ersten Transformators T 1 zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors Q 1 durch eine Verzögerungsschaltung oder eine erste Steuerschaltung 71 eingegeben, die den Widerstand R 4 und den Kondensator C 5 aufweist. Mit D 4 ist eine Diode bezeichnet, die so zwischengeschaltet ist, daß sie den ersten Transistor Q 1 schnell abschalten kann. Mit DB 3 ist eine in der zweiten Steuerschaltung 72 eingeschlossene Gleichrichtungsschaltung für Vollwellengleichrichtung eines Ausgangssignals der Sekundärwicklung n 8 bezeichnet; diese Schaltung weist eine Diodenbrücke auf. C 6 und C 7 sind Glättungskondensatoren, deren Verknüpfungspunkt mit einem gemeinsamen Anschluß der Sekundärwicklung n 8 verbunden ist, so daß in bezug auf den genannten gemeinsamen Anschluß positive und negative Spannungen an den Anschlüssen jedes der Kondensatoren C 6 und C 7 erhalten werden können. Der gemeinsame Anschluß ist zusammen mit dem Emitter des zweiten Transistors Q 2 geerdet. Mit Q 5 und Q 6 sind ein Paar von Transistoren bezeichnet, die eine Komplementärschaltung bilden, wobei eine Klemmenspannung an der positiven Seite des Kondensators C 6 an den Kollektor des Transistors Q 5 und eine Klemmenspannung an der negativen Seite des Kondensators C 7 an den Kollektor des Transistors Q 6 angelegt wird. Der Emitter des Transistors Q 5 und der Emitter des Transistors Q 6 sind über den Widerstand R 7 bzw. direkt mit der Basis des zweiten Transistors Q 2 verbunden. Mit MV ist ein monostabiler Multivibrator beschrieben, an den ein Ausgangssignal von der Sekundärwicklung n 8 gelegt wird und der ein Signal niedrigen Pegels für eine vorbestimmte Zeitdauer gleichzeitig mit dem Anstieg des Eingangssignals abgibt, wobei die Zeitdauer des Ausgangssignals durch einen veränderlichen Widerstand VR und einen Kondensator C 8 bestimmt und beliebig eingestellt werden kann. Mit Q 7 ist ein Transistor bezeichnet, der ausgeschaltet wird, wenn das genannte Signal niedrigen Pegels an seine Basis gelegt wird. Der Kollektor dieses Transistors ist mit den Basen der Transistoren Q 6 und Q 7 und auch mit dem positiven Anschluß des Kondensators C 6 über den Widerstand R 5 verbunden. Sein Emitter ist mit dem Anschluß negativer Polarität des Kondensators C 7 verbunden. Mit R 6 und C 9 sind ein Widerstand bzw. ein Kondensator bezeichnet, die mit beiden Anschlüssen der Reihenschaltung der Kondensatoren C 6 und C 7 verbunden sind. Die Klemmenspannung des Kondensators C 9 wird an die Basis des Transistors Q 8 gelegt. Der Emitter-Kollektor des Transistors Q 8 ist parallel mit dem veränderlichen Widerstand VR geschaltet, so daß der veränderliche Widerstand VR kurzgeschlossen ist, wenn der Transistor Q 8 sich im leitenden Zustand befindet. Insbesondere wird für eine kurze Zeitdauer, bis der Kondensator C 9 ein vorbestimmtes elektrisches Potential beim Beginn der Oszillatoren des Inverters erreicht, der Transistor Q 8 eingeschaltet, wodurch der veränderliche Widerstand VR kurzgeschlossen wird. Als Ergebnis wird die Breite des Ausgangspulses vom monostabilen Multivibrator MV reduziert. Das heißt, der Transistor Q 8, der Kondensator C 9 und der Widerstand R 6 werden zur Ausübung des sogenannten sanften Startes verwendet.
Beim Betrieb werden, wenn der Oszillator oszilliert, abwechselnd rechteckige Impulse an den Sekundärwicklungen n 7 und n 8 als Reaktion auf die leitenden und nichtleitenden Zustände der Transistoren Q 3 und Q 3 erhalten. Fig. 3 (A) zeigt eine solche Wellenform, wobei ein hoher elektrischer Potentialpegel erreicht wird, wenn der Transistor Q 3 leitend ist, und ein niedriger elektrischer Potentialpegel erreicht wird, wenn der Transistor Q 3 ausgeschaltet ist.
