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Die
Erfindung betrifft eine Stromversorgung mit einer Burst-Betriebsart
und einer Lauf-Betriebsart.
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Allgemeiner
Stand der Technik
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Ein
typisches Schaltnetzteil (SMPS – Switch Mode
Power Supply) enthält
einen Schalttransistor, der an eine Primärwicklung eines Leistungstransfertransformators
angekoppelt ist, um eine Eingangsversorgungsspannung periodisch
an die Primärwicklung
anzulegen. Es ist bekannt, das SMPS in einer Lauf-Betriebsart und
in einer Standby-Betriebsart
zu betreiben. Während
einer Lauf-Betriebsart werden in einer Sekundärwicklung des Transformators
mit hoher Frequenz Stromimpulse entwickelt und werden gleichgerichtet,
um eine Ladung in einem Filter oder Glättungskondensator periodisch
aufzufrischen. Eine in dem Kondensator entwickelte Ausgangsversorgungsspannung
wird zur Versorgung einer Last verbunden.
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In
der Lauf-Betriebsart arbeitet das SMPS in einem kontinuierlichen
Modus. In der Standby-Betriebsart kann es erwünscht sein, das SMPS für verringerte
Verlustleistung in einem Burstmodus zu betreiben. In einem gegebenen
Zyklus des Burstmodus werden die hochfrequenten Stromimpulse in
den Transformatorwicklungen entwickelt. Den Stromimpulsen folgt
ein relativ langes Intervall, das hier als Todzeitintervall bezeichnet
wird, von mehreren Millisekunden, in dem kein Stromimpuls erzeugt
wird.
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In
einem Mikroprozessor kann ein EIN/AUS-Steuersignal erzeugt werden.
Der Mikroprozessor wird auf ein Potential bezogen, das als kalte
Masse bezeichnet wird und leitfähig
von einer Netzversorgungsspannung isoliert ist. Dagegen kann eine
Steuerschaltung des SMPS einen Teil enthalten, der leitfähig nicht
von der Netzversorgungsspannung isoliert ist. Der Transformator
bildet eine leitfähige Isolationsbarriere.
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Es
kann wünschenswert
sein, die Notwendigkeit der Verwendung einer zusätzlichen Isolationsbarriere
zum Anlegen von EIN/AUS-Steuerinformationen aus dem leitfähig isolierten
Mikroprozessor an die nichtisolierte SMPS-Steuerschaltung zum Wechsel zwischen
dem kontinuierlichen und Burstmodus zu vermeiden.
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Eine
Art von SMPS ist ein Nullspannungsschalt-SMPS. In einem Nullspannungsschalt-SMPS erfolgt
das Einschalten des Transistors, wenn die Spannung zwischen den
Hauptstromleitanschlüssen des
Transistors null ist um Schaltverluste zu minimieren. Es kann erwünscht sein,
das Nullspannungsschalt-SMPS während
des Standby im Burstmodus zu betreiben.
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Bei
einem Nullspannungsschalt-SMPS wird der Standby-Modus eingeleitet,
indem eine Laufmoduslast über
einen Schalter von dem Filterkondensator getrennt wird. Dadurch
hört die
Laufmoduslast auf, Laststrom zu verbrauchen. Da die Laufmodus-Lastschaltung
nicht mehr bestromt wird, bewirkt eine Rückkopplungsschleife des SMPS,
daß der Transistor
in einem wesentlich kürzeren
Tastverhältnis
als im Laufmodus leitet. Das kurze Tastverhältnis bei sukzessiven Schaltzyklen
des Transistors bewirkt, daß das
Nullspannungsschalt-SMPS in einem Standby-Burstmodus betrieben wird.
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US 4,975,592 lehrt das Trennen
der Last während
Standby, um den Stromverbrauch zu reduzieren.
EP 0 265 322 B1 lehrt das
Trennen der Last und das Betreiben der Stromversorgung in einem Burstmodus
während
Standby.
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Ein Übergang
vom Burstmodus zu der Lauf-Betriebsart wird durch Ankoppeln der
Laufmoduslast an den Filterkondensator über den Schalter eingeleitet.
Der erhöhte
Laststrom wird erkannt und führt
zu einem vergrößerten Tastverhältnis in
dem Transistor. Das vergrößerte Tastverhältnis bewirkt, daß das Nullspannungsschalt-SMPS
in dem kontinuierlichen Laufmodus betrieben wird. Somit wird vorteilhafterweise
die Notwendigkeit der Verwendung einer zusätzlichen Isolationsbarriere
zum Wechsel zwischen dem kontinuierlichen und Burstmodus vermieden.
