DE3240726A1

DE3240726A1 - Induktionsheizgeraet

Info

Publication number: DE3240726A1
Application number: DE19823240726
Authority: DE
Inventors: Etsuo Sakoguchi; Kazuyoshi Tsukamoto
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1981-11-05
Filing date: 1982-11-04
Publication date: 1983-05-19
Also published as: US4560851A; DE3240726C2; GB2108786A; GB2108786B

Description

Glawe, DeIfs, Moll & Partner - ρ 10654/82 - Seite

Induktionsheizgerät

Die Erfindung betrifft ein Induktionsheizgerät und insbesondere ein Induktionsheizgerät mit einem SEPP-inverter.

Konventionell ist als Treiberschaltung für diese Art von Induktionsheizgerät für Kochzwecke eine Schaltung bekannt, in der eine Serienresonanzschaltung verwendet wird, die eine Induktionsheizspule und einen Resonanzkondensator aufweist, so daß ein Hochfrequenzinverter hergestellt wird, in dem ein Schaltelement in Reihe mit dem Resonanzkondensator geschaltet wird. In einem solchen Kochgerät mit diesem Aufbau ändert sich die Oszillationsfrequenz des Inverters in Abhängigkeit vom Einschaltintervall des Schaltelementes und vom Resonanzzyklus dieser Resonanzschaltung. Die Eingangsleistung zu einer Last wird aufgrund der Änderung der Frequenz eingestellt, insbesondere dadurch, daß das Einschaltintervall des Schaltelementes gesteuert wird. Bei einem solchen Kochgerät vom Frequenzsteuertyp entsteht ein Problem der Erzeugung von Geräuschen, Lärm und Störungen, wenn das Kochgerät mehrere Einheiten umfaßt. Insbesondere wenn benachbarte Heizeinheiten .gleichzeitig betrieben werden, so wird eine Oszillationsfrequenz eines Inverters sich natürlich je nach dem Unterschied des Materials eines zu heizenden Topfes oder eines Unterschiedes der eingestellten Eingangsleistung ändern. Der erwähnte Lärm, die Geräusche und Störungen werden durch gegenseitige

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Interferenz des magnetischen Feldes von jeder Heizeinheit erzeugt, und zwar entsprechend dem Frequenzunterschied zwischen beiden. Diese Störungen werden größer, wenn der Frequenzunterschied größer wird. Eine solche Erzeugung von Lärm vermindert den Wert des Gebrauchsgegenstandes, da sich ein Benutzer dadurch gestört fühlt.

Es ist daher möglich, die EingangsIeistung zu einer Last zu steuern, das heißt den Ausgang, ohne daß die Qzsillationsfrequenz von Invertern geändert wird. In diesem Fall wird irgendwelcher hörbare Lärm, der durch den Frequenzunterschied zwischen jeder Einheit bewirkt wird, nicht erzeugt werden, sogar wenn das Induktionsheizgerät eine Vielzahl von Heizbereichen oder Heizeinheiten aufweist. Durch die Erfindung sollen diese Vorteile erreicht werden.

Eine Hauptaufgabe der Erfindung besteht demgemäß in der Schaffung eines Induktionsheizgerätes, mit dem die Eingangsleistung zu einer Last ohne Frequenzänderung eines Inverters gesteuert werden kann.

Ein Induktionsheizgerät der Erfindung weist einen Inverter auf, der ein erstes Schaltelement, das mit dem Anschluß hohen elektrischen Potentials einer Gleichstromquelle verbunden ist, und ein zweites Schaltelement aufweist, das mit dem ersten Schaltelement in Reihe geschaltet ist und außerdem mit dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials der Gleichspannungsquelle verbunden ist. Ein Lastkreis, der eine Reihenschaltung einer Induktionsheizspule und eines Resonanzkondensators aufweist, ist mit dem ersten Schaltelement parallel geschaltet. Das erste

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Schaltelement wird in einem vorbestimmten Zyklus ein/ausgeschaltet, und das zweite Schaltelement wird während des Intervalles eingeschaltet, während dem das zweite Schaltelement ausgeschaltet ist. Die Einstellung des Eingangssignals für die Lastschaltung wird dadurch durchgeführt, indem das Intervall des zweiten Schaltelementes gesteuert wird.

Da die Oszillationsfrequenz des Inverters vom Ein-Aus-Intervall des ersten Schaltelementes abhängt, ist die Oszillations frequenz des Inverters erfindungsgemäß immer konstant. Es besteht daher keine Gefahr, daß Lärm aufgrund von Frequenzunterschieden bewirkt wird, und zwar nicht einmal dann, wenn eine Vielzahl von Heizeinheiten nebeneinander vorgesehen sind. Dadurch wird der Kochbetrieb für den Benutzer angenehm. Es kann weiter eine Konstruktion vorgesehen sein, bei der der Heizvorgang automatisch mit geringerer Eingangsleistung in dem Moment beginnt, wenn der Inverter mit seinen Oszillationen beginnt. Es ist also ein sogenannter sanfter Start möglich, wodurch es ermöglicht wird, das Auftreten von Überstrom oder Überspannung zu vermeiden, die bei dem Start sonst leicht erzeugt werden könnten. Auf diese Weise ist es möglich, die Belastung des Schaltelementes zu reduzieren.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird eine Oszillationsschaltung wie z.B. vom Zweitransformatortyp des selbsterregten Oszillators verwendet, um einen Inverter zu treiben. Die erste Steuerschaltung schaltet das erste Schaltelement in einem vorbestimmten Zyklus ein/aus gemäß dem Ausgang von der Oszillatorschaltung. Eine zweite Steuerschaltung schaltet das zweite Schalt-

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element während des Intervalls ein, in dem das erste Schalt element abgeschaltet ist, und zwar als Reaktion auf den Ausgang von der Oszillatorschaltung. Eine Einstellung der Eingangsleistung zur Last wird dadurch erreicht, indem die seitliche Länge eines Treibersignales variiert wird, das von der zweiten Steuerschaltung an das zweite Schaltelement angelegt wird. Bei dieser Ausführungsform kann vom Ausgang der Oszillatorschaltung eine Leistungsquelle für die zweite Steuerschaltung hergestellt werden. Es ist demgemäß nicht notwendig, eine getrennte Leistungsquelle für eine Steuerschaltung vorzusehen. Daher kann die gesamte Schaltung einfach und billig aufgebaut sein.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung wird ein System zum Feststellen eines Eingangsstromes zu einer Last als zweite Steuerschaltung für den Antrieb des zweiten Schaltelementes verwendet. Die ersten und zweiten Schaltelemente weisen in einer Richtung arbeitende Schaltelemente wie z.B. Transistoren, Gatter-Äbschalt-Thyristören (GTO) und ähnliches auf, mit denen ein in einer Richtung arbeitendes Element wie z.B. eine Diode antiparallel verbunden ist. Die zweite Steuerschaltung steuert das Einschaltintervall des zweiten Schaltelementes aufgrund eines Stromes, der durch die ersten und zweiten Schaltelemente fließt, und aufgrund eines Stromes, der durch die ersten und zweiten in einer Richtung arbeitenden Elemente fließt. Insbesondere wird das zweite Schaltelement durch ein Ausgangssignal von einer Vergleichsschaltung angetrieben, durch die eine Spannung, die der Differenz zwischen beiden Strömen entspricht, mit einer Bezugsspannung verglichen wird.

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Da diese bevorzugte Ausführungsform des Induktionsheizgerätes einen Kollektorstrom eines Transistors, der einen SEPP-Inverter bildet, und einen Diodenstrom detektiert und ein Steuereingangssignal aufgrund der Differenz zwischen beiden erzeugt, wird es möglich, daß ein Teil einer Leistungsquellenschaltung, der eine Gleichrichtungsschaltung, eine Drosselspule und einen Filterkondensator aufweist, gemeinsam verwendet werden kann, wenn eine Vielzahl von Heizeinheiten vorgesehen sind. Daher können diese Teile sehr wirksam benutzt werden, und es kann eine Raumeinsparung erzielt werden. Außerdem kann eine genaue Eingangssteuerung gemacht werden, da bei der vorliegenden Ausführungsform die Differenz zwischen dem Kollektorstrom eines Transistors und eines Diodenstromes verwendet wird, die genau eine Eingangsleistung widerspiegelt, während bei bisher bekannten Kochgeräten die Eingangssteuerung aufgrund eines detektierten Eingangsstromes erfolgte.

Wenn bei einer weiteren Ausführungsform vorgesehen ist, daß eine Veränderung der Eingangsleistungsquellenspannung detektiert wird und die Eingangsleistung um die Größe dieser Veränderung modifiziert wird, wird die Gefahr beseitigt, daß eine höhere Spannung als eine stationäre Spannung an ein Gerät angelegt wird, wodurch das Gerät zerstört wird. Bisher war kein Schutz gegen eine Veränderung der Leistungsquellenspannung vorgesehen. Diese Gefahr bestand also bei konventionellen Geräten.

Wie beschrieben wurde kann das erfindungsgemäße Induktionsheizgerät leicht so hergestellt werden, daß es eine Vielzahl von Heizeinheiten aufweist. Bei einer weiteren bevor-

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zugten Ausführungsform, kann dann eine Vielzahl von Heizeinheiten geschaffen werden, von denen jede einen Inverter und einen Lastkreis aufweist.

Bei einem gewissen Induktionsheizgerät mit mehreren Einheiten werden alle Heizeinheiten durch eine einzige Oszillatorschaltung betrieben. Insbesondere werden die ersten und zweiten Schaltelemente durch einen PNP-Transistor bzw. einen NPN-Transistor gebildet. Von einem Oszillator werden ein Signal zum Ein-Aus-Schalten des PNP-Transistors in einem vorbestimmten Zyklus und ein Signal zum Einschalten des NPN-Transistors während des Intervalls, während dessen der PNP-Transistor abgeschaltet ist, abgegeben, wobei diese beiden Signale an jede Einheit durch eine gemeinsame oder eine getrennte Treiberschaltung angelegt werden. Bei dem Induktionsheizgerät mit mehreren Heizeinheiten kann das Problem der Erzeugung von Schwebungsgeräuschen aufgrund gegenseitiger Interferenz von Einheiten vermieden werden, da die Treiberfrequenz für jede Heizeinheit gleichgemacht werden kann. Da ein Emitter des PNP-Transistors mit dem Anschluß hohen elektrischen Potentials der Gleichspannungsquelle verbunden ist, braucht zusätzlich nur eine Ausgangswicklung einer Oszillatortreiberschaltung, die für alle Heizeinheiten gemeinsam vorgesehen ist, vorgesehen werden. Dadurch kann die Schaltung für die Heizeinheit vereinfacht werden. Außerdem ist ein Lastkreis parallel mit dem Transistor' auf der Seite des Anschlusses hohen elektrischen Potentials einer LeistungsSpannungsquelle verbunden, so daß das Ein/Aus-Intervall eines Transistors auf der Seite des Anschlusses niedrigen elektrischen Potentials variabel gesteuert werden kann. Dadurch ist es möglich, die Leistung unter der Bedin-

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gung einer konstanten Betriebsfrequenz zu regeln.

Bei einem anderen Induktionsheizgerät mit mehreren Heizeinheiten wird der Inverter, der in jeder Heizeinheit Vorgesehen ist, mit verschiedener Phase oder zu einem unterschiedlichen Zeitpunkt im Vergleich mit den anderen betrieben. In diesem Falle besteht der Vorteil, daß die Kapazität eines Glättungskondensators, der zusammen mit einer Gleichrichterschaltung eine Gleichstromquelle bildet, klein gemacht werden kann. Insbesondere kann das andere Induktionsheizgerät mit mehreren Heizeinheiten den Strom eines Filterkondensators, der eine Leistungsquellenschaltung bildet, ausmitteln. Dadurch wird die Benutzung eines Kondensators mit kleinem zulässigen Welligkeitsstrom möglich, da der Betriebszeitpunkt für jede Heizeinheit unterschiedlich gemacht wird, indem eine Vielzahl von Heizeinheiten, die einen SEPP-Inverter aufweisen, durch dieselbe Leistungsquelle angetrieben wird.

