JP2001231255A - スイッチモード電源 - Google Patents

スイッチモード電源

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JP2001231255A
JP2001231255A JP2001003861A JP2001003861A JP2001231255A JP 2001231255 A JP2001231255 A JP 2001231255A JP 2001003861 A JP2001003861 A JP 2001003861A JP 2001003861 A JP2001003861 A JP 2001003861A JP 2001231255 A JP2001231255 A JP 2001231255A
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Joseph Curtis Stephens
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、連続モードとバーストモードの切
換の際に絶縁されたマイクロプロセッサから絶縁されて
いないＳＭＰＳ制御回路へオン・オフ制御情報を供給す
るため付加的な絶縁バリアを必要としない電源の提供を
目的とする。 【解決手段】 本発明の電源は、ランモード動作と、ス
タンバイモードのバーストモード動作で動作する。ユー
ザが電源投入要求コマンドを送出したとき、オン・オフ
制御信号がマイクロプロセッサの入力端子へ供給され
る。マイクロプロセッサは、バーストモードサイクルの
不感時間間隔の終了時間を監視し、スイッチをターンオ
ンさせる同期制御信号を生成する。スイッチは、不感時
間間隔の終了直後にターンオンする。ターンオンされた
スイッチはランモード負荷を電源のフィルタコンデンサ
へ接続する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、バーストモード動
作及びランモード動作を有するスイッチモード電源に関
する。
【０００２】
【従来の技術】一般的なスイッチモード電源（ＳＭＰ
Ｓ）は、一次巻線に入力供給の電圧を周期的に印加する
よう電力伝達変成器の一次巻線に結合される切換トラン
ジスタを含む。ＳＭＰＳをラン動作モード及びスタンバ
イ動作モードで動作させることが既知である。ランモー
ド動作中、電流パルスは、変成器の二次巻線において高
周波数で発生され、フィルタ又は平滑コンデンサの電荷
を周期的に補充するために整流される。コンデンサで発
生される出力電源電圧は、負荷に電圧を印加するために
接続される。
【０００３】ラン動作モードでは、ＳＭＰＳは、連続的
なモードで動作される。スタンバイ動作モードでは、電
力の消散を減少させるためにバーストモードでＳＭＰＳ
を動作させることが望ましくなる。バーストモードの所
与のサイクルでは、高周波数の電流パルスは、変成器の
巻線で発生される。電流パルスの後には、電流パルスが
全く発生されない数ミリ秒の比較的長い間隔が続き、以
下では、この間隔は不感時間間隔と称される。
【０００４】オン・オフ制御信号はマイクロプロセッサ
で生成される。マイクロプロセッサは、幹線電源から電
気的に絶縁されたコールド・グラウンドと呼ばれる電位
と関係がある。これに対し、ＳＭＰＳの制御回路は、幹
線電源から電気的に絶縁されていない部分を含む。この
変成器は絶縁バリアを形成する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】連続モードとバースト
モードを切り換える際に絶縁されたマイクロプロセッサ
から絶縁されていないＳＭＰＳ制御回路へオン・オフ制
御情報を供給するため付加的な絶縁バリアを使用する必
要の無い方が望ましい。
【０００６】有利なＳＭＰＳのタイプは、零電圧スイッ
チングＳＭＰＳである。零電圧スイッチングＳＭＰＳで
は、スイッチングの損失を最小化するようトランジスタ
の主電流を伝導する端子の間の電圧が零のとき、トラン