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Die
Filterkondensatorspannung kann während
des Standby-Modus
zum Bestromen des Mikroprozessors verwendet werden. Es kann wünschenswert
sein, während
eines Übergangsintervalls
vom Burstmodus zu der Lauf-Betriebsart eine signifikante Abnahme
der Kondensatorspannung zu verhindern. Das Verhindern der Entladung
des Filterkondensators vermeidet eine mögliche Fehlfunktion. Zum Beispiel
könnte
der Mikroprozessor nachteiligerweise den Betrieb einstellen, wenn
seine Versorgungsspannung zu sehr abnimmt.
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Zum
Beispiel über
eine Fernbedienungsanordnung kann ein Benutzer einen Einschaltbefehl ausgeben.
Würde der
Schalter, der die Lauflast an den Kondensator ankoppelt, während des
Todzeitintervalls eingeschaltet, würde die Kondensatorspannung
unerwünschterweise
zu sehr abnehmen. Dies ist der Fall, weil keine Stromimpulse erzeugt
werden.
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Als
Ausübung
eines erfindungsgemäßen Merkmals
erzeugt der Mikroprozessor als Reaktion auf einen vom Benutzer ausgegebenen
Einschaltbefehl ein synchronisiertes EIN/AUS-Steuersignal zum Einschalten des Schalters.
Der Schalter wird sofort nach dem Ende des Todzeitintervalls eingeschaltet, um
die Laufmoduslast synchron mit dem Ende des Todzeitintervalls an
den Filterkondensator anzukoppeln.
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Während des
Todzeitintervalls, wenn keine Stromimpulse erzeugt werden, wird
die Laufmoduslast von dem Filterkondensator entkoppelt. Deshalb wird
vorteilhafterweise der Filterkondensator nicht zu sehr entladen.
Das Ergebnis ist, daß vorteilhafterweise
die Versorgungsspannung während
des Todzeitintervalls nicht abnimmt. Jeder Stromimpuls, der unmittelbar
nach dem Todzeitintervall auftritt, frischt ferner die Ladung in
dem Filterkondensator auf.
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Man
nehme zum Beispiel an, daß die
Zunahme des Laststroms nicht ausreicht, um bei einem ersten Versuch
die Burst-Betriebsart
zu sperren. Der Mikroprozessor bewirkt vorteilhafterweise, daß der Schalter
für die
Dauer des folgenden Todzeitintervalls ausgeschaltet wird. Folglich
wird das Entladen des Filterkondensators vorteilhafterweise verhindert. Am
Ende des dem ersten Versuch folgenden Todzeitintervalls bewirkt
der Mikroprozessor, daß der
Schalter in einem zweiten Versuch eingeschaltet wird. Zu diesem
Zeitpunkt kann der Laststrom groß genug sein, so daß die Burst-Betriebsart
aufhört
und der kontinuierliche Laufmodus beginnt.
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Kurze Darstellung
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Ein
ein erfindungsgemäßes Merkmal
realisierendes Schaltnetzteil enthält eine Ausgangsstufe zum Erzeugen
von Ausgangsversorgungsimpulsen in einer Lauf-Betriebsart und in
einem ersten Teil eines Burstmoduszyklus während der Standby-Betriebsart.