Die Erfindung wird im folgenden beispielsweise anhand von vorteilhaften Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltschema eines SEPP-Inverters,

der für die Erfindung Verwendung findet;

Fig. 2 u. 3 Wellenformdarstellungen zur Erklärung der

Betriebsweise der Schaltung der Fig. 1;

Fig. 4 ein Schaltschema einer Ausführungsform

der Erfindung;

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Fig. 5 Wellenformdarstellungen zur Erklärung der

• Betriebsweise der Äusführungsform der Fig. 4;

Fig. 6 bis 8 Wellenformdarstellungen zur Erklärung der

Betriebsweise eines Ringkerns?

Fig. 9 ein Blockdiagramm eines Induktionsheiz

gerätes mit mehreren Heizeinheiten als weitere Äusführungsform der Erfindung;

Fig. 10 ein Blockdiagramm einer Abwandlung der

Äusführungsform der Fig. 9;

Fig. 11 ein Schaltschema einer weiteren Ausführungs

form der Erfindung;,

Fig. 12 eine schematische Darstellung zur Erklärung

einer Stromdetektierung bei der Ausführungsform der Fig.11;

Fig. 13 ein Schaltschema eines Beispiels einer

Eingangssteuerschaltung;

Fig. 14 ein Schaltschema eines anderen Beispiels

einer Eingangssteuerschaltung;

Fig. 15 ein Beispiel einer Schaltung zum Abziehen

einer Spannung, die eine Änderung der Leistungsquellenspannung folgt;

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Fig. 16 eine Darstellung der Beziehung zwischen

Spannungen Vout und Vs;

Fig. 17 ein Schaltschema eines besonderen Beispiels

der Eingangssteuerschaltung;

Fig. 18 eine Wellenformdarstellung zur Erklärung

des Betriebes der Schaltung der Fig. 17;

Fig. 19 ein Hauptschaltschema, das eine weitere

Ausführungsform der Erfindung darstellt;

Fig. 20 eine zeitliche Darstellung zur Erklärung

des Betriebes der Ausführungsform der Fig. 19; und

Fig. 21 u. 22 Wellenformdarstellungen zur Erklärung eines

Effektes bei der Ausfuhrungsform der Fig. 19.

In Fig. 1 ist ein Schaltschema eines SEPP-Inverters 1 gezeigt, der für die vorliegende Erfindung verwendet wird, wobei erste und zweite Transistoren Q1 und Q2, die erste bzw. "zweite Schaltelemente sind, in Reihe zwischen dem Anschluß hohen elektrischen Potentials und dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials einer Gleichstromleistungsquelle geschaltet sind, wobei beide Transistoren Transistoren vom NPN-Typ sind. Ein Gatter-Abschalt-Thyristor und ähnliche Elemente, die keine Transistoren sind, können auch als erste und zweite Schaltelemente verwendet werden. D1 und D2 sind Freilaufdioden,

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die mit den ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q 2 antiparallel geschaltet sind. 2 bezeichnet einen Lastkreisbzw, eine Lastschaltung, die mit dem ersten Transistor Q1 parallel geschaltet ist und eine Induktionsheizspule L1 und einen Resonanzkondensator C1 aufweist. Ein Kochtopf (nicht gezeigt) aus Metall wie z.B. Eisen oder ähnlichem ist nahe bei der Induktionsheizspule L1 angeordnet, i

Fig. 2 zeigt eine Wellenformdarstellung des Betriebes dieser Schaltung, bei der Ein/Aus-Signale A und B an die Basen des ersten bzw. zweiten Transistors Q1 bzw. Q2 angelegt werden. Zuerst fließt, wenn der zweite Transistor Q2 durch das Signal B angeschaltet wird, ein Treiberstrom 11 durch die Induktionsheizspule L1, den Resonanzkondensator C1 und den zweiten Transistor Q2. Wird der zweite Transistor Q2 abgeschaltet und der erste Transistor Q1 eingeschaltet, fließt ein kreisender Strom 12 durch die Induktionsheizspule L1, den Resonanzkondensator C1 und die Diode D1. Wird der kreisende Strom 12 null, wird ein durch den Lastkreis 2 fließender Strom invertiert, ein Treiberstrom 13 fließt durch den ersten Transistor Q1, den Resonanzkondensator C1 und die Induktionsheizspule L1. Anschließend wird wiederum der zweite Transistor Q2 eingeschaltet und der erste Transistor Q1 ausgeschaltet. Ein kreisender Strom 14 fließt jedoch für einige Zeit durch die Diode D2, den Resonanzkondensator C1 und die Induktionsheizspule L1. In Fig. 2 (C) kennzeichnet eine ausgezogene Linie einen Fall von Phasenverzögerung und eine strichpunktierte Linie den Fall von Phasengleichheit. Im Falle von Phasengleichheit fließen

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keine kreisenden Ströme 12 und 14. Ob Phasengleichheit, eine Phasenverzögerung oder eine Vorauseilung der Phase auftritt, hängt von der Art des Kochtopfes ab, d.h. der effektiven Induktivität der Spule L1.

In Fig. 3 sind Wellenformen von Lastströmen für den Fall gezeigt, bei dem die Ein- und Ausschaltintervalle des ersten Transistors Q1 gleichgemacht werden, während das Einschaltintervall des zweiten Transistors Q2 durch einen Zyklus im Ausschaltintervall des ersten Transistors Q1 gesteuert wird. Der Stromwert kann beliebig gesteuert werden, indem das Ausschaltintervall des ersten Transistors Q1 als Maximum für das Einschaltintervall des zweiten Transistors verwendet wird, und indem null als Minimum benutzt wird. Da das Emitterpotential des ersten Transistors Q1 unstabil variiert, ist die Steuerung des Einschaltzyklus schwierig, und es ist daher eine komplizierte Schaltung erforderlich, diese Steuerung durchzuführen. Da das Emitterpotential des zweiten Transistors Q2 auf ein niedriges elektrisches Potential fixiert ist (Erdpotential) , ist die Steuerung des Einschaltzyklus desselben leicht. Demgemäß kann der Start von einem kürzeren Wert des Einschaltintervalls des zweiten Transistors Q2 leicht beim Zeitpunkt des Beginns der Oszillation erreicht werden. Die Belastung des Transistors aufgrund eines großen Stromes, der leicht beim Start erzeugt wird, und eine überspannung im Moment der Unterbrechung des Stromes kann verringert werden.

Der erfindungsgemäß verwendete SEPP-Inverter ist von einem konventionellen typischen SEPP-Inverter dadurch

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verschieden, daß-ein Anschluß des Lastkreises mit dem Anschluß hohen elektrischen Potentials einer Gleichstromleistungsquelle verbunden ist (es kann eine Stromquelle mit welligem Strom verwendet werden). Ein Induktionsheizgerät für Kochzwecke mit einem konventionellen typischen SEPP-Inverter ist z.B. in der japanischen Patentoffenlegungszeitschrift Nr. 65 447/1976 beschrieben (Offenlegung für öffentliche Einsichtnahme am 7. Juni 1976). Dort ist ein Anschluß des Lastkreises parallel mit der Seite niedrigen elektrischen Potentials verbunden, was dem Transistor Q2 in der Schaltung von Fig« 1 entspricht. Bei dieser konventionellen Schaltung besteht jedoch der große Nachteil, daß eine Schaltung für den sogenannten sanften Start kompliziert wird oder daß ein Transistor mit höheren Betriebsdaten verwendet werden muß.

Es wird angenommen, daß der Lastkreis 2 parallel in der Schaltung der Fig. 1 mit dem zweiten Transistor Q2 geschaltet ist. In diesem Fall wird die Energiemenge, die dem Lastkreis 2 zugeführt werden soll, in Abhängigkeit vom Intervall des ersten Transistors Q1 bestimmt. Um die Ausgangsleistung einzustellen, ist es daher notwendig, das Ein/Ausschalten des Transistors Q1 zu steuern. Bevor die Leistungsquelle eingeschaltet wird, ist in der Induktionsheizspule L1 und im Resonanzkondensator C1 keine Energie gespeichert. Beim Einschalten der Stromversorgung wird so gleichzeitig ein Spitzenstrom in die Spule L1 und den Kondensator C1 fließen. Dieser Spitzenstrom muß so klein wie möglich gemacht werden, da der Spitzenstrom zur Zerstörung des Transistors Q1 führt.

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Um den Spitzenstrom klein zu machen, muß das Einschaltintervall des Transistors Q1 unmittelbar nach Einschalten der Stromversorgung kleiner gemacht werden. Es ist jedoch sehr schwierig, den Einschaltzyklus des Transistors Q1 zu steuern. Der Grund besteht darin, daß der Emitter des Transistors Q1 nicht mit einem Bezugsspannungspotential verbunden ist und er sich sozusagen in einem schwebenden Zustand befindet. Die Ein/Ausschaltungssteuerung eines Transistors, dessen Emitter sich im schwebenden Zustand befindet, erfordert eine sehr komplizierte Schaltung. Demgemäß könnte bei einem konventionellen SEPP-Inverter ein sanfter Start nicht durchgeführt werden.

In dieser Hinsicht ist es bei dem SEPP-Inverter, der in Fig. 1 gezeigt ist, für den Zweck eines sanftes Starts ausreichend, nur den Arbeitszyklus des zweiten Transistors Q 2 zu steuern; ein sanfter Start kann daher leicht erreicht werden. Daher besteht der Unterschied zwischen dem SEPP-Inverter in Fig. 1 und dem konventionellen Inverter nicht nur in dem Punkt, daß die Art der Verbindung des Lastkreises verschieden ist, sondern es muß auch berücksichtigt werden, in welcher Weise, wie leicht und wirtschaftlich die Schaltung insbesondere für ein Kochgerät verwendet werden kann. Dieser Unterschied ist bedeutend genug, zu beweisen, daß die Schaltung der Fig. 1 nicht nur eine einfache Umkonstruktion der konventionellen Schaltung ist.

Fig. 4 zeigt ein Schaltschema einer Ausführungsform der Erfindung. Dabei sind mit den Bezugszeichen 3 und 4 Anschlüsse einer Leistungsquelle bezeichnet, an die

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ein Wechselstrom von 240 V angelegt ist. Mit 3 und 5 sind Lexstungsquellenschlüsse bezeichnet, an die ein Wechselstrom von 120 V angelegt wird. DB1 ist eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten eines zugeführten Wechselstromes von 240 V. Mit C2 ist ein Glattungskondensator bezeichnet, dessen Kapazität für den Zweck der Verbesserung des Leistungsfaktors klein ist. Der Ausgang vom Glattungskondensator C2 hat daher einen Welligkeitsstrom, der nur wenig geglättet ist. Mit DB2 ist eine Gleichrichterschaltung bezeichnet,· die einen Wechselstrom von 120V empfängt und denselben gleichrichtet. Mit C3 ist ein Glattungskondensator mit grosser Kapazität bezeichnet. Der Ausgang vom Glattungskondensator C3 wird daher ein Strom mit einer geringen Welligkeit sein, also fast ein Gleichstrom. Eine Klemmenspannung des Kondensators C2 wird an den SEPP-Inverter angelegt, eine Klemmenspannung des Kondensators C3 wird an eine Oszillatorschaltung 6 gelegt.

Da der Aufbau des SEPP-Inverters 1 obenstehend beschrieben wurde, wird hier auf eine Erläuterung verzichtet. Mit U ist ein Kochtopf bezeichnet, der mit der Induktionsheizspule L1 elektromagnetisch gekoppelt ist. Mit L2 ist eine Induktivität bezeichnet, z.B.· ein Ringkern, durch die ein Spitzenstrom vermieden werden soll.