Ein invertiertes Signal der Wellenform (A) wird im Ausgang der Sekundärwicklung n 8 erhalten. Das Ausgangssignal wird gleichgerichtet und geglättet durch die Gleichrichtungsschaltung DB 3 und die Glättungskondensatoren C 6 und C 7 und als Treiberspannung an die Transistoren Q 5 und Q 6 in komplementärer Weise angelegt. Der monostabile Multivibrator MV arbeitet synchron mit dem Anstieg des genannten Ausgangssignals und gibt ein Signal niedrigen elektrischen Potentials während der Zeitdauer ab, die durch den variablen Widerstand VR eingestellt ist. Die Ausgangssignale des monostabilen Multivibrators MV in Fällen, in denen der Arbeitszyklus 50% bzw. in denen der Arbeitszyklus weniger als 50% beträgt, sind durch die Wellenformen (C) und (C&min;) in Fig. 3 gezeigt. Da während dieser Zeitdauer der Transistor Q 7 nicht leitend wird und daher der Transistor Q 5 leitend wird und der Transistor Q 6 nicht leitend wird, wird der zweite Transistor Q 2 leitend. In Fig. 3 zeigt die Wellenform (B) den Basisstrom des ersten Transistors Q 1. Die Wellenformen (D) und (D&min;) stellen die Basisströme des zweiten Transistors Q 2 dar, die den Wellenformen (C) bzw. (C&min;) entsprechen.
Während die Einschaltintervalle und die Ausschaltintervalle des ersten Transistors Q 1 gleich sind, können die Einschaltintervalle des zweiten Transistors Q 2zwischen sehr kleinen Werten und der Gesamtausschaltdauer des ersten Transistors Q 1 geregelt werden, so daß die Kochleistung auf Werte zwischen mehreren Watt bis ungefähr 1500 Watt reguliert werden kann.
Der Ringkern L 2 der Schaltung der Fig. 2 wirkt als Drossel. Er dient dazu, schädliche Spitzenströme zu verkleinern.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Induktionsheizgeräts mit mehreren Heizstellen oder Heizeinheiten. Der Transformator T 1 der Oszillatorstufe weist eine einzige erste Ausgangswicklung n 7 auf, die für jede der Heizeinheiten gemeinsam verwendet wird. Die halbkomplementäre Gegenkontaktleistungsstufe ist mit Hilfe eines PNP-Transistors q 1 und eines NPN-Transistors q 2 aufgebaut, die in der Art einer Darlington-Schaltung verbunden sind. Hiermit ist dann ein NPN-Transistor Q 2 in Reihe verbunden. Es ist auch möglich, die Gegentaktleistungsstufe mit einem einzigen PNP-Transistor für die Transistoren q 1 und q 2 auszubilden. Wenn die beiden Transistoren q 1 und q 2 benutzt werden, besteht der Vorteil, daß dies billiger ist als wenn ein einziger PNP-Transistor mit großer Belastbarkeit verwendet wird.
Wird so eine komplementäre oder halbkomplementäre Schaltung als Gegentaktstufe verwendet, so ist es möglich, alle diese Schaltungen mit Hilfe einer ersten Steuereinheit 71 zu betreiben, da die elektrischen Potentiale der Emitter der ersten Transistoren Q 1 (q 1, q 2) gleich sind. Die zweite Steuerschaltung 72 kann dieselbe wie die der Ausführungsform der Fig. 2 sein.
In Fig. 5 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung gezeigt, bei der allerdings die gemeinsame erste Steuerschaltung für die ersten Schaltungselemente Q 1 weggelassen worden ist, um die Darstellung nicht unnötig kompliziert zu machen. Mit 1 sind in Fig. 5 Heizeinheiten bezeichnet, die einen gemeinsamen Ein/Ausschalter SW haben. Da die beiden Heizeinheiten der Fig. 5 denselben Aufbau haben, soll nur die erste Heizeinheit im folgenden beschrieben werden. Mit DB 1 ist eine Gleichrichtungsschaltung, mit L 3 eine Drosselspule und mit C 2 ein Filterkondensator bezeichnet. Die Heizeinheit 1 weist erste und zweite Transistoren Q 1 bzw. Q 2, eine Reihenresonanzschaltung oder einen Lastkreis 2, der mit dem ersten Transistor Q 1 parallel geschaltet ist und eine Induktionsheizspule L 1 und einen Resonanzkondensator C 1 aufweist, und Dioden D 1 und D 2 auf, die mit Transistoren Q 1 bzw. Q 2 antiparallel geschaltet sind. Ein Kochtopf, der eine Last darstellt, ist nahe der Induktionsheizspule L 1 angeordnet. Mit CT 1 ist ein Stromtransformator zum Detektieren von Kollektorströmen der ersten und zweiten Transistoren Q 1 und Q 2 bezeichnet.