Die Ausgangsversorgungsimpulse werden während eines zweiten Teils des
Burstmoduszyklus gesperrt. Ein das Auftreten des ersten oder des
zweiten Teils des Burstmoduszyklus anzeigendes Steuersignal und
ein EIN/AUS-Signal
werden erzeugt. Ein auf das EIN/AUS-Signal und auf das Steuersignal
reagierender und an die Ausgangsstufe angekoppelter Schalter bestromt
selektiv eine Laufmoduslastschaltung zu einem vorbestimmten Zeitpunkt
in einem Burstmoduszyklus während
eines Übergangs
zwischen der Standby- und der Laufbetriebsart.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 zeigt
eine ein erfindungsgemäßes Merkmal
realisierende Stromversorgung, die während des Standby in einem
Burstmodus betrieben wird;
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2a, 2b und 2c zeigen
Signalformen, die zur Erläuterung
der Funktionsweise der Schaltung von 1 im Laufmodus
nützlich
sind;
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3a und 3b zeigen
Signalformen, die zur Erläuterung
der Funktionsweise der Schaltung von 1 im Standby-Burstmodus nützlich sind;
und
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4a, 4b, 4c und 4d zeigen Signalformen, die zur Erläuterung
der Funktionsweise der Schaltung von 1 beim Übergang
vom Burstmodus in den Laufmodus nützlich sind.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsform
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1 zeigt
ein abgestimmtes SMPS 100, das einen Aspekt der Erfindung
realisiert. In 1 besitzt ein N-Metalloxidhalbleiter-(MOS-)Leistungstransistor
Q3, der als ein Transistorschalter arbeitet, eine Drain-Elektrode,
die durch eine Primärwicklung L1
eines Transformators T1 an einen Anschluß 20 einer Eingangsversorgungs-Gleichstrom-(DC-)Spannung RAW
B+ angekoppelt ist. Der Transformator T1 dient als ein Isolationstransformator
zur Bereitstellung einer Heißmasse-Kaltmasse-Isolationsbarriere. Die
Spannung RAW B+ wird zum Beispiel aus einem Filterkondensator abgeleitet,
der an einen Brückengleichrichter
angekoppelt ist, der eine nichtgezeigte Netzversorgungsspannung
gleichrichtet.
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Eine
Source-Elektrode des Transistors Q3 ist über einen Stromsensor oder
Abtastwiderstand R12 an eine nichtisolierte heiße Masse angekoppelt. Eine Dämpfungsdiode
D6, die als Schalter arbeitet, ist mit dem Transistor Q3 parallel
geschaltet und ist in demselben Gehäuse wie der Transistor Q3 enthalten,
um einen bidirektionalen Schalter 22 zu bilden. Der Kondensator
C6 ist mit der Diode D6 parallel- und mit Wicklung L1 in Reihe geschaltet,
um mit einer Induktivität
der Wicklung L1 einen Resonanzschaltkreis 21 zu bilden,
wenn der Schalter 22 nicht leitet.
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Eine
Sekundärwicklung
L2 des Transformators T1 ist an eine Anode einer Spitzengleichrichtdiode
D8 und an eine isolierte oder kalte Masse angekoppelt, um in einem
Filterkondensator C10, der an eine Kathode der Diode D8 angekoppelt
ist, eine Ausgangsspannung VOUT zu erzeugen. Die Spannung VOUT wird
während
einer Lauf-Betriebsart über
einen in Reihe geschalteten Lauflastschalter 401 an eine
Lauflastschaltung 302 angekoppelt. Der Schalter 401 wird
durch ein Steuersignal RUN/STBY gesteuert, das ein erfindungsgemäßes Merkmal
realisiert und von einem Mikroprozessor 412 erzeugt wird,
um den Schalter 401 während
des Laufmodus eingeschaltet zu halten.
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Ein
Fehlerverstärker 23 reagiert
auf die Spannung VOUT und auf eine Referenzspannung VREF. Ein Fotokoppler
IC1 enthält
eine Leuchtdiode. Eine Emitterelektrode des Transistors des Fotokopplers
IC1 ist über
einen Widerstand R4 an eine negative Gleichspannung V3 angekoppelt.
Eine Kollektorelektrode des Transistors des Fotokopplers IC1 ist
an den Kondensator C3 angekoppelt. Der Optokoppler IC1 dient zur
Isolation. Ein Fehlerkollektorstrom Ie des Optokopplers IC1 zeigt
an, um wieviel die Spannung VOUT größer als die Referenzspannung
VREF ist und zeigt somit die Differenz zwischen diesen an.
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Ein
Komparatortransistor Q2 besitzt eine Basiselektrode, die über einen
Widerstand R11 an einen Verbindungsanschluß zwischen der Source-Elektrode
des Transistors Q3 und dem Stromsensorwiderstand R12 angekoppelt
ist. Der Transistor Q2 vergleicht eine Basisspannung VBQ2 des Transistors Q2
mit einer am Emitter des Transistors Q2 entwickelten Fehlerspannung
VEQ2. Die Spannung VBQ2 enthält
einen ersten Teil, der proportional zu einem Source-Drain-Strom
ID in dem Transistor Q3 ist. Eine Gleichspannung V2 ist über einen
Widerstand R6 an die Basis des Transistors Q2 angekoppelt, um an dem
Widerstand R11 einen zweiten Teil der Spannung VBQ2 zu entwickeln.