Die Oszillatorschaltung 6 hat den Aufbau einer Schaltung vom zweiten Transformatortyp eines selbsterregten Oszillators. T1 ist ein erster Transformator. Zwei Transistoren Q3 und Q4, die gleiche Charakteristiken

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haben, sind miteinander in komplementärer Weise verbunden. Jede der Primärwicklungen wird durch jeweils die Kollektorwicklungen n1 und n2 gebildet. Die Emitter der entsprechenden Transistoren Q3 und Q4 sind gemeinsam verbunden und mit dem Glättungskondensator C3 verbunden. T2 bezeichnet einen zweiten Transformator, dessen Sekundärwicklung durch Basiswicklungen n3 und n4 der Transistoren Q3 und Q4 gebildet ist. R1 und R2 bezeichnet Widerstände, die zwischen die Basis und Emitter der Transistoren Q3 und Q4 geschaltet sind. Rs ist ein Startwiderstand, D3 und C4 bezeichnet eine Diode bzw. einen Kondensator, die parallel geschaltet sind und zwischen die Basiswicklungen n3 und n4 des zweiten Transformators C2 und die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 geschaltet sind. Dabei wird die Diode D3 zur Verhinderung eines Rückstromes und der Kondensator C4 zur Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit benutzt. Das Bezugszeichen n5 bezeichnet eine positive Rückkopplungswicklung des ersten Transformators T1, deren Ausgang mit einer Primärwicklung n6 des zweiten Transformators T2 über einen Widerstand R3 verbunden ist. Der zweite Transformator T2 ist ein sogenannter Sättigungstransformator, der im gesättigten Bereich benutzt werden kann. Die Bezugsziffern n7 und n8 bezeichnen Sekundärwicklungen des ersten Transformators T1; ihr Ausgangssignal wird an eine Steuerschaltung gelegt. Die Oszillationsfrequenz der Oszillationsschaltung ist auf Frequenzen eingestellt, die höher sind als hörbare Frequenzen, das heißt auf einen Wert, der über 20 kHz liegt.

In der Steuerschaltung 7 wird das Ausgangssignal einer Sekundärwicklung n7 des ersten Transformators T1 zwischen der Basis und dem Emitter des ersten Transistors Q1 durch

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eine Verzögerungsschaltung oder eine erste Steuerschaltung 71 eingegeben, die den Widerstand R4 und den Kondensator C5 aufweist. Mit D4 ist eine Diode bezeichnet, die so zwischengeschaltet ist, daß sie den ersten Transistor Q1 schnell abschalten kann. Mit DB3 ist eine in der zweiten Steuerschaltung 72 eingeschlossene Gleichrichtungsschaltung für Vollwellengleichrichtung eines Ausgangssignals der Sekundärwicklung n8 bezeichnet; diese Schaltung weist eine Diodenbrücke auf. C6 und C7 sind Glättungskondensatoren, deren Verknüpfungspunkt mit einem gemeinsamen Anschluß der Sekundärwicklung n8 verbunden ist, so daß in bezug auf den genannten gemeinsamen Anschluß positive und negative Spannungen an den Anschlüssen jedes der Kondensatoren C6 und C7 erhalten werden können. Der gemeinsame Anschluß ist zusammen mit dem Emitter des zweiten Transistors Q2 geerdet. Mit Q5 und Q6 sind ein Paar von Transistoren bezeichnet, die eine Komplementärschaltung bilden, wobei eine Klemmenspannung an der positiven Seite des Kondensators C6 an den Kollektor des Transistors Q5 und eine Klemmenspannung an der negativen Seite des Kondensators C7 an den Kollektor des Transistors Q6 angelegt wird. Der Emitter des Transistors Q5 und der Emitter des Transistors Q6 sind über den Widerstand R7 bzw. direkt mit der Basis des zweiten Transistors Q2 verbunden. Mit MV ist ein monostabiler Multivibrator beschrieben, an den ein Ausgangssignal von der Sekundärwicklung n8 gelegt wird und der ein Signal niedrigen Pegels für eine vorbestimmte Zeitdauer gleichzeitig mit dem Anstieg des Eingangssignals abgibt, wobei die Zeitdauer des Ausgangssignals durch einen veränderlichen Widerstand VR und einen Kondensator C8 bestimmt und

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beliebig eingestellt werden kann. Mit Q7 ist ein Transistor bezeichnet, der ausgeschaltet wird, wenn das genannte Signal niedrigen Pegels an seine Basis gelegt wird. Der Kollektor dieses Transistors ist mit den Basen der Transistoren Q5 und Q6 und auch mit dem positiven Anschluß des Kondensators C6 über den Widerstand R5 verbunden. Sein Emitter ist mit dem Anschluß negativer Polarität des Kondensators C7 verbunden. Mit R6 und C9 sind ein Widerstand bzw. ein Kondensator bezeichnet, die mit beiden Anschlüssen der Reihenschaltung der Kondensatoren C6 und Cl verbunden sind. Die Klemmenspannung des Kondensators C9 wird an die Basis des Transistors Q8 gelegt. Der Emitter-Kollektor des Transistors Q8 ist parallel mit dem veränderlichen Widerstand VR geschaltet, so daß der veränderliche Widerstand VR kurzgeschlossen ist, wenn der Transistor Q8 sich im leitenden Zustand befindet. Insbesondere wird für eine kurze Zeitdauer, bis der Kondensator C9 ein vorbestimmtes elektrisches Potential beim Beginn der Oszillationen des Inverters erreicht, der Transistor Q8 eingeschaltet, wodurch der veränderliche Widerstand VR kurzgeschlossen wird. Als Ergebnis wird die Breite des Ausgangspulses vom monostabilen Multivibrator MV reduziert. Das heißt, der Transistor Q8, der Kondensator C9 und der Widerstand R6 werden zur Ausübung des sogenannten sanften Startes verwendet .

Es soll nun die Betriebsweise dieser Schaltung beschrieben werden.

Zunächst soll die Oszillatorschaltung 6 beschrieben werden. Nimmt man an, daß der Transistor Q 3 durch eine Gleich-

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spannung leitend gemacht worden ist, die am Anschluß des Glättungskondensators C3 erhalten wird, beginnt ein Strom zwischen seinem Kollektor und Emitter zu fließen, und es wird in der Kollektorwicklung n5 eine induzierte Spannung bewirkt. Die induzierte Spannung bewirkt eine weitere induzierte Spannung in der Basiswicklung n3 des Transistors Q3 durch die Primärwicklung n6 des zweiten Transformators C2. Diese Spannung bewirkt, daß der Transistor Q3 eine positive Rückkopplung verursacht, so daß ein leitender Zustand durch einen ausreichenden Basisstrom nun ganz erreicht wird. Der Strom, der in den Widerstand R3 fließt, wächst aufgrund der Primärinduktanz des zweiten Transformators T2 an und erreicht einen gesättigten Zustand. Als Ergebnis wächst der Strom auf der Primärseite des zweiten Transformators T2 schnell an, und ein Spannungsabfall in beiden Anschlüssen des Widerstandes R3 wächst an, so daß die Spannung über beide Anschlüsse der Primärwicklung n6 des zweiten Transformators T2 abnimmt und die Rückkopplungsspannung abnimmt= Es wird so die Spannung des Kondensators C4 an die Basis des Transis tors Q3 in der gezeigten Polarität angelegt, und der Transistor Q3 wird abgeschaltet, so daß der Transistor Q4 zu leiten beginnt. Als Ergebnis tritt eine Rückkopplungswirkung in der Richtung auf, die dem vorherigen Zustand entgegengesetzt ist; daher wird der Transistor Q3 nicht leitend und der Transistor Q4 leitend. Der Primärstrom des zweiten Transformators T2 nimmt die umgekehrte Richtung ein, und der Transistor Q4 wird in derselben Weise leitend wie vorher der Transistor Q3 leitend wurde. Auf solche Weise setzt sich die selbsterregte Oszillation fort. Da zwei Kollektorwicklungen n1 und n2 des ersten

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Transformators Τ1 elektromagnetisch mit den Sekundärwicklungen n7 bzw. n8 gekoppelt sind, werden abwechselnd rechteckige Impulse in den Sekundärwicklungen n7 und n8 als Reaktion auf die leitenden und nicht leitenden Zustände der Transistoren Q3 und Q4 erhalten. Fig. 5 (A) zeigt eine solche Wellenform, wobei ein hoher elektrischer Potentialpegel erreicht wird, wenn der Transistor Q3 leitend ist, und ein niedriger elektrischer Potentialpegel erreicht wird, wenn der Transistor Q3 ausgeschaltet ist.

Ein invertiertes Signal der Wellenform (A) wird im Ausgang der Sekundärwicklung n8 erhalten. Das Ausgangssignal wird gleichgerichtet und geglättet durch die Gleichrichtungsschaltung DB3 und die Glättungskondensatoren C6 und C7 und als Treiberspannung an die Transistoren Q5 und Q6 in komplementärer Weise angelegt. Der monostabile Multivibrator MV arbeitet synchron mit dem Anstieg des genannten Ausgangssignals und gibt ein Signal niedrigen elektrischen Potentials während der Zeitdauer ab, die durch den variablen Widerstand VR eingestellt ist. Die Ausgangssignale des monostabilen Multivibrators MV in Fällen, in denen der Arbeitszyklus 50% bzw. in denen der Arbeitszyklus weniger als 50% beträgt, sind durch die Wellenformen (C) und (C) in Fig. 5 gezeigt. Da während dieser Zeitdauer der Transistor Q7 nicht leitend wird und daher der Transistor Q5 leitend wird und der Transistor Q6 nicht leitend wird, wird der zweite Transistor Q leitend. In Fig. 5 zeigt die Wellenform (B) den Basisstrom des ersten Transistors Q1. Die Wellenformen (D) und (D¹) stellen die Basisströme des zweiten Transistor Q2 dar, die den Wellenformen (C) bzw. (C.¹) entsprechen.

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Bei dieser Ausführungsform des erfindungsgemäßen Induktionsheizgeräts sind die leitenden und nicht leitenden Intervalle des ersten Transistors auf ein Verhältnis von 1:1 festgesetzt, während die leitenden und nicht leitenden Intervalle des zweiten Transistors Q2 beliebig zwischen 0% und 100% während des nicht leitenden Intervalles des ersten Transistors Q1 veränderbar sind, so daß die Eingangsleistung für den Kochtopf frei so eingestellt werden kann, daß sie sich von mehreren Watt bis ungefähr 1.500 Watt erstreckt. Der Maximalwert der Eingangsleistung ist durch eine Spannung bestimmt, bei der die Schaltelemente Q1, Q2 versagen, oder durch Faktoren, wie z.B. die Stromleistung, die einem üblichen Haus zugeführt wird. Ein Steuersignal für den monostabilen Multivibrator MV wird vom Ausgang der Oszillatorschaltung 6 angelegt. Es ist daher möglich, den arbeitsmäßigen Zeitverlauf für den zweiten Transistor Q2 mit demjenigen des ersten Transistors Q1 zusammenfallen zu lassen. Eine Leistungsquelle zum Betreiben der beiden Transistoren Q5 und Q6, die in komplementärer Weise verbunden sind, die den zweiten Transistor Q2 antreibt, kann von der Ausgangswicklung des ersten Transformators T1 erhalten werden. Es ist daher kein Leistungstransformator erforderlich, der häufig benutzt wird, um eine Leistungsquelle für die Steuerschaltung zu bekommen.