Das Bezugszeichen CT 2 bezeichnet einen Stromtransformator zum Detektieren von Strömen, die in die Dioden D 1 und D 2 fließen. Eine Eingangssteuerschaltung 8 ist zum Steuern der Leitperiode des zweiten Transistors Q 2 aufgrund der Stromsignale vorgesehen, die durch die Stromtransformatoren CT 1 und CT 2 detektiert werden.
Die ersten und zweiten Transistoren Q 1 und Q 2 werden abwechselnd leitend gemacht, wobei das Verhältnis der leitenden Zeiträume zu den nicht leitenden Zeiträumen des ersten Transistors Q 1 1 : 1 beträgt, während die Zeitdauer, in der der zweite Transistor Q 2 leitend ist, beliebig innerhalb der Ausschaltperiode bzw. des nicht leitenden Zeitraums des ersten Transistors Q 1 variiert werden kann.
Durch die Erfinder wurde bereits festgestellt, daß die Eingangsleistung zur Gegentaktstufe oder zur Heizeinheit 1 proportional zum Unterschied zwischen einem Mittelwert der Kollektorströme I _{C 1} und I _{C 2}, die in die ersten und zweiten Transistoren Q 1 und Q 2 fließen, und einem Mittelwert der Ströme I _{D 1} und I _{D 2} ist, die in die Dioden D 1 und D 2 fließen. Durch die Eingangssteuerschaltung 8 dieser Ausführungsform wird dieses Prinzip angewendet.
Leitungen, in denen die Kollektorströme I _{C 1} und I _{C 2} der ersten und zweiten Transistoren Q 1 und Q 2 fließen, erstrecken sich durch den Kern 9 des Stromtransformators CT 1 so, daß die Stromrichtungen zueinander entgegengesetzt sind, wie dies in Fig. 6 (A) gezeigt ist. Auf ähnliche Weise verlaufen die Leitungen, in denen die Ströme I _{D 1} und I _{D 2} in die Dioden D 1 und D 2 fließen, in dem Kern 9 des Stromtransformators CT 2, so daß wie in Fig. 6 (B) gezeigt die Stromrichtungen einander entgegengesetzt sind. Fig. 6 (C) zeigt eine Abwandlung der Schaltung zur Detektion des Kollektorstroms, wobei die Leitung, in der der Strom I _{D 1} in die Diode D 1 fließt, und die Leitung, in der der Strom I _{D 2} in die Diode D 2 fließt, in Vorwärtsrichtung bzw. Rückwärtsrichtung in bezug auf die Richtung des Laststromes I _L angeordnet sind, der in die Reihenresonanzschaltung 2 fließt.
Fig. 7 zeigt eine besondere Ausführungsform der Eingangssteuerschaltung 8, wobei CT 1 und CT 2 die oben beschriebenen Stromtransformatoren bezeichnen, R 11 und R 12 Widerstände zum Umwandeln eines Stromsignals in ein Spannungssignal bezeichnen, 10 und 11 Gleichrichtungsschaltungen, C 13 und C 14 Glättungskondensatoren, R 13 und R 14 Widerstände, die zwischen die Anschlüsse der Glättungskondensatoren C 13 bzw. C 14 geschaltet sind, bezeichnen, wobei die Spannungen V 1 und V 2 zwischen den entsprechenden Anschlüssen erhalten werden.