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Die
Gleichspannung V2 ist auch über
einen Widerstand R5 an ein Rückkopplungsschleifenfilter angekoppelt,
das durch den Kondensator C3 gebildet wird, um eine Stromquelle
zu bilden, die den Kondensator C3 lädt. Der Fehlerstrom Ie wird
an den Kondensator C3 angekoppelt, um den Kondensator C3 zu entladen.
Zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und Masse ist eine Diode
D5 geschaltet. Die Diode D5 begrenzt die Spannung VEQ2 auf die Vorwärtsspannung
der Diode D5 und begrenzt den Maximalstrom in dem Transistor Q3.
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Die
Kollektorelektrode des Transistors Q2 ist an die Basiselektrode
eines Transistors Q1 und die Kollektorelektrode des Transistors
Q1 an die Basiselektrode eines Transistors Q2 angekoppelt, um einen regenerativen
Schalter 31 zu bilden. An dem Emitter des Transistors Q1,
der einen Ausgangsanschluß des
regenerativen Schalters 31 bildet, wird eine Steuerspannung
VG des Transistors Q3 entwickelt und über einen Widerstand R10 an
die Gate-Elektrode des
Transistors Q3 angekoppelt.
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Eine
Sekundärwicklung
L3 des Transformators T1 ist über
einen Widerstand R9 gekoppelt, um eine Wechselspannung (AC) V1 zu
erzeugen. Die Spannung V1 wird über
einen Kondensator C4 und einen Widerstand R8 an den Emitter des
Transistors Q1 wechselstromgekoppelt, um die Ansteuerspannung VG
des Transistors Q3 zu erzeugen. Die Wechselstromgekoppelte Spannung
V1 wird über
einen Kollektorwiderstand R7 an die Kollektorelektrode des Transistors
Q2 und an die Basiselektrode des Transistors Q1 angekoppelt. Die
Spannung V1 wird außerdem
durch eine Diode D2 gleichgerichtet, um die Spannung V3 zu erzeugen
und durch eine Diode D3, um die Spannung V2 zu erzeugen.
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Eine
zwischen die Quelle der Spannung RAW B+ und einen Anschluß 30 des
Kondensators C4, der von der Wicklung L3 abgesetzt ist, geschalteter
Widerstand R3 lädt
den Kondensator C4, wenn die Spannung RAW B+ eingeschaltet ist.
Wenn die Spannung VG an der Gate-Elektrode des Transistors Q3 eine
Schwellenspannung des MOS-Transistors Q3 übersteigt, leitet der Transistor
Q3 und bewirkt, daß eine
Drain-Spannung VD des Transistors Q3 abnimmt. Folglich wird die
Spannung V1 positiv und verstärkt
die Spannung VG, um den Transistor Q3 im Verfahren der positiven
Rückkopplung
voll eingeschaltet zu halten.
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2a–2c zeigen
Signalformen, die zur Erläuterung
der Funktionsweise des abgestimmten SMPS 100 von 1 nützlich sind.
In 1 und 2a–2c geben ähnliche
Symbole und Bezugszahlen ähnliche
Elemente oder Funktionen an.
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Während eines
Intervalls t0–t10
einer gegebenen Periode T von 2c nimmt
der Strom ID des leitfähigen
Transistors Q3 von 1 rampenförmig zu. Folglich nimmt ein
entsprechender nichtresonanter Stromimpulsteil eines Stroms IL1
in der Wicklung L1 rampenförmig
zu und speichert magnetische Energie in der mit der Wicklung L1
des Transformators T1 assoziierten Induktivität. Zum Zeitpunkt t10 von 2c übersteigt
die Spannung VBQ2 von 1, die einen aus der Spannung
an dem Widerstand R12 abgeleiteten rampenförmig zunehmenden Teil enthält, einen
Triggerpegel des regenerativen Schalters R1, der durch die Spannung
VEQ2 bestimmt wird und den Transistor Q2 einschaltet. Strom fließt in der Basis
des Transistors Q1.
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Deshalb
legt der regenerative Schalter 31 eine niedrige Impedanz
an die Gate-Elektrode des Transistors Q3 an. Folglich wird die Gate-Elektrodenspannung
VG von 2a auf nahezu null Volt reduziert
und schaltet den Transistor Q3 von 1 aus. Wenn
der Transistor Q3 ausgeschaltet ist, nimmt die Drain-Spannung VD
von 2b zu und bewirkt, daß die Spannung V1 von 1,
die aus der Wicklung L3 ausgekoppelt wird, abnimmt. Die in der Gate-Source-Kapazität CG gespeicherte
Ladung erhält
die Latch-Betriebsart
bis zum Zeitpunkt t20 von 2a aufrecht.