Es soll nun die Funktion des Ringkerns L2 beschrieben werden. Beim stationären Heizzustand arbeitet der SEPP-Inverter 1 wie in den Fig. 1 und 2 gezeigt. Dabei ist die Resonanzfrequenz f der Induktionsheizspüle L1, der Impedanz des Kochtopfes ü (im folgenden als äquivalente

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Impedanz bezeichnet) und des Resonanzkondensators C1 kleiner als die Oszillationsfrequenz f_ (f< f_Q)« Es geschieht daher nichts Ungewöhnliches, wenn Strom von der Freilaufdiode D2 zum zweiten Transistor Q2 übertragen wird. Wird jedoch ein Kochtopf erhitzt, dessen äquivalente Impedanz wie in Fig. 6 gezeigt klein ist, z.B. ein Kochtopf aus Aluminium, so wird dessen Resonanzfrequenz f größer als die Oszillationsfrequenz f (f > f ) , und der Laststrom eilt in der Phase voraus. Im Falle einer solchen Stromphase wird, wie in Fig. 7 gezeigt, ein Spitzenstrom im Moment der Stromübertragung von der Freilaufdiode D1 zum zweiten Transistor Q2 erzeugt. In Fig. 7 zeigt die Wellenform (A) eine Kollektorstromwellenform des zweiten Transistors Q2, und die Wellenform (B) zeigt eine Stromwellenform der Freilaufdiode D1. Diese Spitzenströme sind mehrere Male so groß wie der Spitzenwert des Laststroms und bewirken daher die Erzeugung von Geräuschen und eine Verringerung der Qualität der Schalttransistoren. Der Grund für die Erzeugung des Spitzenstromes soll unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben werden. Fig. 8 zeigt die Wellenformen der Basisspannung (A) und des Basisstromes (B) des Transistors. Um die Schaltgeschwindigkeit des Transistors zu erhöhen, ist es üblich, eine positive oder negative Spannung an dessen Basis zu legen. Wird demgemäß der Transistor abgeschaltet, indem die Basisspannung des Transistors, der leitend ist, von positiver Spannung zu negativer Spannung invertiert, so fließt ein Spitzenstrom I „ mit einem ausgeprägten und plötzlichen Spitzenwert. Der Strom I_„ ist ein Strom,

HZ

der bewirkt wird, wenn zwischen Basis und Emitter des Transistors gespeicherte elektrische Ladungen plötzlich

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entladen werden. In dieser Figur ist der Strom I₀₁ der Basisstrom, der fließt, wenn der Transistor leitend ist. Solche Spitzenströme werden auch in der Freilaufdiode D2 erzeugt. Der Spitzenstrom wird normalerweise ein Erholungsstrom genannt. Wird dies unter Bezugnahme auf die Schaltung der Fig. 1 in Betracht gezogen, so fließt zunächst ein kreisender Strom 12, und die Freilaufdiode D1 ist in der Vorwärtsrichtung vorgespannt. Wenn der zweite Transistor Q2 leitend wird, ist die Diode D2 in Rückwärtsrichtung vorgespannt. Demgemäß fließt ein Erholungsstrom in die Diode Dl. um solche Spitzenströme zu absorbieren, ist bei dieser Ausführungsform ein kleiner Ringkern L2 in die Stromwege des zweiten Transistors Q2 und der Diode D2 eingefügt. In den Stromweg wird durch den Ringkern L2 eine Induktivität eingefügt, die zum unterdrücken einer schnellen Stromänderung beiträgt. Der Spitzenstrom kann durch Einfügen des Ringkerns L2 auf ungefähr 1/10 verkleinert werden. Die Stelle, an der.der Ringkern L2 eingefügt ist, kann im Stromweg des ersten Transistors Q1 und der Freilaufdiode D1 liegen? es kann auch ein anderes induktives Element als ein Ringkern verwendet werden.

Wie vorstehend beschrieben ist diese Ausführungsform des Induktionsheizgeräts für Kochzwecke so ausgebildet ■„ daß sich ein Lastkreis parallel mit dem ersten Schaltelement auf der Seite hohen elektrischen Potentials des SEPP-Inverters befindet. Das zweite Schaltelement, das mit der Seite niedrigen elektrischen Potentials verbunden ist, das auf einen vorbestimmten Wert festgelegt ist, wird durch den Arbeitszyklus so gesteuert, daß die Eingangsleistung zur Last gesteuert wird, wodurch die

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Steuerschaltung hierfür sehr stark vereinfacht wird, wenn man dies mit dem Fall einer Steuerung durch das erste Schaltelement vergleicht, dessen Anschlußspannung unstabil ist.

In Fig. 9 ist das Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Induktionsheizgeräts gezeigt, die eine Vielzahl von Heizeinheiten hat. Die in Fig. 9 nicht gezeigten Teile sind dieselben wie bei der Schaltung der Fig. 4. Ein Transformator T1, der Teil einer Oszillationsschaltung 6 ist, weist vier erste Ausgangswicklungen n7 und eine zweite Ausgangswicklung n8 auf. Die vier Ausgangswicklungen n7 sind mit den entsprechenden Basen der ersten Transistoren Q1 in den entsprechenden Heizeinheiten 1 durch entsprechende erste Steuerschaltungen oder Verzogerungsschaltungen 71 verbunden. Die Verzögerungsschaltungen 71 können dieselben sein wie bei der Ausführungsform der Fig. 4. Vier zweite Steuerschaltungen 72 sind mit der einen zweiten Ausgangswicklung n8 verbunden. Die zweiten Steuerschaltungen 72 können auch dieselben sein wie bei der Ausführungsform der Fig. 4, wobei jeweils der Ausgang derselben mit der Basis des zweiten Transistors Q2 in einer entsprechenden Einheit 1 verbunden ist. Jede der zweiten Steuerschaltungen 72 weist einen veränderlichen Widerstand VR {Fig. 4) .zur Einstellung der Ausgangsleistung ein.

Bei der Ausführungsform der Fig. 9 ist die Arbeitsfrequenz jeder der Heizeinheiten 1 die gleiche, da die ersten Transistoren Q1 durch den Ausgang von der gemeinsamen Oszillatorschaltung 6 betrieben werden und die Frequenz

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ohne irgendwelche Bedingungen durch die Wiederholungsrate des ein/ausgeschalteten Zustands bzw. leitenden/nicht leitenden Zustands des Transistors Q1 bestimmt wird. Es wird daher kein hörbarer Lärm aufgrund der Unterschiede zwischen Arbeitsfrequenzen der Heizeinheiten erzeugt. Andererseits kann die Ausgangsleistung jeder der Heizeinheiten 1 unabhängig durch einen veränderlichen Widerstand in der entsprechenden zweiten Steuerschaltung 72 gesteuert werden. Durch die gemeinsame Verwendung der Ausgangswicklung n8 des Transformators T1 wird die Notwendigkeit vermieden, einen Transformator mit so vielen Wicklungen zu verwenden, wodurch die vorliegende Ausführungsform sehr praktisch wird.

Fig. 10 zeigt in einem Blockdiagramm eine Abwandlung der Schaltung von Fig. 9. Die Ausführungsform unterscheidet sich dadurch von der Ausführungsform der Fig. 9, daß ein halbkomplementärer SEPP-Inverter als SEPP-Inverter der Heizeinheit 1 verwendet wird, und daß der Transformator T1 eine einzige erste Ausgangswicklung n7 aufweist, die für jede Einheit gemeinsam verwendet wird. Der halbkomplementäre SEPP-Inverter ist mit Hilfe eines PNP-Transistors q1 und eines NPN-Transistors q2 aufgebaut, die in der Art einer Darlington-Schaltung verbunden sind. Hiermit ist dann ein NPN-Transistor Q2 in Reihe verbunden. Es ist auch möglich, einen komplementären SEPP-Inverter durch einen einzigen PNP-Transistor für die Transistoren q1 und q2 auszuführen. Wenn die beiden Transistoren q1 und q2 benutzt werden, besteht der Vorteil, daß dies billiger ist im Vergleich zu einem Fall, in dem ein einziger PNP-Transistor mit großer Belastbarkeit ver-

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Glawe, Delfs, Moll & Partner - ρ 10654/8*2' - Seite' wendet wird.

Wird so eine komplementäre oder halbkomplementäre Schaltung als SEPP-Inverter verwendet, so ist es möglich, alle diese Schaltungen mit Hilfe einer ersten Steuereinheit 71 zu betreiben, da die elektrischen Potentiale der Emitter der ersten Transistoren Q1 (q1, q2) gleich sind. Demgemäß kann bei der Ausführungsform der Fig. 10 die Zahl der Wicklungen des Transformators T1 in der Oszillatorschaltung 6 im Vergleich zur Ausführungsform der Fig. 9 verringert werden. Die zweite Steuerschaltung 72 kann dieselbe wie der Ausführungsform der Fig. 4 oder 9 sein.

In Fig. 11 ist mit AC eine übliche Wechselstromleistungsquelle gezeigt. Mit 1 sind Heizeinheiten bezeichnet, die einen gemeinsamen Ein/Ausschalter SW haben. Da die ersten und zweiten Heizeinheiten denselben Aufbau haben, soll nur die erste Heizeinheit im folgenden beschrieben werden. Mit DB1 ist eine Gleichrichtungsschaltung, mit L3 eine Drosselspule und mit C2 ein Filterkondensator bezeichnet. Die Heizeinheit 1 weist erste und zweite Transistoren Q1 bzw. Q2, eine Reihenresonanzschaltung oder einen Lastkreis 2, der mit dem ersten Transistor Q1 parallel, geschaltet ist und eine Induktionsheizspule L1 und einen Resonanzkondensator C1 aufweist, und Dioden D1 und D2 auf, die mit Transistoren Q1 bzw. Q2 antiparallel geschaltet sind. Ein Kochtopf, der eine Last darstellt, ist nahe der Induktionsheizspule L1 angeordnet. Mit CT1 ist ein Stromtransformator zum Detektieren von Kollektorströmen der ersten und zweiten Transistoren Q1 bzw. Q2 bezeichnet.

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Das Bezugszeichen CT2 bezeichnet einen Stromtransformator zum Detektieren von Strömen, die in die Dioden Di und D2 fließen. Eine Eingangssteuerschaltung 8 ist zum Steuern der Leitperiode des zweiten Transistors Q2 aufgrund der Stromsignale vorgesehen, die durch die Stromtransformatoren CT1 und CT2 detektiert werden.

Die ersten und zweiten Transistoren QI und Q2 werden abwechselnd leitend gemacht, wobei das Verhältnis der leitenden Zeiträume zu den nicht leitenden Zeiträumen des ersten Transistors Q1 1 :1 beträgt, während die Zeitdauer, in der der zweite Transistor Q2 leitend ist, beliebig innerhalb der Ausschaltperiode bzw. des nicht leitenden Zeitraums des ersten Transistors Q1 variiert werden kann.

Durch die Erfinder wurde bereits festgestellt, daß die EingangsIeistung zum SEPP-Inverter oder der Heizeinheit 1 proportional zum Unterschied zwischen einem Mittelwert der Kollektorströme T„* und I , die in die ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q2 fließen, und einem Mittelwert der Ströme I₀^ und I₃₃₂ ist, die in die Dioden D1 und D2 fließen. Durch die Eingangssteuerschaltung 8 dieser Ausführungsform wird dieses Prinzip angewendet.

Leitungen, in denen die Kollektorströme Ι_- und I_c2 der ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q 2 fließen, erstrecken sich durch den Kern 9 des Stromtransformators CTT so, daß die Stromrichtungen zueinander entgegengesetzt sind, wie dies in Fig. 12 (A) gezeigt ist. Auf ähnliche Weise verlaufen die Leitungen, in denen die Ströme I_Q1 und I _ in die Dioden D1 und D2 fließen,

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in dem Kern 9 des Stroratransformators CT2, so daß wie in Fig. 12 (B) gezeigt die Stromrichtungen einander entgegengesetzt sind. Fig. 12 (C) zeigt eine Abwandlung der Schaltung zur Detektion des Kollektorstroms, wobei die Leitung, in der der Strom I_Q1 in die Diode D1 fließt, und die Leitung, in der der Strom I _ in die Diode D2 fließt, in Vorwärtsrichtung bzw. Rückwärtsrichtung in bezug auf die Richtung des Laststromes I angeordnet sind, der in die Reihenresonanzschaltung 2 fließt.