Die Spannung V 1 ist eine Spannung, die dem Mittelwert der Kollektorströme proportional ist. Die Spannung V 2 ist eine Spannung, die dem Mittelwert der Diodenströme proportional ist. Die Verdrahtung ist dabei so durchgeführt, daß die Spannung V 2 eine entgegengesetzte Polarität zur Spannung V 1 hat. Es wird so die folgende Spannung als Ausgangsspannung Vout zwischen den Widerständen R 13 und R 14 erhalten:
Vout = V 1 - V 2
Was die Gegentaktstufe betrifft, so ändert sich die äquivalente Induktanz des Topfes und der Induktionsheizspule sehr stark in Abhängigkeit vom Material des Topfes, wobei die Frequenz konstant ist. Daher kann der in die Induktionsheizspule L 1 fließende Strom drei Zustände annehmen, nämlich in Phase sein, phasenverzögert sein oder eine vorauseilende Phase haben. Aus diesem Grund ist der Mittelwert der Ströme der Induktionsheizspule L 1 nicht proportional zur Eingangsleistung. Daher kann eine genaue Detektion der Eingangsleistung nicht durchgeführt werden, sogar wenn nur ein Laststrom detektiert wird. Es ist notwendig, zum detektierten Eingang einen Strom zu addieren, der in die Diode D 1 fließt, während ein Strom subtrahiert wird, der in die Diode D 2 fließt. 12 ist ein Komparator, an dessen negativen Eingangsanschluß die Sapnnung Vout und an dessen positiven Eingangsanschluß ein vorbestimmter Bezugsspannungspegel Vref angelegt wird, wobei der Komparator so arbeitet, daß dann, wenn die Beziehung Vout&gtVref erfüllt ist, eine Leitungsperiodenschaltung 13 in der nächsten Stufe die Leitungsperiode des zweiten Transistors Q 2 reduziert, das heißt die Ausgangsleistung reduziert. Besteht andererseits die Relation Vout&ltVref, so wird die Leitungsperiode des zweiten Transistors Q 2 länger, und die Ausgangsleistung wächst an. Auf diese Weise wird die Steuerung der Eingangsleistung bewirkt. Diese die Leitungsperiode steuernde Schaltung 13 kann z. B. ein UND-Gatter sein, das als ein Eingangssignal das Ausgangssignal vom Komperator 12 und als anderes Eingangssignal ein Signal empfängt, das im nicht leitenden Intervall des ersten Transistors Q 1 einen hohen Pegel annimmt, wobei das Ausgangssignal des UND- Gatters an die Basis des zweiten Transistors Q 2 gelegt wird.
Demgemäß kann die leitende Periode des Transistors Q 2 durch den Ausgang des Komperators 12 gesteuert werden.
Bei der Ausführungsform der Fig. 7 wird, um den positiven Eingang Vref zum Komperator 12 zu erhalten, genau wie bei der im folgenden beschriebenen Ausführungsform der Fig. 8 eine Spannungsteilerschaltung mit Widerständen R 16 und R 17 verwendet. Da V _DD und V _SS konstante Spannungen sind, ist auch die Bezugseingangsspannung Vref konstant.
Die Bezugsspannung Vref kann variabel gemacht werden, so daß die Ausgangsleistung von Hand durch Steuerung der Leitungsperiode des zweiten Transistors Q 2 in der Gegentaktstufe eingestellt werden kann. Um die Eingangsspannung Vref zu ändern, ist der Widerstand R 17, der Teil einer Spannungsteilerschaltung ist, als variabler Widerstand ausgebildet. Wenn dann der Widerstandswert des variablen Widerstandes R 17 größer gemacht wird, wird die Bezugseingangsspannung Vref größer, und daher wird die Steuereingangsspannung Vout im Verhältnis kleiner. Als Ergebnis verlängert die Schaltung 13 zur Steuerung der Leitungszeitdauer die Leitungsperiode des zweiten Transistors Q 2. Wenn der Widerstandswert des variablen Widerstandes R 17 kleiner gemacht wird, wird dagegen die Leitungsperiode des Transistors Q 2 kürzer, und die Ausgangsleistung wird klein.
Die folgende Tabelle zeigt die Werte der Eingangsleistung im Fall, daß einige verschiedene Arten von Töpfen in konventionellen Beispielen erhitzt werden, und zwar einmal ohne die beschriebene Eingangssteuerkontrolle und einmal im Fall der erfindungsgemäßen Ausführungsform. Bei den konventionellen Beispielen wird eine Pfanne aus Gußeisen als Referenz verwendet, und es wird eine Eingangsleistung von 1,350 W dieser Pfanne zugeführt, während bei dieser Ausführungsform eine Eingangsleistung von 1,300 W der Gußeisenpfanne zugeführt wird. °=c:160&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz15&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Aus der Tabelle ersieht man, daß bei dieser Ausführungsform der Erfindung der Unterschied der maximalen und minimalen Eingangsleistung in Abhängigkeit von der Art der Pfanne 50 W beträgt, was ein äußerst genauer Eingangsleistungswert ist.