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Wenn
die Spannung VG kleiner als zum Aufrechterhalten eines ausreichenden
Kollektorstroms in dem Transistor Q1 von 1 erforderlich
wird, endet ein Leiten in Vorwärtsrichtung
auf der Basiselektrode des Transistors Q2, und die Latch-Betriebsart in dem
regenerativen Schalter 31 wird folglich gesperrt. Danach
bewirkt die weiter abnehmende Spannung V1, daß ein negativer Teil 40 der
Spannung VG von 2a den Transistor Q3 von 1 ausgeschaltet hält.
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Wenn
der Transistor Q3 ausgeschaltet wird, nimmt die Drain-Spannung VD zu, wie
während
des Intervalls t10–t20
von 2b gezeigt. Der Kondensator C6 von 1 begrenzt
die Zunahmerate der Geschwindigkeit VD, so daß der Transistor Q3 völlig nichtleitend
ist, bevor die Spannung VD merklich über Nullspannung zunimmt. Dadurch
werden Schaltverluste und abgestrahltes Schaltrauschen vorteilhafterweise
verringert. Der Resonanzschaltkreis 21, der den Kondensator
C6 und die Wicklung L1 enthält,
oszilliert während
des Intervalls t10–t30 von 2b,
wenn der Transistor Q3 von 1 ausgeschaltet
ist. Der Kondensator C6 begrenzt den Spitzenpegel der Spannung VD.
Deshalb sind Dämpfungsdiode
und -widerstand vorteilhafterweise nicht notwendig, so daß der Wirkungsgrad
verbessert und das Schaltrauschen verringert wird.
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Die
Abnahme der Spannung VD vor dem Zeitpunkt t30 von 2b bewirkt,
daß die
Spannung V1 von 1 zu einer positiven Spannung
wird. Zum Zeitpunkt t30 von 2b ist
die Spannung VD nahe bei null Volt und etwas negativ, so daß die Dämpferdiode
D6 von 1 eingeschaltet wird und die Spannung VD von 2b auf
ungefähr
null Volt klemmt. Somit weist der Resonanzschaltkreis 21 von 1 einen
Halbzyklus der Oszillation auf. Nach dem Zeitpunkt t30 von 2b wird
die Spannung VG von 2a zunehmend positiver aufgrund
der oben erwähnten
Polaritätsänderung
der Spannung V1 von 1.
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Das
folgende Einschalten des Transistors Q3 wird um eine Verzögerungszeit
verzögert,
die durch die Zeitkonstante des Widerstands R8 und der Gate-Kapazität CG bestimmt
wird, bis nach dem Zeitpunkt t30 von 2b, wenn
die Spannung VD nahezu null Volt beträgt. Deshalb entstehen nur minimale Einschaltverluste
und das Schaltrauschen wird verringert.
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Die
Regelung der Spannung VOUT mit negativer Rückkopplung wird erzielt, indem
die Spannung VEQ2 in dem Filterkondensator C3 variiert wird. Wenn
die Spannung VOUT größer als
die Spannung VREF ist, entlädt
der Strom Ie den Kondensator C3 und vermindert die Spannung VEQ2.
Deshalb wird der Schwellenpegel des Komparatortransistors Q2 vermindert.
Folglich werden der Spitzenwert des Stroms ID in dem Transistor
Q3 und die an die (nicht gezeigte) Lastschaltung abgegebene Leistung
reduziert. Wenn dagegen die Spannung VOUT kleiner als die Spannung
VREF ist, ist der Strom Ie null und der Strom in dem Widerstand
R5 erhöht
die Spannung VEQ2. Folglich werden der Spitzenwert des Stroms ID
in dem Transistor Q3 und die an die (nicht gezeigte) Lastschaltung
abgegebene Leistung vergrößert. Die
Steuerschaltung des Transistors Q3, die den regenerativen Schalter 31 enthält, liefert
also eine Tastverhältnismodulation
des Stroms ID in dem Transistor Q3 gemäß der Spannung VEQ2.