ジスタがオンにされる。スタンバイの間、零電圧スイッ
チングＳＭＰＳをバーストモードで動作させることが望
ましい。
【０００７】本発明の機能を具現化する零電圧スイッチ
ングＳＭＰＳでは、スタンバイモードは、スイッチによ
ってフィルタコンデンサからランモード負荷を分離する
ことで始動される。それにより、ランモード負荷は、負
荷電流の消費を停止する。ランモード負荷回路は電源が
断たれるため、ＳＭＰＳの帰還ループは、ランモードの
場合よりも実質的に短いデューティ・サイクルでトラン
ジスタを導通させる。トランジスタの連続的なスイッチ
ングサイクルにおける短いデューティ・サイクルは、零
電圧スイッチングＳＭＰＳをスタンバイ、バーストモー
ドで動作させる。
【０００８】バーストモード動作からランモード動作へ
の推移は、スイッチを介してランモード負荷をフィルタ
コンデンサに接続することによって始動される。負荷電
流の増加が検知され、その結果として、トランジスタの
デューティ・サイクルが長くなる。デューティ・サイク
ルの延長によって、零電圧スイッチングＳＭＰＳは連続
的なランモードで動作するようになる。したがって、有
利的には、連続モードとバーストモードを切り換えるた
め付加的な絶縁バリアを使用する必要性が無くなる。
【０００９】フィルタコンデンサ電圧は、スタンバイモ
ード中にマイクロプロセッサへ給電するため使用され
る。バーストモードからランモード動作への推移中にコ
ンデンサ電圧が著しく低下することは防止されるのが望
ましい。フィルタコンデンサの放電を阻止することよ
り、誤作動が生じる可能性が回避される。たとえば、マ
イクロプロセッサは、電源電圧が低下しすぎると動作を
停止するという問題がある。
【００１０】ユーザは、たとえば、遠隔制御装置を用い
て電源投入コマンドを送出する。ラン負荷をコンデンサ
へ連結するスイッチが不感時間間隔中にターンオンされ
ると、コンデンサ電圧が過剰に低下するという望ましく
ない事態が生じる。この事態は、電流パルスが生成され
ないために起こる。
【００１１】本発明の機能を実現する場合に、ユーザが
送出した電源投入コマンドに応答して、マイクロプロセ
ッサは、スイッチをターンオンする同期式オン・オフ制
御信号を生成する。スイッチは、不感時間間隔の終了直
後にターンオンされ、不感時間間隔の終了と同時にラン
モード負荷をフィルタコンデンサへ連結する。
【００１２】不感時間間隔中に、電流パルスが生成され
ないとき、ランモード負荷はフィルタコンデンサから隔
離される。したがって、フィルタコンデンサは過剰に放
電しないという利点が得られる。その結果として、電源
電圧は、不感時間間隔中に増加しない効果が生じる。ま
た、不感時間間隔の直後に現れる各電流パルスは、フィ
ルタコンデンサの電荷を補充する。
【００１３】たとえば、負荷電流の増加が、第１の試行
の際にバーストモード動作を停止させるために十分では
ない場合を考える。マイクロプロセッサは、有利的に、
それ以降の不感時間間隔でスイッチをターンオフさせ
る。その結果として、フィルタコンデンサの放電が阻止
されるという利点が得られる。第１の試行の後に続く俯
瞰時間間隔の最後で、マイクロプロセッサは、第２の試
行の際に、スイッチをターンオンさせる。同時に、負荷
電流が十分に大きくなり、バーストモード動作が終了
し、連続ランモードが始まる。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の機能を具現化す
るスイッチモード電源は、ランモード動作中と、スタン
バイモード動作中のバーストモードサイクルの第１の部
分とで、出力電源パルスを生成する出力段を含む。出力
電源パルスは、バーストモードサイクルの第２の部分で
抑止される。バーストモードサイクルの第１の部分及び
第２の部分の出現を表す制御信号と、オン・オフ信号が
生成される。出力段に接続され、オン・オフ信号及び制
御信号に応答するスイッチは、スタンバイモード動作と
ランモード動作の間の推移中に、バーストモードサイク