Fig. 8 ist ein Schaltschema eines anderen Beispiels der Eingangssteuerschaltung. Diese Ausführungsform ist so ausgebildet, daß bei Steuerung der Eingangsleistung berücksichtigt wird, daß die Eingangsleistung entsprechend einer Schwankung der Versorgungsspannung fluktuiert, wobei eine Korrektur durchgeführt wird, daß solche Fluktuationen der Leistungsquelle unwirksam gemacht werden. Üblicherweise wächst die Eingangsleistung dieser Art von Kochgeräten an oder fällt ab mit dem Quadrat der Eingangsspannung, wenn die Last konstant ist. Tritt insbesondere z. B. eine Spannungsschwankung von ±10% bei einer Leistungsquelle eines Wechselstroms von 100 V auf, so tritt eine Fluktuation von ungefähr ±20% bei der Eingangsleistung auf. Sogar wenn der Wechselstrom oder Laststrom detektiert und so gesteuert wird, daß er konstant ist, ändert sich die Leistung proportional zur Schwankung der Spannung. Ändert sich z. B. die Spannung um 10%, so ändert sich die Leistung auch um 10%. Wächst daher die Anzahl der Heizeinheiten an, wird eine solche Größe der Änderung addiert und kann daher nicht mehr vernachlässigt werden. Durch die Erfindung sollen solche Fluktuationen der Leistung vermieden werden.
Die vorliegende Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform der Fig. 7 dadurch, daß eine Zenerdiode ZD 1 und ein Widerstand R 15 vorgesehen werden. ZD 1 ist eine Zenerdiode, die zwischen einer Spannung Vcc, die eine Spannung als Reaktion auf eine Veränderung der zugeführten Spannung einschließt, und einem Anschluß auf der Seite hohen elektrischen Potentials des Widerstandes R 14 verbunden ist. R 15 ist ein Widerstand, der zwischen dem genannten Anschluß und der Seite V _SS niedrigen elektrischen Potentials einer regulierten Leistungsquelle konstanter Spannung verbunden ist, wobei die Spannung Vs zwischen den beiden Anschlüssen desselben zu der obengenannten Differenz des Spannungssignals V 1-V 2 addiert wird. Es erscheint so ein Spannungssignal Vout (=V 1-V 2+Vs) am Anschluß auf der Seite hohen elektrischen Potentials des Widerstandes 13. 12 ist ein Komparator, an dessen negativen Eingangsanschluß die Spannung Vout und an dessen positiven Eingangsanschluß ein vorbestimmter Referenzspannungspegel Vref angelegt ist, wobei die Versorgungsspannung V _DD der regulierten Leistungsquelle mit konstanter Spannung durch die Widerstände R 6 und R 7 geteilt wird. Insbesondere ist der Komparator so ausgebildet und angeordnet, daß in dem Falle, daß die Beziehung Vout&gtVref gilt, die Steuerschaltung 13 für die Leitperiode in der nächsten Stufe die leitende Periode des zweiten Transistors Q 2 reduziert, wodurch die Ausgangsleistung reduziert wird. Gilt dagegen die Beziehung Vout&ltVref, so wird die leitende Periode des zweiten Transistors Q 2 länger, und die Ausgangsleistung wächst an.
Fig. 9 zeigt den Aufbau einer Leistungsquellenschaltung, mit der ein Spannungssignal Vcc erhalten wird, das eine Fluktuation einer Versorgungsspannung und konstante Spannungen V _DD, V _SS einschließt, wobei AC die Versorgung mit Wechselstromleistung, T ein Spannungsreduktionstransformator, DB 1 eine Gleichrichtungsschaltung und C 15 und C 16 Glättungskondensatoren bezeichnet, die in Reihe mit der Ausgangsseite der gleichrichtenden Schaltung DB 1 geschaltet sind, wobei der Verbindungspunkt derselben geerdet ist. Mit 15 ist eine regulierte Schaltung für konstante Spannung gezeigt, an die die Anschlußspannungen der Glättungskondensatoren C 15 und C 16 angelegt werden. Diese Schaltung weist einen Transistor Q 13 und eine Zenerdiode ZD 2 auf. Konstante Spannungen V _DD und V _SS werden auf der Ausgangsseite der regulierten Schaltung 15 für konstante Spannungen erhalten. Die Spannung Vcc ist eine Spannung, die von der Kathodenseite der Zenerdiode ZD 2 abgenommen ist und ist nicht auf konstante Spannung reguliert; diese Spannung wächst daher proportional zum Durchschnittswert einer Eingangsspannung an oder nimmt mit derselben ab.