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Das
abgestimmte SMPS 100 arbeitet in einer Strom-Steuerung
auf der Basis einer stromimpulsweisen Steuerung. Der Stromimpuls
des Stroms ID während
des Intervalls t0–t10
der 2c, der in dem Transistor Q3 von 1 fließt, ended
zum Zeitpunkt T10 von 2c, wenn er den Spitzenpegel
des Transistors Q2 von 1 erreicht, der durch die Spannung
VEQ2 bestimmt und durch den ein Fehlersignal bildenden Fehlerstrom
Ie festgelegt wird. Das Fehlersignal steuert tatsächlich den
Spitzenstrom des Stromimpulses des Stroms ID, der in der Induktivität der Wicklung
L1 fließt.
Die Steuerschaltung korrigiert Eingangsspannungsschwankungen der
Spannung B+ augenblicklich im Vorwärtskopplungsverfahren, ohne
den Dynamikumfang des Fehlerverstärkers 23 zu benutzen.
Auf diese Weise werden sowohl die Vorteile der Strom-Regelung als
auch des abgestimmten SMPS erhalten.
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3a und 3b zeigen
Signalformen einer Spannung V30 von 1 am Anschluß 30,
die zur Erläuterung
der Funktionsweise in einem Standby-Burstmodus des SMPS 100 nützlich sind.
Wenn der Transistor Q3 eingeschaltet ist, ist die Spannung V30 ungefähr gleich
der Gate-Spannung VG, die den Transistor Q3 steuert. Die Signalform
der Spannung V30 von 3b enthält ein zeitlich expandiertes
aktives Intervall tA und tB, in dem Schaltvorgänge in dem Transistor Q3 von 1 während einer
Burstmodusperiode tA–tC
von 3a stattfinden. Während eines relativ langen
Todzeitintervalls tB–tC
treten keine Schaltzyklen in dem Transistor Q3 von 1 auf. Ähnliche
Symbole und Bezugszahlen in 1, 2a, 2b, 2c, 3a und 3b geben ähnliche
Elemente oder Funktionen an.
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Während eines
Todzeitintervalls, das zum Zeitpunkt tA von 3b ended,
wird der Kondensator C4 von 1 rampenförmig über den
Widerstand R3 mit einer durch die Zeitkonstante R3, C4 bestimmten
Rate geladen, um eine positive Spannung VC4 zu entwickeln. Zum Zeitpunkt
tA erreicht die positive Spannung V30 einen Schwellenpegel des Transistors
Q3 von 1. Folglich werden in dem Transistor Q3 hochfrequente
Schaltzyklen produziert.
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Während des
Intervalls tA–tB übersteigt
eine positive Spitzenspannung V30PEAK der Spannung V30 von 3b den
Schwellenpegel des Transistors Q3 von 1. Deshalb
dauern die hochfrequenten Schaltzyklen in dem Transistor Q3 an.
In jedem Schaltzyklus des Transistors Q3 wird der Transistor Q1
eingeschaltet, wie zuvor erläutert.
Deshalb wird der Kondensator C4 etwas entladen. Der Entladestrom
in dem Transistor Q1 übersteigt
den Ladestrom in dem Widerstand R3. Deshalb nimmt die Spannung VC4
rampenförmig
ab. Die Spannung VC4 verschiebt den Pegel der Spannung V1 in eine
Richtung, die dazu tendiert, die positive Spitzenspannung V30PEAK
von 3b zu verkleinern. Zum Zeitpunkt tAB nimmt die
positive Spitzenspannung V30PEAK auf einen Wert ab, der kleiner
als der Schwellenpegel des Transistors Q3 von 1 ist.
Der Schaltvorgang in dem Transistor Q3 hört zum Zeitpunkt tB auf, und es
folgt das nächste
Todzeitintervall tB–tC.
Vom Zeitpunkt tB bis zum Zeitpunkt tC von 3a wird
der Kondensator C4 wie oben erläutert über den
Widerstand R3 geladen.
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Wenn
zum Beispiel ein Benutzer zum Beispiel über eine (nicht gezeigte) Fernbedienungsanordnung
einen Ausschaltanforderungsbefehl einleitet, wird ein Steuersignal
EIN/AUS an einen Eingangsanschluß 412a des Mikroprozessors 412 angelegt.
Der Mikroprozessor 412 von 1 erzeugt
das Steuersignal RUN/STBY in einem LOW-Zustand zum Ausschalten des Lauflastschalters 401.