ルの所定の時間でランモード負荷回路へ給電する。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一面を具現化す
る調整されたＳＭＰＳ１００を示す図である。図１で
は、トランジスタスイッチとして動作するＮ型の金属酸
化物半導体（ＭＯＳ）電力トランジスタＱ３は、変成器
Ｔ１の一次巻線Ｌ１を通り入力供給の直流（ＤＣ）電圧
ＲＡＷ Ｂ＋の端子２０に結合されるドレイン電極を有
する。変成器Ｔ１は、ホット・グラウンド−コールド・
グラウンド絶縁バリアを提供する絶縁形変成器として機
能する。電圧ＲＡＷ Ｂ＋は、例えば、図示しない幹線
電源電圧を整流するブリッジ整流器に結合されるフィル
タコンデンサから得られる。
【００１６】トランジスタＱ３のソース電極は、電流セ
ンサ又はサンプリング抵抗器Ｒ１２を介して絶縁されて
いないホット・グラウンドに接続される。スイッチとし
て動作するダンパダイオードＤ６は、トランジスタＱ３
と並列に接続され、トランジスタＱ３と同じパッケージ
に収容され、双方向スイッチ２２を形成する。コンデン
サＣ６は、ダイオードＤ６と並列に接続され、巻線Ｌ１
と直列に結合され、スイッチ２２が導通しないとき、共
振回路２１を巻線Ｌ１のインダクタンスと共に形成す
る。
【００１７】変成器Ｔ１の二次巻線Ｌ２は、ピーク整流
ダイオードＤ８の陽極と、絶縁された又はコールド・グ
ラウンドとに接続され、ダイオードＤ８の陰極に接続さ
れたフィルタコンデンサＣ１０で出力電圧ＶＯＵＴを生
成する。電圧ＶＯＵＴは、ラン動作モードの間、直列接
続されたラン負荷スイッチ４０１を介してラン負荷回路
３０２に結合される。スイッチ４０１は、本発明の一実
施例を具現化する制御信号ラン／スタンバイによって制
御され、この制御信号は、ランモードの間、スイッチ４
０１をオンの状態で維持するためにマイクロプロセッサ
４１２によって生成される。
【００１８】エラー増幅器２３は、電圧ＶＯＵＴ及び基
準電圧ＶＲＥＦに応答する。光カプラーＩＣ１は、発光
ダイオードを含む。光カプラーＩＣ１のトランジスタの
エミッタ電極は、抵抗器Ｒ４を介して負のＤＣ電圧Ｖ３
に結合される。光カプラーＩＣ１のトランジスタのコレ
クタ電極は、コンデンサＣ３に結合される。光カプラー
ＩＣ１は、絶縁の機能を担う。光カプラーＩＣ１のエラ
ーコレクタ電流Ｉｅは、電圧ＶＯＵＴが基準電圧ＶＲＥ
Ｆよりも大きい量、従って、電圧ＶＯＵＴと基準電圧Ｖ
ＲＥＦの差を示す。
【００１９】比較器トランジスタＱ２は、トランジスタ
Ｑ３のソース電極と電流センサ抵抗器Ｒ１２の間の接合
端子に抵抗器Ｒ１１を介して結合されるベース電極を有
する。トランジスタＱ２は、そのベース電圧ＶＢＱ２を
トランジスタＱ２のエミッタにおいて発生されるエラー
電圧ＶＥＱ２と比較する。電圧ＶＢＱ２は、トランジス
タＱ３中のソース−ドレイン電流ＩＤに比例する第１の
部分を含む。ＤＣ電圧Ｖ２は、抵抗器Ｒ１１の両端間に
ＶＢＱ２の第２の部分を発生させるため抵抗器Ｒ６を介
してトランジスタＱ２のベースに結合される。
【００２０】ＤＣ電圧Ｖ２は、コンデンサＣ３を充電す
る電流源を形成するため、コンデンサＣ３によって形成
される帰還ループフィルタへ抵抗器Ｒ５を介して結合さ
れる。エラー電流Ｉｅは、コンデンサＣ３を放電するた
めにコンデンサＣ３に結合される。ダイオードＤ５は、
トランジスタＱ２のエミッタとグラウンドの間に接続さ
れる。ダイオードＤ５は、電圧ＶＥＱ２をダイオードＤ
５の順方向電圧に制限し、トランジスタＱ３における最
大電流を制限する。
【００２１】トランジスタＱ２のコレクタ電極はトラン
ジスタＱ１のベース電極に結合され、トランジスタＱ１
のコレクタ電極はトランジスタＱ２のベース電極に結合
され、再生スイッチ３１が形成される。トランジスタＱ
３の制御電圧ＶＧは、トランジスタＱ１のエミッタで発
生され，このトランジスタのエミッタは、再生スイッチ
３１の出力端子を形成し、抵抗器Ｒ１０を介してトラン
ジスタＱ３のゲート電極に接続される。
【００２２】変成器Ｔ１の二次巻線Ｌ３は、交流（Ａ
Ｃ）電圧Ｖ１を生成するよう抵抗器Ｒ９を介して結合さ