Anstelle der Wechselstromspannungsquelle AC können zum Erzeugen der Spannung Vcc und der Spannung V _DD der Transformator T und die Gleichrichtungsschaltung DB 1, die in Fig. 9 gezeigt ist, die Oszillatorschaltung 6, der Transformator T 1 der Oszillatorschaltung 6 und die gleichrichtende Schaltung DB 3, die in Fig. 2 gezeigt ist, benutzt werden.
Wenn die Zenerspannung der Zenerdiode ZD 1 konstanter Spannung so eingestellt wird, daß sie einer Spannung Vcc in einer Eingangsspannung AC 90 V entspricht, zeigt die Klemmenspannung Vs des Widerstandes R 5 eine Spannungswellenform, die in Fig. 10 gezeigt ist, die progressiv vom Punkt 90 V anwächst. Das Anwachsen der Spannung Vs bewirkt, daß die Spannung Vout anwächst, so daß die "H"-Pegelausgangsperiode vom Komperator 12 reduziert wird. Als Ergebnis hiervon nimmt die an eine Last abgegebene Eingangsleistung ab, und auch der Wert der Spannung V 1-V 2 nimmt ab, und es wird daher die Summe dieses Wertes und der Spannung Vs ungefähr konstant gehalten. Auf diese Weise wird eine Leistungskompensation in einer Richtung durchgeführt, daß die Eingangsleistung abnimmt, wenn die Versorgungsspannung anwächst. Diese Leistungskompensation ist auch so, daß bei Abnehmen der Versorgungsspannung die Eingangsleistung abnimmt.
Sowohl bei der Ausführungsform der Fig. 8 als auch derjenigen der Fig. 7 kann ein Bezugsspannungseingang Vref des Komparators 12 beliebig durch einen veränderlichen Widerstand R 17 eingestellt werden. Ein sogenannter sanfter Start kann dadurch erreicht werden, daß der Kondensator C 17, der in Fig. 7 und 8 mit gestrichelten Linien gezeigt ist, mit dem variablen Widerstand R 17 parallel geschaltet wird.
Wird insbesondere die Versorgungsspannung V _DD abgegeben, das heißt, wird die Leistungsquelle eingeschaltet, so beginnt der Ladevorgang des Kondensators C 17, der zum variablen Widerstand R 17 parallel geschaltet ist. Zu einem früheren Zeitpunkt des Ladens ist der Strom zum variablen Widerstand so klein, daß der größte Teil des Stroms in den Kondensator C 17 fließt. Demgemäß hängt die Bezugseingangsspannung Vref von der Klemmenspannung des Kondensators C 17 ab. Zu einem früheren Zeitpunkt des Ladens ist die Klemmenspannung des Kondensators C 17 sehr klein, so daß auch die Bezugseingangsspannung Vref klein ist. Aus diesem Grunde wird die leitende Periode des Transistors Q 2 kurz, so daß auch die Ausgangsleistung klein ist. Auf diese Weise wird ein sogenannter sanfter Start beim Einschalten der Leistungsquelle erreicht.
Ist der Kondensator C 17 geladen, so fließt ein Strom in den veränderbaren Widerstand R 17, und die Bezugsspannung Vref wird durch den veränderlichen Widerstand R 17 bestimmt.