Das Ausschalten des Schalters 401 entkoppelt die Laufmoduslastschaltung 302 von 1 von
dem Filterkondensator C10, um die Standby-Burst-Betriebsart einzuleiten
und aufrechtzuerhalten. Dadurch wird die Bestromung der Lastschaltung 302 beendet,
und ein Laststrom iL2 in der Lastschaltung 302 endet. Andererseits
enthält
die an dem Kondensator C10 angekoppelte Lastschaltung 303 Stufen,
die während
des Standby-Modus bestromt werden.
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Der
Ladestrom IDOUT3 des Kondensators C10 ist klein, wenn die Lastschaltung 302 entkoppelt ist.
Da der Ladestrom IDOUT3 des Kondensators C10 von 1 klein
ist, wenn die Lastschaltung 302 nicht mehr bestromt wird,
bewirkt die Rückkopplungsschleife,
daß der
Transistor Q3 mit einem wesentlich kürzeren Tastverhältnis als
im Laufmodus leitet. Das kurze Tastverhältnis in sukzessiven Schaltzyklen
des Transistors Q3 erzeugt die Standby-Burst-Betriebsart des SMPS 100.
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Vorteilhafterweise
enthält
das SMPS 100 sowohl das Nullspannungsschaltmerkmal im Laufmodus
wie zuvor erläutert,
als auch das Burstmodusmerkmal im Standby-Modus. Beide Merkmale
nutzen das Selbstoszillationsmerkmal des SMPS 100 aus.
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Die
Werte des Widerstands R3 und des Kondensators C4 werden gemäß der erforderlichen
Länge des
Todzeitintervalls tB–tC
gewählt.
Der Wert des Widerstands R8 wird so gewählt, daß Funktionsfähigkeit
im Burstmodus sichergestellt wird. Wenn der Wert des Widerstands
R8 zu groß ist,
ist der Entladestrom in dem Transistor Q1 zu klein, und die positive Spitzenspannung
V30PEAK der Spannung V30 von 3b nimmt
unter den Schwellenpegel des Transistors Q3 von 1 ab.
Durch Wählen
eines ausreichend kleinen Werts des Widerstands R8 wird vorteilhafterweise
die Burst-Betriebsart
sichergestellt, wenn in sukzessiven Schaltzyklen des Transistors Q3
kurze Tastverhältnisse
auftreten.
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4a, 4b und 4c zeigen
Signalformen, die zur Erläuterung
eines Übergangs
vom Standbymodus zu dem Laufmodus in dem SMPS 100 von 1 nützlich sind. Ähnliche
Symbole und Bezugszahlen in 1, 2a, 2b, 2c, 3a, 3b, 4a, 4b und 4c zeigen ähnliche
Elemente oder Funktionen an. Während
eines Burst-Teils t1–t2
von 4c eines gegebenen Burst-Modus-Zyklus t1–t3 werden in der Wicklung
L2 von 1 entwickelte Impulse 407 in einem Hüllkurvendetektor 402 gleichgerichtet,
um in dem Kondensator 405 von 1 ein hüllkurvendetektiertes
Impulssignal 408 zu entwickeln. Der Hüllkurvendetektor 402 enthält einen
Widerstand 403, der zwischen einen Teil der Wicklung L2
des Transformators T1 und einer Anode der Gleichrichtdiode 404 geschaltet
ist. Eine Kathode der Diode 404 ist an einen Filterkondensator 405 angekoppelt,
der mit einem Widerstand 406 parallelgeschaltet ist. In
der Wicklung L2 entwickelte Impulse werden in der Diode 404 gleichgerichtet,
um in dem Kondensator 405 das hüllkurvendetektierte Signal 408 zu
entwickeln. Das Signal 408 wird über einen Spannungsteiler,
der einen Widerstand 409 und einen Widerstand 410 enthält, an den
Mikroprozessor 412 angekoppelt.
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4c zeigt
die Signalform des Signals 408 während des Standby-Modus und
während
eines Übergangs
zu dem Laufmodus. Der Übergang
zu dem Laufmodus beginnt zum Zeitpunkt t3. Das Impulssignal 408 bildet
einen logischen Pegel HIGH außerhalb
eines Todzeitintervalls t2–t3.
Während
des Todzeitintervalls t2–t3
fehlen Burst-Modusimpulse 407 von 1 und das
Signal 408 von 4c liegt auf
einem logischen LOW-Pegel.