れる。電圧Ｖ１は、トランジスタＱ３の駆動電圧ＶＧを
生成するようコンデンサＣ４及び抵抗器Ｒ８を介してト
ランジスタＱ１のエミッタにＡＣ結合される。ＡＣ結合
された電圧Ｖ１は、コレクタ抵抗器Ｒ７を介してトラン
ジスタＱ２のコレクタ電極及びトランジスタＱ１のベー
ス電極に結合される。電圧Ｖ１は、電圧Ｖ３を生成する
ためにダイオードＤ２によって整流され、電圧Ｖ２を生
成するためにダイオードＤ３によって整流される。
【００２３】電圧源ＲＡＷ Ｂ＋と巻線Ｌ３から離れた
コンデンサＣ４の端子３０との間に接続される抵抗器Ｒ
３は、電圧ＲＡＷ Ｂ＋がオンにされるとき、コンデン
サＣ４を充電する。トランジスタＱ３のゲート電極上の
電圧ＶＧがＭＯＳトランジスタＱ３の閾値電圧を超過す
るとき、トランジスタＱ３は導通し、トランジスタＱ３
のドレイン電圧ＶＤを減少させる。結果として、電圧Ｖ
１は正となり、トランジスタＱ３を正帰還の方法で完全
にオンにされた状態に維持するよう電圧ＶＧを増強す
る。
【００２４】図２ａ乃至図２ｃは、図１の調整されたＳ
ＭＰＳ１００の動作を説明する有効な波形を示す図であ
る。図１及び図２ａ乃至２ｃ中、同様の記号及び番号
は、同様のアイテム又は機能を示す。
【００２５】図２ｃの所与の期間Ｔの間隔ｔ０乃至ｔ１
０の間、図１の導通中のトランジスタＱ３の電流ＩＤは
上昇する。その結果として、巻線Ｌ１における電流ＩＬ
１の対応する共振しない電流パルス部分は、上昇し、変
成器Ｔ１の巻線Ｌ１と関連するインダクタンスに磁気エ
ネルギを蓄える。図２ｃの時間ｔ０において、抵抗器Ｒ
１２の電圧から得られる上昇部分を含む図１の電圧ＶＢ
Ｑ２は、電圧ＶＥＱ２によって決定される再生スイッチ
３１のトリガレベルを超過し、トランジスタＱ２をオン
にさせる。電流はトランジスタＱ１のベースを流れる。
従って、再生スイッチ３１は、トランジスタＱ３のゲー
ト電極に低インピーダンスを与える。その結果、図２ａ
のゲート電極の電圧ＶＧは、略零ボルトまで減少し、図
１のトランジスタＱ３をオフにさせる。トランジスタＱ
３がオフにされるとき、図２ｂのドレイン電圧ＶＤが増
加し、巻線Ｌ３から結合される電圧Ｖ１が減少する。ゲ
ート−ソースキャパシタンスＣＧに蓄えられる電荷は、
図２ａの時間ｔ２０までラッチモード動作を維持させ
る。
【００２６】電圧ＶＧが図１のトランジスタＱ１で充分
なコレクタ電流を保持するため要求される電圧よりも小
さいとき、トランジスタＱ２のベース電極の順方向の導
通は停止し、その結果として、再生スイッチ３１におけ
るラッチ動作モードが機能しなくなる。その後、電圧Ｖ
１は減少され続けるので、図２ａの電圧ＶＧの負の部分
４０によって図１のトランジスタＱ３がオフの状態で保
たれる。
【００２７】トランジスタＱ３がオフにされるとき、ド
レイン電圧ＶＤは、図２ｂに示すように間隔ｔ１０乃至
ｔ２０の間で増加する。図１のコンデンサＣ６は、電圧
ＶＤが零電圧よりも著しく大きくなる前にトランジスタ
Ｑ３が完全に非導通となるよう電圧ＶＤの増加速度を制
限する。これにより、スイッチング損失及び放射される
スイッチングノイズは、有利に減少される。コンデンサ
Ｃ６及び巻線Ｌ１を含む共振回路２１は、図１のトラン
ジスタＱ３がオフにされるとき、図２ｂの間隔ｔ１０乃
至ｔ３０の間で発振する。コンデンサＣ６は、電圧ＶＤ
のピークレベルを制限する。従って、有利的には、スナ
ッバダイオード及び抵抗器が必要では無くなるので、効
率が改善され、スイッチングノイズが減少する。
【００２８】図２ｂの時間ｔ３０の前の電圧ＶＤの減少
によって、図１の電圧Ｖ１は正の電圧になる。図２ｂの
時間ｔ３０において、電圧ＶＤは、零ボルト付近で僅か
に負側にあり、図１のダンパダイオードＤ６をオンにさ
せ、図２ｂの電圧ＶＤを略零ボルトにする。従って、図
１の共振回路２１は、発振の半サイクルを示す。図２ｂ
の時間ｔ３０において、図２ａの電圧ＶＧは、前述の図
１の電圧Ｖ１の極性変化のため、徐々に正方向に増加す
る。
【００２９】引き続くトランジスタＱ３のターンオン
は、電圧ＶＤが略零ボルトである図２ｂの時間ｔ３０の