Fig. 13 zeigt eine besondere Ausfuhrungsform der Eingangssteuerschaltung 8, wobei CT1 und CT2 die oben beschriebenen Stromtransformatoren bezeichnen, R11 und R12 Widerstände zum Umwandeln eines Stromsignales in ein Spannungssignal bezeichnen, 10 und 11 Gleichrichtungsschaltungen, C13 und C14 Glättungskondensatoren, R13 und Ri4 Widerstände, die zwischen die Anschlüsse der Glättungskondensatoren C13 bzw. C14 geschaltet sind, bezeichnen, wobei die Spannungen V1 und V2 zwischen den entsprechenden Anschlüssen erhalten werden.

Die Spannnung V1 ist eine Spannung, die dem Mittelwert der Kollektorströme proportional ist. Die Spannung V2 ist eine Spannung, die dem Mittelwert der Diodenströme proportional ist. Die Verdrahtung ist dabei so durchgeführt, daß die Spannung V2 eine entgegengesetzte Polarität zur Spannung V1 hat. Es wird so die folgende Spannung als Ausgangsspannung Vout zwischen den Widerständen R13 und R14 erhalten:

Vout = V1 - V2

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Was den SEPP-Inverter betrifft, so ändert sich die äquivalente Induktanz des Topfes und der Induktionsheizspule sehr stark in Abhängigkeit vom Material des Topfes, wobei die Frequenz konstant ist. Daher kann der in die Induktionsheizspule L1 fließende Strom drei Zustände annehmen, nämlich in

Ehase sein, phasenverzögert sein oder eine vorauseilende Phase haben. Aus diesem Grund ist der Mittelwert der Ströme der Induktionsheizspule Li nicht proportional zur Eingangsleistung. Daher kann eine genaue Detektion der Eingangsleistung nicht durchgeführt werden, sogar wenn nur ein Laststrom detektiert wird. Es ist notwendig, zum detektierten Eingang einen Strom zu addieren, der in die Diode D1 fließt, während ein Strom subtrahiert wird, der in die Diode D2 fließt. 12 ist ein Komparator, an dessen negativen Eingangsanschluß die Spannung Vout und an dessen positiven Eingangsanschluß ein vorbestimmter Bezugsspannungspegel Vref angelegt wird, wobei der Komperator so arbeitet, daß dann, wenn die Beziehung Vout> Vref erfüllt ist, eine Leitungsperiodensteuerschaltung 13 in der nächsten Stufe die Leitungsperiode des zweiten Transistors Q2 reduziert, das heißt die Ausgangsleistung reduziert. Besteht andererseits die Relations Vout< Vref, so wird die Leitungsperiode des zweiten Transistors Q2 langer, und die Ausgangsleistung wächst an. Auf diese Weise wird die Steuerung der Eingangsleistung bewirkt. Diese die Leitungsperiode steuernde Schaltung 13 kann z.B. ein UND-Gatter sein, das als ein Eingangssignal das Ausgangssignal vom Komperator 12 und als anderes Eingangssignal ein Signal empfängt, das im nicht leitenden Intervall des ersten Transistors Q1 einen hohen Pegel annimmt, wobei das Ausgangssignal des UND-Gatters an die Basis des zweiten Transistors Q2 gelegt wird.

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Demgemäß kann die leitende Periode des Transistors Q2 durch den Ausgang des Komperators 12 gesteuert werden.

Bei der Ausführungsform der Fig. 13 wird, um den positiven Eingang Vref zum Komperator 12 zu erhalten, genau wie bei der im folgenden beschriebenen Ausführungsform der Fig. 14 eine Spannungsteilerschaltung mit Widerständen R16 und R17 verwendet. Da V_nn und V konstante Spannungen sind, ist auch die Bezugsexngangsspannung Vref konstant.

Die Bezugsspannung Vref kann variabel gemacht werden, so daß die Ausgangsleistung von Hand durch Steuerung der Leitungsperiode des zweiten Transistors Q2 im SEPP-Inverter eingestellt werden kann. Um die Eingangsspannung Vref zu ändern, ist der Widerstand R17, der Teil einer Spannungs teilerschaltung ist, als variabler Widerstand ausgebildet. Wenn dann der Widerstandswert des variablen Widerstandes R17 größer gemacht wird, wird die Bezugseingangsspannung Vref größer, und daher wird die Steuereingangsspannung Vout im. Verhältnis kleiner. Als Ergebnis verlängert die Schaltung 13 zur Steuerung der Leitungszeitdauer die Leitungsperiode des zweiten Transistors Q2. Wenn der Widerstandswert des variablen Widerstandes R17 kleiner gemacht wird, wird dagegen die Leitungsperiode des Transistors Q2 kürzer, und die Ausgangsleistung wird klein.

Die folgende Tabelle zeigt die Werte der Eingangsleistung im Fall, daß einige verschiedene Arten von Topfen in konventionellen Beispielen erhitzt werden, und zwar einmal ohne die beschriebene Eingangssteuerkontrolle und einmal im Fall der erfindungsgemäßen Ausführungsform. Bei den

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IIS ■ . - . ■

konventionellen Beispielen wird eine Pfanne aus Gußeisen als Referenz verwendet, und es wird eine Eingangsleistung von 1.350 W dieser Pfanne zugeführt, während bei dieser Ausführungsform eine Eingangsleistung von 1.300 W der Gußeisenpfanne zugeführt wird.

Eingangsleistung (W)

Topf

konventionelles Ausführungsform Beispiel der Erfindung

Gußeisenpfanne
Emaillierte Pfanne

Pfanne aus nichtrostendem Stahl mit Kupferboden

Altight-(Warenzeichen der Fa. Nippon Kokan K.K., Tokyo) Pfanne*

Pfanne aus 18-8 nichtrostendem Stahl

Unterschied zwischen Maximum und Minimum

1350
1600

1425

1650

2050

700

1300 1300

1350

1300

1350

50

* aus aluminiumbeschichtetem Stahl

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Aus der Tabelle ersieht man, daß bei dieser Ausführungsform der Erfindung der Unterschied der maximalen und minimalen Eingangsleistung in Abhängigkeit von der Art der Pfanne 50 W beträgt, was ein äußerst genauer Eingangsleistungswert ist.

Fig. 14 ist ein Schaltschema eines anderen Beispiels der Eingangssteuerschaltung. Diese Ausführungsform ist so ausgebildet, daß bei Steuerung der Eingangsleistung berücksichtigt wird, daß die Eingangsleistung entsprechend einer Schwankung der Versorgungsspannung fluktuiert, wobei eine Korrektur durchgeführt wird, daß solche Fluktuationen der Leistungsquelle unwirksam gemacht werden. Üblicherweise wächst die Eingangsleistung dieser Art von Kochgeräten an oder fällt ab mit dem Quadrat der Eingangsspannung, wenn die Last konstant ist. Tritt insbesondere z.B. eine SpannungsSchwankung von +10% bei einer Leistungsquelle eines Wechselstroms vom 100 V auf, so tritt eine Fluktuation von ungefähr + 20% bei der Eingangsleistung auf. Sogar wenn der Wechselstrom oder Laststrom detektiert und so gesteuert wird, daß er konstant ist, ändert sich die Leistung proportional zur Schwankung der Spannung. Ändert sich z.B. die Spannung um 10%, so ändert sich die Leistung auch um 10%. Wächst daher die Anzahl der'Heizeinheiten an, wird eine solche Größe der Änderung addiert und kann daher nicht mehr vernachlässigt werden. Durch die Erfindung sollen solche Fluktuationen der Leistung vermieden werden.

Die vorliegende Ausfuhrungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform der Figur 13 dadurch, daß eine

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Zenerdiode ZD1 und ein Widerstand R15 vorgesehen werden. ZD1 ist eine Zenerdiode, die zwischen einer Spannung Vcc, die eine Spannung als Reaktion auf eine Veränderung der zugeführten Spannung einschließt, und einem Anschluß auf der Seite hohen elektrischen Potentials des Widerstandes R14 verbunden ist. R15 ist ein Widerstand, der zwischen dem genannten Anschluß und der Seite V_{0 e} niedrigen elektrischen Potentials einer regulierten Leistungsquelle konstanter Spannung verbunden ist, wobei die Spannung Vs zwischen den beiden Anschlüssen desselben zu der oben genannten Differenz des Spannungssignales V1 - V2 addiert wird. Es erscheint so ein Spannungssignal Vout (= V1 - V2 + Vs) am Anschluß auf der Seite hohen elektrischen Potentials des Widerstandes 13. 12 ist ein Komparator, an dessen negativen Eingangsanschluß die Spannung Vout und an dessen postiven Eingangsanschluß ein vorbestimmter Referenzspannungspegel Vref angelegt ist, wobei die Versorgungsspannung V_DD der regulierten Leistungsquelle mit konstanter Spannung durch die Widerstände R6 und R7 geteilt wird. Insbesondere ist der Komparator so ausgebildet und angeordnet, daß in dem Falle, daß die Beziehung Vout> Vref gilt, die Steuerschaltung 13 für die Leitperiode in der nächsten Stufe die leitende Periode des zweiten Transistors Q2 reduziert, wodurch die Ausgangsleistung reduziert wird. Gilt dagegen die Beziehung Vout<Vref, so wird die leitende Periode des zweiten Transistors Q2 langer, und die Ausgangsleistung wächst an.

Fig. 15 zeigt den Aufbau einer Leistungsquellenschaltung, mit der ein Spannungssignal Vcc erhalten wird, das eine

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Fluktuation einer Versorgungsspannung und konstante Spannungen V-.-., V einschließt, wobei AC die Versorgung mit

DU bb

Wechselstromleistung, T ein Spannungsreduktionstransformator, DB1 eine Gleichrichtungsschaltung und C15 und C16 Glättungskondensatoren bezeichnet, die in Reihe mit der Ausgangsseite der gleichrichtenden Schaltung DB1 geschaltet sind, wobei der Verbindungspunkt derselben geerdet ist. Mit 15 ist eine regulierte Schaltung für konstante Spannung gezeigt, an die die Anschlußspannungen der Glättungskondensatoren C15 und C16 angelegt werden. Diese Schaltung weist einen Transistor Q13 und eine Zenerdiode ZD2 auf. Konstante Spannungen V_nn und V werden auf der

IJiJ bb

Ausgangsseite der regulierten Schaltung 15 für konstante Spannung erhalten. Die Spannung Vcc ist eine Spannung, die von der Kathodenseite der Zenerdiode ZD2 abgenommen ist und ist nicht auf konstante Spannung reguliert; diese Spannung wächst daher proportional zum Durchschnittswert einer Eingangsspannung an oder nimmt mit derselben ab.

Anstelle der Wechselstromspannungsquelle AC können zum Erzeugen der Spannung Vcc und der Spannung V_DD der Transformator T und die Gleichrichtungsschaltung DB1, die in Fig. 15 gezeigt ist, die Oszillatorschaltung 6, der Transformator T1 der Oszillatorschaltung 6 und die. gleichrichtende Schaltung DB3, die in Fig. 4 gezeigt ist, benutzt werden.

Wenn die Zenerspannung der Zenerdiode ZD1 konstanter Spannung so eingestellt wird, daß sie einer Spannung Vcc in einer Eingangsspannung AC 90 V entspricht, zeigt die Klemmenspannung Vs des Widerstandes R5 eine Spannungswellenform, die in Fig. 16 gezeigt ist, die progressiv

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vom Punkt 90 V anwächst. Das Anwachsen der Spannung Vs bewirkt, daß die Spannung Vout anwächst, so daß die "H"-Pegelausgangsperiode vom Komperator 12 reduziert wird. Als Ergebnis hiervon nimmt die an eine Last abgegebene Eingangsleistung ab, und auch der Wert der Spannung V1 - V2 nimmt ab, und es wird daher die Summe dieses Wertes und der Spannung Vs ungefähr konstant gehalten. Auf diese Weise wird eine Leistungskompensation in einer Richtung durchgeführt, daß die Eingangsleistung abnimmt, wenn die Versorgungsspannung anwächst. Diese Leistungskompensation ist auch so, daß bei Abnehmen der Versorgungsspannung die Eingangsleistung abnimmt.