In Fig. 11 ist ein Beispiel einer tatsächlichen Treiberschaltung für den zweiten Transistor Q 2 gezeigt, in der ein Treibersignal A des zweiten Transistors Q 2 an einen Anschluß 16 gelegt wird. Das Signal A wird entsprechend einem nicht leitenden Intervall des ersten Transistors Q 1 abgegeben, wobei das Verhältnis der leitenden und nicht leitenden Intervalle 1 : 1 beträgt. Mit 12 ist der bereits beschriebene Komperator bezeichnet, an dessen positiven Eingangsanschluß ein Ausgang von einer zeitkonstanten Schaltung mit einem Kondensator C 7 und einem Widerstand R 28 angelegt ist. Mit ZD 3 ist eine Zenerdiode bezeichnet, die zwischen dem Widerstand R 28 und der Spannung V _SS angeordnet ist. Die Zenerdiode ZD 3 ist so vorgesehen und angeordnet, daß die Referenzeingangsspannung Vref nicht kleiner als ein vorbestimmter Wert wird. Da das Maximum des Intervalls des zweiten Transistors Q 2 kürzer wird, wenn die Referenzspannung Vref kleiner wird, wird insbesondere die Referenzeingangsspannung Vref verhältnismäßig größer in bezug auf die Steuereingangsspannung Vout gemacht, daß der Transistor Q 2 notwendigerweise für eine vorbestimmte Zeitperiode leitend wird, sogar wenn die Bezugseingangsspannung Vref klein gemacht wird und die Ausgangsleistung klein gemacht wird, wodurch eine Verringerung des Wirkungsgrades verhindert wird. Q 24 ist ein Transistor, der mit dem Kondensator C 27 parallel geschaltet ist und dessen Basis mit dem genannten Anschluß 16 verbunden ist. Das genannte Signal Vout wird an den negativen Eingangsanschluß des Komperators 12 angelegt. Mit 13 ist ein UND-Gatter bezeichnet, an das ein Ausgangssignal C vom Komperator 12 und ein Signal A angelegt wird. Das Ausgangssignal D des UND-Gatters wird als Leitungssignal an die Basis des zweiten Transistors Q 2 angelegt.
Fig. 12 enthält eine Wellenformdarstellung zur Erklärung des Betriebes dieser Konstruktion, wobei eine Wellenform B ein Eingangssignal Vout an den Komperator 12 und Vref zeigt. In dem Zeitintervall, wenn das Signal Vout kleiner ist als Vref, nimmt das Ausgangssignal C vom Komperator 12 hohen Pegel an, und daher führt der Zeitraum hohen Pegels des durch die UND-Operation gewonnenen Ausgangssignals D und des Signals A zu einer vorgegebenen Zeit der Leitung für den zweiten Transistor Q 2. Wächst die Versorgungsspannung an, so wird daher als Ergebnis Vout als Reaktion auf das Anwachsen der Spannung Vs anwachsen, wodurch der Zeitraum hohen Pegels des Signals C kürzer wird, was wiederum dazu führt, daß der Zeitraum hohen Pegels des Signals D reduziert wird. Dadurch wird dann der leitende Zeitraum des zweiten Transistors Q 2 kürzer, und die Eingangsleistung wird verringert. Fällt dagegen die Versorgungsspannung ab, so tritt eine dieser Betriebsweise entgegengesetzte Betriebsweise auf. Auf diese Weise wird die Eingangsleistung entsprechend einer Fluktuation der Versorgungsspannung korrigiert.
Um die Ausgangsleistung von Hand zu regulieren, so ist, wie aus Fig. 11 ersichtlich, der Widerstand R 28 als variabler Widerstand ausgebildet, so daß die Bezugseingangsspannung Vref für den Komparator 12 variabel gemacht werden kann.
Außerdem entsprechen bei der Schaltung der Fig. 11 der Widerstand R 26, der Kondensator C 29 und der Transistor Q 28, die mit gestrichelten Linien dargestellt sind, dem Widerstand R 6, dem Kondensator C 9 und dem Transistor Q 8 der Ausführungsform der Fig. 2. Durch diese Schaltungselemente kann ein sogenannter sanfter Start bewirkt werden. Obwohl der Kondensator C 29 gleichzeitig mit dem Einschalten der Leistungsversorgung beginnt, geladen zu werden, ist eine Anschlußspannung am Anfang des Ladevorganges sehr klein, so daß der Transistor Q 28 stark leitet. Aus diesem Grunde wird die Steuereingangsspannung Vout für den Komperator 12 notwendigerweise einen verhältnismäßig hohen Wert annehmen, der nahe der Spannung V _DD ist. Daher wird die zeitliche Breite des Treibersignals vom Komperator 12 und damit des UND-Gatters 13 kurz, was zu einer kurzen leitenden Periode des Transistors Q 2 führt, wodurch die Ausgangsleistung klein gemacht wird. Auf diese Weise wird der sogenannte sanfte Start erreicht.
Anschließend wird der Kondensator C 29 geladen, die Betriebsdaten des Transistors Q 28 nähern sich dem Wert, bei dem er abgeschaltet wird, und die Steuereingangsspannung Vout wird entsprechend der Spannung ≤&epsi;θβαθV 1-V 1+VS ≤&epsi;θβαθ bestimmt.