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Wenn
zum Beispiel ein Benutzer zum Beispiel über eine (nicht gezeigte) Fernbildungsanordnung
eine Einschaltanforderung einleitet, wird das Steuersignal EIN/AUS
mit dem entsprechenden Zustand an den Eingangsanschluß 412a des
Mikroprozessors 412 angelegt. Das Steuersignal EIN/AUS von 4b kann
zu einem nichtsynchronisierten Zeitpunkt mit Bezug auf das Signal 408 von 4c, zum
Beispiel zum Zeitpunkt t8 von 4b, während des
Todzeitintervalls t2–t3
auftreten. Der Mikroprozessor 412 von 1 beginnt
folglich mit der Suche nach einem Auftreten zum Zeitpunkt t3 von 4c eines Übergangs
von LOW zu HIGH 408U des hüllkurvendetektierten Signals 408.
Unmittelbar nach dem Zeitpunkt t3 von 4c erzeugt
der Mikroprozessor 412 von 1 das synchronisierte
Steuersignal RUN/STBY im HIGH-Zustand
zum Einschalten des Schalters 401. Es versteht sich, daß die Erzeugung
des synchronisierten Steuersignals RUN/STBY alternativ dazu durch
Verwendung spezieller Logikschaltkreise erreicht werden kann, die
auf das hüllkurvendetektierte
Signal 408 und das Steuersignal EIN/AUS reagieren. Eine
solche Hardwarelösung kann
anstelle des Erzeugens des Signals RUN/STBY unter Programmsteuerung
in dem Mikroprozessor 412 verwendet werden.
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Als
Ausübung
eines erfindungsgemäßen Merkmals
wird der Schalter 401 eingeschaltet, um die Laufmoduslastschaltung 301 von 1 unmittelbar
nach der Endzeit t3 des Todzeitintervalls t1–t3 von 4c an
den Filterkondensator C10 anzukoppeln. Während eines Todzeitintervallteils
t8–t3,
wenn keine Stromimpulse IDOUT3 von 1 produziert werden,
kann die Laufmoduslastschaltung 302 den Kondensator C10
nicht entladen. Deshalb nimmt vorteilhafterweise die Ausgangsversorgungsspannung VOUT
von 1 während
des Intervalls t8–t3
von 4a nicht ab. Wäre
dagegen der Schalter 401 von 1 während des
Intervalls t8–t3
von 4b eingeschaltet worden, hätte die Spannung VOUT von 4a signifikant
abgenommen, wie durch die gestrichelte Linie 222 in 4a gezeigt,
wegen des Fehlens der Stromimpulse IDOUT3 von 1.
Jeder Stromimpuls IDOUT3, der unmittelbar nach dem Todzeitintervall
t2–t3
von 4a–4c auftritt,
frischt den Filterkondensator C10 von 1 auf. Dadurch wird
vorteilhafterweise das Herauffahren der Stromversorgung erleichtert.
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Man
nehme zum Beispiel an, daß ein
Betrag des Laststroms iL2 in dem Burstmodusteil zum Zeitpunkt t4
von 4c nicht ausreicht, um die Burst-Betriebsart zu
sperren, nachdem der Übergang
von LOW zu HIGH 408U des hüllkurvendetektierten Signals 408 auftritt.
Folglich tritt ein Übergang
von LOW zu HIGH 408D des hüllkurvendetektierten Signals 408 auf
und es folgt ein weiterer Burstmoduszyklus.
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Als
Ausübung
eines weiteren erfindungsgemäßen Merkmals
bewirkt der Mikroprozessor 412 vorteilhafterweise, daß der Schalter 401 für die Dauer eines
(nicht gezeigten) folgenden Todzeitintervalls, das dem Zeitpunkt
t4 von 4c folgt, ausgeschaltet wird.
Folglich wird das Entladen des Filterkondensators C10 von 1 vorteilhafterweise
verhindert. Am Ende des (nicht gezeigten) Todzeitintervalls, das dem
Zeitpunkt t4 von 4c folgt, wenn ein (nicht gezeigter)
folgender Übergang
von LOW zu HIGH 408U des hüllkurvendetektierten Signals 408 auftritt, kann
der Betrag des Laststroms iL2 von 1 ausreichen,
um die Burst-Betriebsart zu sperren. Folglich arbeitet das SMPS 100 weiter
in dem kontinuierlichen Laufmodus. Dadurch würde vorteilhafterweise ein zweiter
Herauffahrversuch erleichtert.