Sowohl bei der Ausführungsform der Fig. 14 als auch derjenigen der Fig. 13 kann ein Bezugsspannungseingang Vref des Komperators 12 beliebig durch einen veränderlichen Widerstand R17 eingestellt werden. Ein sogenannter sanfter Start kann dadurch erreicht werden, daß der Kondensator C17, der in Fig. 13 und 14 mit gestrichelten Linien gezeigt ist, mit dem variablen Widerstand R17 parallel geschaltet wird.

Wird insbesondere eine Versorgungsspannung V_DD abgegeben, das heißt, wird die Leistungsquelle eingeschaltet, so beginnt der Ladevorgang des Kondensators C17, der zum variablen Widerstand R17 parallel geschaltet ist. Zu einem früheren Zeitpunkt des Ladens ist der Strom zum variablen Widerstand so klein, daß der größte Teil des Stroms in den Kondensator C17 fließt. Demgemäß hängt die Bezugseingangsspannung Vref von der Klemmenspannung des Kondensators C17 ab. Zu einem früheren Zeitpunkt des Ladens ist die Klemmenspannung des Kondensators C17 sehr klein, so daß auch die

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SO

Bezugseingangsspannung Vref klein ist. Aus diesem Grunde wird die leitende Periode des Transistors Q2 kurz, so daß auch die Ausgangsleistung klein ist. Auf diese Weise wird ein sogenannter sanfter Start beim Einschalten der Leistungsquelle erreicht.

Ist der Kondensator C17 geladen, so fließt ein Strom in den veränderbaren Widerstand R17, und die Bezugsspannung Vref wird durch den veränderlichen Widerstand R17 bestimmt.

In Fig. 17 ist ein Beispiel einer tatsächlichen Treiberschaltung für den zweiten Transistor Q2 gezeigt, in der ein Treibersignal A des zweiten Transistors Q2 an einen Anschluß 16 gelegt wird. Das Signal A wird entsprechend einem nicht leitenden Intervall des ersten Transistors Q1 abgegeben, wobei das Verhältnis der leitenden und nicht leitenden Intervalle 1:1 beträgt. Mit 12 ist der bereits beschriebene Komperator bezeichnet, an dessen positiven Eingangsanschluß ein Ausgang von einer zeitkonstanten Schaltung mit einem Kondensator Cl und einem Widerstand R28 angelegt ist. Mit ZD3 ist eine Zenerdiode bezeichnet, die zwischen dem Widerstand R28 und der Spannung V_gs angeordnet ist. Die Zenerdiode ZD3 ist so vorgesehen und angeordnet, daß die Referenzeingangsspannung Vref nicht kleiner als ein vorbestimmter Wert wird. Da das Maximum des Intervalls des zweiten Transistors Q2 kürzer wird, wenn die Referenzspannung Vref kleiner wird, wird insbesondere die Referenzeingangsspannung Vref verhältnismäßig größer in bezug auf die Steuereingangsspannung Vout gemacht, daß der Transistor Q2 notwendigerweise für eine vorbestimmte Zeitperiode leitend wird,

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Si

sogar wenn die Bezugseingangsspannung Vref klein gemacht wird und die Ausgangsleistung klein gemacht wird, wodurch eine Verringerung des Wirkungsgrades verhindert wird. Q24 ist ein Transistor, der mit dem Kondensator C27 parallel geschaltet ist und dessen Basis mit dem genannten Anschluß 16 verbunden ist. Das genannte Signal Vout wird an den negativen Eingangsanschluß des Komperators 12 angelegt. Mit 13 ist ein UND-Gatter bezeichnet, an das ein Ausgangssignal C vom Komperator 12 und ein Signal A angelegt wird. Das Ausgangssignal D des UND-Gatters wird als Leitungssignal an die Basis des zweiten Transistors Q2 angelegt .

Fig. 18 enthält eine Wellenformdarstellung zur Erklärung des Betriebes dieser Konstruktion, wobei eine Wellenform B ein Eingangssignal Vout an den Komparator 12 und Vref zeigt. In dem Zeitintervall, wenn das Signal Vout kleiner ist als Vref, nimmt das Ausgangssignal C vom Komperator 12 hohen Pegel an, und daher führt der Zeitraum hohen Pegels des durch die UND-Operation gewonnenen Äusgangssignales D und des Signales Ä zu einer vorgegebenen Zeit der Leitung für den zweiten Transistor Q2. Wächst die Versorgungsspannung an, so wird daher als Ergebnis Vout als Reaktion auf das Anwachsen der Spannung Vs anwachsen, wodurch der Zeitraum hohen Pegels des Signales C kurzer wird, was wiederum dazu führt, daß der Zeitraum hohen Pegels des Signales D reduziert wird. Dadurch wird dann der leitende Zeitraum des zweiten Transistors Q2 kürzer, und die Eingangsleistung wird verringert. Fällt dagegen die Versorgungsspannung ab, so tritt eine dieser Betriebsweise entgegengesetzte Betriebsweise auf. Auf diese Weise wird die Eingangsleistung entsprechend einer Fluktuation

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der Versorgungsspannung korrigiert.

Um die Ausgangsleistung von Hand zu regulieren, so ist, wie aus Fig. 17 ersichtlich, der Widerstand R28 als variabler Widerstand ausgebildet, so daß die Bezugseingangsspannung Vref für den Komparator 12 variabel gemacht werden kann.

Außerdem entsprechen bei der Schaltung der Fig. 17 der Widerstand R26, der Kondensator C29 und der Transistor Q28, die mit gestrichelten Linien dargestellt sind, dem Widerstand R6, dem Kondensator C9 und dem Transistor Q8 der Ausführungsform der Fig. 4. Durch diese Schaltungselemente kann ein sogenannter sanfter Start bewirkt werden. Obwohl der Kondensator C29 gleichzeitig mit dem Einschalten der Leistungsversorgung beginnt, geladen zu werden, ist seine Anschlußspannung am Anfang des Ladevorganges sehr klein, so daß der Transistor Q28 stark leitet. Aus diesem Grunde wird die Steuereingangsspannung Vout für den Komperator 12 notwendigerweise einen verhältnismäßig hohen Wert annehmen, der nahe der Spannung V"_DD ist. Daher wird die zeitliche Breite des Treibersignals vom Komperator 12 und damit des UND-Gatters 13 kurz, was zu einer kurzen leitenden Periode des Transistors Q2 führt, wodurch die Ausgangsleistung klein gemacht wird. Auf diese Weise wird der sogenannte sanfte Start erreicht.

Anschließend wird der Kondensator C29 geladen, die Betriebs daten des Transistors Q28 nähern sich dem Wert, bei dem er abgeschaltet wird, und die Steuereingangsspannung Vout wird entsprechend der Spannung j V1 - V1 + VS j bestimmt.

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Es wird auf diese Weise ein stationärer Zustand erhalten, wenn unmittelbar nach Einschalten der Leistungsversorgung ein vorbestimmter Zeitraum verstrichen ist.

In Fig. 19 ist das Hauptschaltschema einer weiteren Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Diese Ausführungsform ist auf ein Induktionsheizgerät zum Kochen mit zwei Einheiten gerichtet. In Fig. 19 stellt AC eine Wechselspannungsquelle, DB1 eine Gleichrichtungsschaltung, L3 eine Drosselspule und C2 einen Filterkondensator dar, die zusammen eine Leistungsquellenschaltung bilden. Der Filterkondensator C2 ist ein Kondensator mit kleiner Kapazität, der kaum eine Glättungsfunktion hat, und in erster Linie verhindert, daß ein Hochfrequenzstrom zur Seite der Wechselspannung hindurchtritt. 1 bzw. 1' sind erste und zweite Heizeinheiten, die mit den Anschlüssen des Kondensators C2 parallel geschaltet sind, wobei jede dieser Einheiten einen SEPP-Inverter von gleichem Aufbau aufweist. In der Schaltung der ersten Heizeinheit 1 sind Q1 und Q2 erste und zweite Transistoren, die als ein Paar von Schaltelementen dienen, die in Reihe zwischen eine Leistungsquelle geschaltet sind. Mit D1 und D2 sind Dioden bezeichnet, die antiparallel zwischen Emitter und Kollektor der ersten und zweiten Transistoren Q1 bzw. Q2 geschaltet sind. Mit 2 ist eine Serienresonanzschaltung bezeichnet, die eine Induktionsheizspule L1, die mit dem ersten Transistor Q1 parallel geschaltet ist, und einen Resonanzkondensator C1 aufweist. Die ersten und zweiten Transistoren Q1 und Q2 werden abwechselnd durch Treibersignale a, b, c und d leitend gemacht, die von einer weiter unten beschriebenen Treiberschaltung 67 erzeugt werden. Treibersignale a¹.

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b', c' und d' werden an die ersten und zweiten Transistoren Q1' und Q2" eines SEPP-Inverters angelegt, der Teil der zweiten Heizeinheit 1' ist.

Die Antriebsschaltung 67 ist vom Zweitransformatortyp eines selbsterregenden Oszillators genau wie die Oszillatorschaltung 6 in Fig. 4. Die Klemmenspannung Vcc des Filterkondensators C2 wird als Treiberleistungsquelle durch die Diode D3 angelegt. Die Bezugsziffern n7, n8, n9 und n10 bezeichnen Sekundärwicklungen des ersten Transformators T1, wobei Treibersignale a, b, c und d für die erste Heizeinheit 1 von den Wicklungen n7 und n8 und die Treibersignale a', b', c¹ und d¹ für die zweite Heizeinheit 1' von den Wicklungen n9 und n10 abgegeben werden. Diese Ausgangssignale werden abgegeben, nachdem sie so durch eine Verzögerungsschaltung, die den Widerstand R34 und den Kondensator C35 aufweist, verzögert sind, daß sie nicht miteinander überlappen. Die Wicklungsrichtungen der Wicklungen n9 und n10 stehen in einem solchen Verhältnis, daß die Richtungen den Wicklungsrichtungen der Windungen n7 bzw. n8 entgegengesetzt sind.

Es soll nun die Betriebsweise beschrieben werden. Wird die Spannung Vcc an die Treiberschaltung 67 durch die Diode D3 angelegt, wird die durch den Glättungskondensator C3 geglättete Spannung eine Welligkeitsspannung. V_, die Wellungen von ungefähr 100 V bis ungefähr 140 V hat. Nimmt man an, daß die Spannung V_n den Transistor Q3 leitend macht, beginnt ein Strom zwischen dem Kollektor und Emitter desselben zu fließen, und es wird eine induzierte Spannung in der positiven Rückkopplungswicklung n5, die mit der Kollektorwindung n1 gekoppelt ist, erzeugt, wobei

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die induzierte Spannung eine weitere induzierte Spannung in der Basiswicklung n3 des Transistors Q3 durch die Primärwindung n6 des zweiten Transformators T2 bewirkt. Der Transistor Q3 bewirkt eine positive Rückkopplung durch diese Spannung. Auf diese Weise wird der leitende Zustand durch einen ausreichenden Basisstrom vollständig erreicht. Ein Strom, der in den Widerstand R3 fließt, wächst aufgrund der Primärinduktanz des zweiten Transformators T2 an und erreicht einen gesättigten Zustand. Als Ergebnis wächst der Strom auf der Primärseite des zweiten Transformators T2 schnell an, ein Spannungsabfall zwischen beiden Anschlüssen des Widerstandes R3 wächst an, und als Ergebnis fällt die Spannung über die beiden Enden der Primärwicklung n6 des zweiten Transformators T2 ab, und die Rückkopplungsspannung verringert sich.