Es wird auf diese Weise ein stationärer Zustand erhalten, wenn unmittelbar nach Einschalten der Leistungsversorgung ein vorbestimmter Zeitraum verstrichen ist.
Wenn im vorhergehenden davon die Rede ist, daß alle ersten Schaltelemente durch eine einzige erste Steuerschaltung gesteuert werden, so bedeutet dies nicht unbedingt, daß alle diese ersten Schaltelemente gleichzeitig eingeschaltet werden müssen. Man kann vielmehr auch entsprechende Phasenverzögerungen vorsehen, daß die ersten Schaltelemente der einzelnen Heizkreise nacheinander eingeschaltet werden. Bei zwei Heizelementen könnte man z. B. durch entsprechend gegensinnig gewickelte Wicklungen eines Kopplungstransformators erreichen, daß das erste Schaltelement der ersten Heizeinheit um 180° phasenverschoben vom ersten Schaltelement der zweiten Heizeinheit eingeschaltet wird, was zu einer gleichmäßigeren Stromabnahme von der Gleichstromquelle führt, so daß dort notwendige Glättungskondensatoren kleiner ausgebildet werden können. Bei drei Heizelementen könnten dann die Einschaltintervalle um 120° phasenverschoben sein, bei vier Heizelementen um 90°.

Claims

1. Induktionsheizgerät mit mehreren Heizstellen, einer ersten Steuerschaltung, die allen Heizstellen gemeinsam ist und je einer zweiten Steuerschaltung für jede Heizstelle, dadurch gekennzeichnet, daß

a) der Inverterkreis (1) für jede Heizstelle aus einer Gegentaktleistungsstufe und einem Serienresonanzkreis (2) besteht,
b) alle Inverterkreise mit der gleichen konstanten Hochfrequenz angesteuert sind,
c) die Serienresonanzkreise (2) den ersten Schaltelementen (Q 1) der Gegentaktleistungsstufen parallel geschaltet sind, die durch die erste Steuerschaltung (71) mit einem konstanten Tastverhältnis angesteuert sind und
d) die zweiten Schaltelemente (Q 2) der Gegentaktleistungsstufen durch ihre zweiten Steuerschaltungen (72) während einstellbarer Zeitintervalle innerhalb der Ausschaltzeit der ersten Schaltelemente (Q 1) eingeschaltet sind.

2. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Steuerschaltungen (72) Stromdetektierungseinrichtungen (CT 1, CT 2) für die Ströme in den Gegentaktleistungsstufen aufweisen.

3. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Steuerschaltungen (72) mit Einrichtungen (ZD 1, R 15) zum Ausgleichen von Schwankungen der Heizleistung aufgrund schwankender Versorgungsspannung verbunden sind.

4. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es eine gemeinsame Oszillatorschaltung (6) zum Abgeben eines Steuereingangssignals an die erste Steuerschaltung (71) und die Vielzahl von zwei Steuerschaltungen (72) vorgesehen ist.

5. Induktionsheizgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Oszillatorschaltung (6) einen Transformator (T 1) aufweist, der zwei Ausgangswicklungen (n 7, n 8) aufweist, wobei eine Ausgangswicklung (n 7) mit der einzelnen ersten Steuerschaltung (71) und die andere Ausgangswicklung (n 8) mit jeder der Vielzahl von zweiten Steuerschaltungen (72) verbunden ist.

6. Induktionsheizgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die andere Ausgangswicklung (n 8) als Leistungsquelle für die zweiten Steuerschaltungen dient.

7. Induktionsheizgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die erste Steuerschaltung erste signalerzeugende Einrichtungen (71; R 4, C 5) aufweist, die auf ein Ausgangssignal von der Oszillatorschaltung (6) zum Erzeugen eines ersten Antriebssignals reagieren, das eine vorbestimmte zeitliche Länge hat, um die ersten Schaltelemente (Q 1) anzutreiben,
daß die zweiten Steuerschaltungen zweite signalerzeugende Einrichtungen (72; MV, Q 5-Q 7) aufweisen, die auf ein Ausgangssignal von der Oszillatorschaltung (6) zum Erzeugen von zweiten Antriebssignalen reagieren, durch die die zweiten Schaltelemente (Q 2) angetrieben werden, und
daß Eingangseinstelleinrichtungen mit Einrichtungen (VR) vorgesehen sind, die auf die zweiten signalerzeugenden Einrichtungen einwirken, um die zeitliche Länge der zweiten Antriebssignale zu variieren.