Es wird dann die Spannung des Kondensator C4 an die Basis des Transistors Q3 in der gezeigten Polarität angelegt, der Transistor Q3 wird abgeschaltet, und der Transistor Q4 beginnt, leitend zu werden. Die Rückkopplungswirkung findet in einer Richtung statt, die der bisherigen entgegengesetzt ist. Daher wird der Transistor Q 3 nicht leitend und der Transistor Q4 leitend. Ein Primärstrom des zweiten Transformators T2 ist entgegengesetzt gerichtet, und der Transistor Q4 wird in derselben Weise leitend, wie der Transistor Q3 vorher leitend wurde. Auf diese Weise setzt sich eine selbsterregte Oszillation fort. Da zwei Kollektorwicklungen n1 und n2 des Primartransformators T1 elektromagnetisch mit den Sekundärwicklungen n7, n8, n9 bzw. n10 gekoppelt sind, werden Ausgangssignale als Reaktion auf den leitenden und nicht leitenden Zustand

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der Transistoren Q3 und Q4 erhalten. Wenn der Transistor Q3 leitend ist, sind daher die Signale a, b, c¹ und d¹ Einschaltsignale und die Signale a', b', c und d sind Ausschaltsignale. Ist dagegen der Transistor Q4 leitend, so sind die Signale a, b, c¹ und d¹ Ausschaltsignale und die Signale a¹, b¹, c und d Einschaltsignale. Die Wellenformen dieser Signale sind in Fig. 20 gezeigt.

Es soll nun die Betriebsweise der ersten Heizeinheit 1 beschrieben werden. Wird der zweite Transistor Q2 leitend, so fließt zunächst ein Strom Ι_τ _Λ durch die Induktionsheiz-

Ii I

spule L1, den Resonanzkondensator C1 und den zweiten Transistor Q2. Wird der zweite Transistor Q2 nicht leitend und der erste Transistor Q1 leitend, so fließt ein kreisender Strom in derselben Richtung durch die Induktionsheizspule L1, den Resonanzkondensator C1 und die Diode D1. Wird der kreisende Strom 0, so wird der in die Serienresonanzschaltung 2 fließende Strom invertiert, und es fließt daher ein Strom durch den ersten Transistor Q1, den Resonanzkondensator C1 und die Induktionsheizspule L1. Danach wird der zweite Transistor Q2 leitend und der erste Transistor Q1 nicht leitend. Ein kreisender Strom fließt jedoch einige Zeit durch die Diode D2, den Resonanzkondensator C1 und die Induktionsheizspule L1. Auf diese Weise oszilliert der SEPP-Inverter weiter, wobei die Frequenz auf ungefähr 20 kHz eingestellt ist.

Das Betreiben der ersten Heizeinheit 1 und der zweiten Heizeinheit 1' findet so statt, daß die Phase um 180° umgedreht ist. Ist deutlicher gesagt der zweite Transistor Q2 der ersten Heizeinheit 1 im leitenden Zustand,

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so ist der zweite Transistor Q2' der zweiten Heizeinheit 1' in einem nicht-leitenden Zustand, und umgekehrt. Dies wird durch die Wahl der Wicklungsrichtungen der Wicklungen n7, n8, n9 und n10 erreicht. Ein Strom, der vom Filterkondensator C2 entnommen wird, fließt daher abwechselnd in die zweiten Transistoren Q2 und Q2' in der ersten bzw. zweiten Heizeinheit 1 und 1^r; auf diese Weise fließt der Strom niemals in die zweiten Transistoren Q2 und Q2'.

Fig. 21 zeigt die Beziehung der Lastströme I_T1 und I₂ und des fließenden Stromes 1^_x, des Kondensators C2 des

CJc

konventionellen Beispiels, wobei die Betriebszyklen der ersten und zweiten Heizeinheiten 1 und 1' gleichgemacht sind. Außerdem sind die entsprechenden Verhältnisse bei der vorliegenden Ausführungsform zeichnerisch dargestellt. Da die zweiten Transistoren Q2 und Q2' in Fig. 21 zur selben Zeit leitend werden, wird der durch dieselben fliessende Strom Ι,™ dadurch groß, daß zwei Ströme zweier Einheiten einander überlagert werden. Da die zweiten Transistoren Q2 und Q2' in Fig. 22 abwechselnd leitend werden, ist der Strom I„_ der Strom nur einer Einheit, wodurch der

Ce

Spitzenwert des Stromes klein wird. Auf diese Weise wird der Strom des Filterkondensators C2 ausgemittelt. Bei der vorliegenden Ausführungsform eines Kochgeräts mit zwei Einheiten ist die Phasenverschiebung auf 180° eingestellt. Die Phasenverschiebung eines entsprechenden Arbeitszyklus in jeder der Heizeinheiten kann jedoch auch z.B. 120° im Falle eines Kochgerätes mit drei Einheiten betragen.

Obwohl die Erfindung ausführlich beschrieben und dargestellt wurde, versteht es sich, daß dies nur beispielsweise ge-

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schehen ist und in der Beschreibung der Ausführungsbeispiele keine Beschränkung zu sehen ist, daß vielmehr der Erfindungs gedanke nur durch die beigefügten Ansprüche eingeschränkt wird.

Es sollte noch bemerkt werden, daß unter einem SEPP-(= shingle e_nded £ush-p_ull) Inverter ein Inverter mit transformatorloser Gegentaktstufe bzw. Gegentaktendstufe zu verstehen ist.

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5t Leerseite

Claims

Patentansprüche

f 1.Jlnduktionsheizgerät, dadurch gekennzeichnet, daß es aufweist:

eine Gleichstromquelle (DB1) mit einem Anschluß höhen elektrischen Potentials und einem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials,

ein erstes Schaltelement (Q1) und ein zweites Schaltelement (Q2), die zwischen dem Anschluß hohen elektrischen Potentials und dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle (DB1) und und in Reihe miteinander verbunden sind,

wobei das erste Schaltelement (Q1) auf der Seite des Anschlusses hohen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle (DB1) und das zweite Schaltelement (Q2) auf der Seite des Anschlusses niedrigen elektrischen Potentials vorgesehen ist,

ein Lastkreis (2) der mit dem ersten Schaltelement {Q1)

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parallel geschaltet ist und eine Induktionsheizspule (L1) und einen Resonanzkondensator (C1) auf weist,

eine erste Steuerschaltung (71) zum Ein-Ausschalten des ersten Schaltelementes (QD in einem vorbestimmten Zyklus, und

eine zweite Steuerschaltung (72;8) zum Einschalten des zweiten Schaltelementes (Q2) während eines beliebigen Zeitraumes während eines Zeitintervalls, in dem das erste Schaltelement (Q 1) ausgeschaltet ist.
2. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es Eingangseinstelleinrichtungen (VR;R17) aufweist, die arbeitsmäßig mit der zweiten Steuerschaltung (72;8) zum Einstellen eines Einschaltintervalles des zweiten Schaltelementes (Q2) so verknüpft sind, daß ein Eingangssignal zur Lastschaltung eingestellt wird.
3. Induktionsheizgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Oszillatorschaltung (6) aufweist, die ein Steuersignal an die erste Steuerschaltung (71) und die zweite Steuerschaltung (72) abgibt.
4. Induktionsheizgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet ,

daß die erste Steuerschaltung erste signalerzeugende Einrichtungen (71;R4,C5) aufweist, die auf ein Ausgangssignal von der Oszillatorschaltung (6) zum Erzeugen eines ersten Antriebssignals reagieren, das eine vorbestimmte zeitliche Länge hat, um das erste

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Schaltelement (Q1) anzutreiben,

daß die zweite Steuerschaltung zweite signalerzeugende Einrichtungen (72;MV,Q5-Q7) aufweist, die auf ein Ausgangssignal von der Oszillatorschaltung (6) zum Erzeugen eines zweiten Antriebssignales reagieren, durch das das zweite Schaltelement (Q2) angetrieben wird, und

daß die Eingangseinstelleinrichtungen Einrichtungen (VR) einschließen, die auf die zweite signalerzeugende Einrichtung einwirken, um die zeitliche Länge des zweiten Antriebssignals zu variieren.
5. Induktionsheizgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuerschaltung eine Versorgungsschaltung (DB3) aufweist, die ein Ausgangssignal von der Oszillatorschaltung (6) zum Antreiben der zweiten signalerzeugenden Einrichtung (MV,Q5-Q7) empfängt,
6. Induktionsheizgerät nach Anspruch 4 öder 5, dadurch gekennzeichnet,

daß die Oszillatorschaltung als Zweitransformatortyp mit selbst erregter Oszillatorschaltung unter Einschluß eines Transformators (T1) aufgebaut ist,

daß der Transformator (T1) eine erste Äusgangswicklung (n7) und eine zweite Ausgangswicklung (n8) aufweist, die eine entgegengesetzte Polarität wie die erste Ausgangswicklung (n7) hat, und

daß die erste signalerzeugende Einrichtung (71jR5,C4) mit der ersten Ausgangswicklung (n7) und die zweite

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signalerzeugende Einrichtung (72;MV,Q5-Q7) mit der zweiten Ausgangswicklung (n8) verbunden ist.
7. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet ,

daß sowohl das erste Schaltelement als auch das zweite Schaltelement in einer Richtung arbeitende Schaltelemente (Q1, Q2) aufweist, wobei außerdem

ein erstes in einer Richtung arbeitendes Element (DD/ das antiparallel mit dem ersten Schaltelement (QD verbunden ist, und ein zweites in einer Richtung arbeitendes Element (D2) vorgesehen ist,.das antiparallel mit dem zweiten Schaltelement (Q2) verbunden ist.
8. Induktionsheizgerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuerschaltung aufweist:

erste Stromdetektiermittel (CTD zum Detektieren eines Stromflußes durch die ersten und zweiten in einer Richtung arbeitenden Schaltelemente (Q1,Q2),

zweite Stromdetektiermittel (CT2) zum Detektieren eines Stromflußes durch die ersten und zweiten in einer Richtung arbeitenden Elemente (D1, D2), und

eine Eingangssteuerschaltung (8) zum Steuern eines ein/ausgeschalteten Zustandes des zweiten in einer Richtung arbeitenden Schaltelements (Q2) auf Grund des Ausganges von den ersten Stromdetektiermitteln (CT1) und des Ausganges von den zweiten

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Stromdetektiermitteln (CT2)„
9. Induktionsheizgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssteuerschaltung einschließt:

!erste Spannungswandlermittel (10, C13, R13) zum Umwandeln des Ausgangs von der ersten Stromdetektiereinrichtung (CT1) in eine Spannung,

zweite Spannungswandlermittel (11, C14,R14) zum Umwandeln des Ausgangs von den zweiten Stromdetektiermitteln (CT2) in eine Spannung, und

Mittel zum Antreiben des zweiten Schaltelementes (Q2) in Abhängigkeit von einem Unterschied (Vout;VT-V2) zwischen einer Ausgangsspannung (V1) von den ersten Spannungswandlermitteln (10,C13,R13) und einer Ausgangsspannung (V2) von den zweiten Spannungswandlermitteln (11, C14,R14).
10. Induktionsheizgerät nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssteuerschaltung einschließtϊ

eine Bezugsspannungsschaltung (R16,R17) zum Erzeugen einer Bezugsspannung (Vref),

eine Vergleichsschaltung {12) zum Vergleichen der Differenzspannung (Vout) mit der Bezugsspannung (Vref5, und

eine Treiberschaltung (13), die auf ein Ausgangssignal von der Vergleichsschaltung (12) zum Antreiben des

. ■..

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zweiten Schaltelements (Q2) reagiert.
11. Induktionsheizgerät nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssteuerschaltung Modifiziereinrichtungen (ZD1,R15) zum Modifizieren einer der aus Differenzspannung (Vout) und Bezugsspannung (Vref) bestehenden Spannungen als Reaktion auf eine Schwankung der Versorgungsspannung aufweist.
12. Induktionsheizgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Modifizierschaltungen einschließen:

eine Schaltung (C15,C16) zum Abziehen einer Spannung (Vcc), die einer Schwankung des Ausgangssignals von der Gleichstromquelle (DB1) entspricht,

eine Reihenschaltung eines Spannungsregulierelementes (ZD1), die die Spannung (Vcc) empfängt, und eines Widerstands (R15), und

Mittel zum Zusammensetzen (synthesizing) einer Klemmenspannung (Vs) des Widerstandes (R15) und der Differenzspannung (Vout).
13. Induktionsheizgerät nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannungsschaltung Mittel (R17) zum Einstellen der Bezugsspannung (Vref) aufweist.
14. Induktionsheizgerät, dadurch gekennzeichnet, daß es aufweist:

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? '■■ .

eine Gleichstromquelle (DB1) mit einem Anschluß hohen elektrischen Potentials und einem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials,

eine Vielzahl von Reihenschaltungen, die zwischen dem Anschluß hohen elektrischen Potentials und dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle (DB1) geschaltet sind, und von denen jede eine Reihenverbindung eines ersten Schaltelementes (Q1) und· eines zweiten Schaltelementes (Q2) aufweist,

wobei jedes der ersten Schaltelemente (Q1) auf der Seite des Anschlusses hohen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle (DB1) und jedes der zweiten Schaltelemente (Q2) auf der Seite des Anschlusses niedrigen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle angeordnet ist,

eine Vielzahl von Lastkreisen, die parallel mit jedem der ersten Schaltelemente (QI) geschaltet sind und von denen jedes eine Induktionsheizspule (L1) und einen Resonanzkondensator (C1) aufweist,

eine oder mehrere erste Steuerschaltungen (71) zum Ein/Ausschalten der Vielzahl der ersten Schaltelemente (Q1) in einem vorbestimmten Zyklus, und

eine Vielzahl von zweiten Steuerschaltungen (72;8) zum Einschalten entsprechender zweiter Schaltelemente (Q2) während einer beliebigen Zeit in einem Zeitintervall, in dem erste Schaltelemente (Q1) ausgeschaltet sind.
15. Induktionsheizgerät nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Vielzahl von Eingangseinstellmitteln (VR;R1-7) aufweist, die mit jeder der zweiten

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Steuerschaltungen (72;8) zum Einstellen eines Zeitintervalls des entsprechenden zweiten Schaltelements (Q2) arbeitsmäßig so verbunden sind, daß ein Eingangsignal zum entsprechenden Lastkreis eingestellt wird.
16. Induktionsheizgerät nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vielzahl von ersten Steuerschaltungen vorgesehen sind, wobei darüber hinaus Einrichtungen (T1;n7-n10) vorgesehen sind,, die die Einschaltintervalle der Vielzahl von ersten Schaltelementen (Q1), die durch die Vielzahl von ersten Steuerschaltungen (71) gesteuert sind, voneinander verschieden machen.
17. Induktionsheizgerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Vielzahl von ersten Steuerschaltungen eine Schaltung (71;R5,C4) aufweist, die auf ein entsprechend angelegtes Steuereingangssignal zum Antreiben eines ersten Schaltelementes (Q1) reagiert, und wobei eine Oszillatorschaltung (6) vorgesehen ist, durch die an die entsprechenden Schaltungen (71;R5,C4) die Steuereingangssignale angelegt werden, die zueinander phasenverschieden sind.
18. Induktionsheizgerät nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet,

daß die Oszillatorschaltung vom Zweitransformatortyp mit selbstoszillierender Schaltung einschließlich eines Transformator (T1) aufgebaut ist,

daß der Transformator (T1) eine Vielzahl von Ausgangswicklungen (n7, n9) aufweist, von denen jede mit der entsprechenden Schaltung (71;R5,C4) verbunden ist,

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wobei die Vielzahl der Ausgangswicklungen mit zueinander entgegengesetzter Polarität gewickelt sind»
19. Induktxonsheizgerät nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, . .-. "

daß jede der zweiten Steuerschaltungen eine Schaltung (72;MV,Q5-Q7) aufweist, die auf ein angelegtes Steuereingangssignal reagiert, um ein entsprechendes zweites Schaltelement (Q2) zu treiben, und

daß der Transformator (TI) eine Vielzahl von zweiten Äusgangswicklungen (n8,n10) aufweist, von denen jede mit ihrer entsprechenden Schaltung (72;MV,Q5-Q7) verbunden ist,

wobei die Vielzahl der zweiten Ausgangswicklungen mit

zueinander entgegengesetzter Polarität gewickelt sind.
20. Induktionsheizgerät nach Anspruch 14 _s dadurch gekennzeichnet, daß "

jedes der ersten Schaltelemente (Q1) einen PNP-Transistor und jedes der zweiten Schaltelemente (Q2) einen NPN"-Transistor aufweist, wobei der PNP-Transistor und der HPN-Transistor eine komplementäre SEPP-Schaltung bilden, wobei eine oder mehrere der ersten Steuerschaltungen eine einzige erste Steuerschaltung (71) aufweisen, die gemeinsam für die Vielzahl von ersten Schaltelementen CQ1) verwendet wird,

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ΛΟ

wobei ferner eine gemeinsame Oszillatorschaltung (6) zum Abgeben eines Steuereingangssignals an jede der ersten Steuerschaltungen (71) und' die Vielzahl von zweiten Steuerschaltungen (72) vorgesehen ist.
21. rnduktionshexzgerät nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der PNP-Transistoren einen PNP-Transistor und NPN-Transistor aufweisen, die nach Art einer Darlington-Schaltung miteinander verbunden sind.
22. Induktionsheizgerät nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Oszillatorschaltung (6) einen Transformator (T1) aufweist, der zwei Ausgangswicklungen (n7,n8) aufweist, wobei eine Ausgangswicklung (n7) mit der einzelnen ersten Steuerschaltung (71) und die andere Ausgangswicklung (n8) mit jeder der Vielzahl von zweiten Steuerschaltungen (72) verbunden ist.
23. Induktionsheizgerät, dadurch gekennzeichnet, daß es aufweist:

eine Gleichstromquelle (DB1) mit einem Anschluß hohen elektrischen Potentials und mit einem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials,

eine Reihenschaltung eines ersten Schaltelementes (Q1) und eines zweiten Schaltelementes (-Q2) , die zwischen dem Anschluß hohen elektrischen Potentials und dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials der Gleichspannungsquelle (DB1) geschaltet sind,

.. .11

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An '■

wobei das erste Schaltelement (Q1) auf der Seite · des Anschlusses hohen elektrischen Potentiales der Gleichstromquelle (DB1) und das zweite Schaltelement (Q2) auf der Seite des Anschlusses niedrigen elektrischen Potentials angeordnet ist,

ein Iiastkreis, der mit dem ersten Schaltelement (QI) parallel geschaltet ist und eine Induktionsheizspule (L1) und einen Resonanzkondensator (C1) aufweist,

eine erste Steuerschaltung (71) zum Ein/Ausschalten des ersten Schaltelementes (Q1) in einem vorbestimmtem Zyklus,

eine zweite Steuerschaltung {72;8) zum Einschalten des zweiten Schaltelementes (Q2) während eines beliebigen Zeitraums während eines Zeitintervalls, in dem das erste Schaltelement {Q1) ausgeschaltet ist, und

Einrichtungen {R6,C9,Q8;C17;R26,C29,Q28) für einen sanften Start,die mit der zweiten Steuerschaltung (72;8) so verknüpft sind, daß das Einschaltintervall des zweiten Schaltelementes {Q2} kürzer als in einem stationären Zustand ist, so daß ein sanftes oder weiches Starten bzw» Einschalten erreicht wird.
24. Induktionsheizgerät nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuerschaltung eine signalerzeugende Schaltung (MV,Q5-Q7;T2,13) aufweist, die auf ein Steuereingangssignal zum Erzeugen eines Treibersignals zum Antreiben des

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zweiten Schaltelementes (Q2) reagiert/ und daß die Einrichtungen für einen sanften Start Einrichtungen zum Variieren der zeitlichen Länge des Antriebssignales aufweisen.
25. Induktionsheizgerät nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet,

daß die signalerzeugende Schaltung einen Pulsgenerator (MV) aufweist, der als Reaktion auf ein Steuereingangssignal getriggert wird, und

daß die Einrichtungen für sanften Start ein Impedanzelement (VR) zum Bestimmen der zeitlichen Länge des Pulses von dem Pulsgenerator (MV) und impedanzverändernde Einrichtungen (R6,C9,Q8) zum Variieren der Impedanz des Impedanzelementes (VR) gemäß einer Zeit aufweisen, die seit dem Einschalten der Gleichspannungsquelle (DB1) verstrichen ist.
26. Induktionsheizgerät nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet,

daß die signalerzeugende Schaltung Vergleichsschaltungen (12) zum Vergleichen eines Steuereingangs (Vout) und einer Bezugsspannung (Vref) aufweisen, und

daß die Einrichtungen für sanften Start eingangssignalverändernde Einrichtungen (C17;R26,C29,Q28) zum Verändern entweder des Steuereingangs (Vout)

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oder des Bezugseingangssignales (Vref) entsprechend einer Zeit aufweisen, die seit dem Einschalten der Gleichstromquelle (DB1) verstrichen ist.
27. Induktionsheizgerät nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet ,

daß die signalerzeugende Schaltung einen Spannungsteiler zum Erzeugen einer Bezugsspannung (Vref), der aus einer Vielzahl von Impedanzelementen (1116,1117) aufgebaut ist, die mit einem Ausgang der Gleichstromquelle (DB1} verbunden sind, aufweist, und

daß die Einrichtungen für sanften Start einen Kondensator (C17) aufweisen, der mit wenigstens einem der mehreren Impedanzelemente (R16,R17) parallel geschaltet ist.
28. Induktionsheizgerät nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen für sanften Start einschließen:

einen Kondensator (C29), der mit einem Ausgang der Gleichstromquelle (DB1) verbunden ist, wobei dessen Klemmenspannung mit dem Steuereingangssignal (Vout) synthetisiert wird, und

Einrichtungen (R26,Q28) zum Variieren des Ladestromes für den Kondensator (C29) als Reaktion auf ein Ausgangssignal von der Gleichstromquelle (DB1).

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29. Induktionsheizgerät, dadurch gekennzeichnet, daß es aufweist:

eine Gleichstromquelle (DB1) mit einem Anschluß hohen elektrischen Potentials und einem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials,

eine Reihenschaltung eines ersten Schaltelementes (Q1) und eines zweiten Schaltelementes (Q2), die zwischen dem Anschluß hohen elektrischen Potentials und dem Anschluß niedrigen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle (DB1) geschaltet sind,

wobei das erste Schaltelement (Q1) auf der Seite des Anschlusses hohen elektrischen Potentials der Gleichstromquelle (DB1) und das zweite Schaltelement (Q2) auf der Seite niedrigen elektrischen Potentials so angeordnet ist, daß ein SEPP-Inverter gebildet wird,

eine Induktanz (L2), die in einem Stromweg des SEPP-Inverters vorgesehen ist, um einen im SEPP-Inverter bewirkten Ladestrom aufzunehmen,

ein Lastkreis, der mit dem ersten Schaltelement (Q1) parallel geschaltet ist und eine Induktionsheizspule (L1).und einen Resonanzkondensator (C1) aufweist,

eine erste Steuerschaltung (71) zum Ein/Ausschalten des ersten Schaltelementes (Q1) in einem vorbestimmten Zyklus, und

eine zweite Steuerschaltung (72;8) zum Einschalten des zweiten Schaltelementes <Q2) während einer beliebigen Zeit während des Zeitintervalls, in dem

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das erste Schaltelement (Q1) ausgeschaltet ist.
30. Induktionsheizgerät nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktanz (L2) im Stromweg des ersten Schaltelementes (Q1) oder dem Stromweg des zweiten Schaltelementes angeordnet ist.
31. Induktionsheizgerät nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet,

daß das erste Schaltelement (Q1) ein in einer Richtung arbeitendes Schaltelement aufweist,

und daß ein in einer Richtung arbeitendes Element (DI), das mit dem ersten Schaltelement {Q1) antiparallel geschaltet ist, vorgesehen ist,

wobei die Induktanz (L2) im Stromweg des in einer Richtung arbeitenden Elementes (D1) angeordnet ist.
32. Induktionsheizgerät nach einem der Ansprüche 29 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktanz ein Ringkern (L2) ist und daß der Stromweg durch den Ringkern (L2) hindurchgeht.