後まで、抵抗器Ｒ８の時定数及びゲートキャパシタンス
によって決定される遅延時間分だけ遅延される。従っ
て、ターンオンによる損失は最小限に抑えられ、スイッ
チングノイズは減少する。
【００３０】電圧ＶＯＵＴの負帰還調整は、フィルタコ
ンデンサＣ３における電圧ＶＥＱ２を変化させることで
実現される。一方で、電圧ＶＯＵＴが電圧ＶＲＥＦより
も大きいとき、電流Ｉｅは、コンデンサＣ３を放電さ
せ、電圧ＶＥＱ２を減少させる。従って、比較器トラン
ジスタＱ２の閾値レベルは減少する。その結果として、
トランジスタＱ３における電流ＩＤのピーク値及び図示
しない負荷回路に伝搬される電力が減少する。他方で、
電圧ＶＯＵＴが電圧ＶＲＥＦよりも小さいとき、電流Ｉ
ｅは零であり、抵抗器Ｒ５の電流は電圧ＶＥＱ２を増加
させる。その結果として、トランジスタＱ３中の電流Ｉ
Ｄのピーク値及び図示しない負荷回路に伝搬される電力
が増加される。従って、再生スイッチ３１を含むトラン
ジスタＱ３の制御回路は、電圧ＶＥＱ２に従って、トラ
ンジスタＱ３の電流ＩＤのデューティ・サイクル変調を
行う。
【００３１】調整されたＳＭＰＳ１００は、電流パルス
毎の制御に基づいて電流モード制御で動作する。図２ｃ
の間隔ｔ０乃至ｔ１０の間に図１のトランジスタＱ３を
流れる電流ＩＤの電流パルスは、図１のトランジスタＱ
２の閾値レベルに到達したとき、図２ｃの時間ｔ１０に
おいて終了する。この閾値レベルは、電圧ＶＥＱ２によ
って決定され、エラー信号を形成するエラー電流Ｉｅに
より確定される。エラー信号は、巻線Ｌ１のインダクタ
ンスを流れる電流ＩＤの電流パルスのピーク電流を実際
に制御する。制御回路は、エラー増幅器２３のダイナミ
ックレンジを使用すること無く、電圧Ｂ＋の入力電圧変
動をフィードフォワード方式で瞬時に補正する。このよ
うにして、電流モード調整と、調整されたＳＭＰＳの両
方の利点が得られる。
【００３２】図３ａ及び図３ｂは、ＳＭＰＳ１００のス
タンバイ、バーストモードにおける動作を説明するため
端子３０における図１の電圧Ｖ３０の波形を示す図であ
る。トランジスタＱ３がオンのとき、電圧Ｖ３０は、ト
ランジスタＱ３を制御するゲート電圧ＶＧに略一致す
る。図３ｂの電圧Ｖ３０の波形は、図３ａのバーストモ
ード期間ｔＡ−ｔＣの間に、図１のトランジスタＱ３に
おいて切換の動作が行なわれる拡張されたアクティブ時
間間隔ｔＡ〜ｔＢを含む。比較的長い不感時間間隔ｔＢ
〜ｔＣの間、図１のトランジスタＱ３において切換サイ
クルが行なわれない。図１、図２ａ、２ｂ、２ｃ、図３
ａ、及び３ｂにおいて、同様の記号及び番号は同様のア
イテム又は機能を示す。
【００３３】図３ｂの時間ｔＡにおいて終了する不感時
間間隔の間、図１のコデンンサＣ４は、Ｒ３及びＣ４の
時定数によって決定される速度で抵抗器Ｒ３を介して一
定の割合で充電され、正の電圧ＶＣ４を発生する。時間
ｔＡにおいて、正の電圧Ｖ３０は、図１のトランジスタ
Ｑ３の閾値レベルに到達する。その結果として、高周波
数のスイッチングサイクルがトランジスタＱ３で生じ
る。間隔ｔＡ乃至ｔＢの間、図３ｂの電圧Ｖ３０の正の
ピーク電圧Ｖ３０ＰＥＡＫが図１のトランジスタＱ３の
閾値レベルを超過する。従って、高周波数のスイッチン
グサイクルは、トランジスタＱ３において続けられる。
トランジスタＱ３の各スイッチングサイクルにおいて、
前述の通り、トランジスタＱ１がオンにされる。従っ
て、コンデンサＣ４は、僅かに放電される。トランジス
タＱ１中の放電電流は、抵抗器Ｒ３の充電電流を上回
る。従って、電圧ＶＣ４は下降する。電圧ＶＣ４のレベ
ルは、図３ｂの正のピーク電圧Ｖ３０ＰＥＡＫを減少さ
せる方向に電圧Ｖ１をシフトさせる。時間ｔＡＢにおい
て、正のピーク電圧Ｖ３０ＰＥＡＫは、図１のトランジ
スタＱ３の閾値レベルの電圧よりも小さい値まで低下す
る。トランジスタＱ３におけるスイッチング動作は、時
間ｔＢにおいて停止し、その後に不感時間間隔ｔＢ乃至
ｔＣが続く。図３ａの時間ｔＢから時間ｔＣまで、コン
デンサＣ４は、上述の通り、抵抗器Ｒ３を介して充電さ
れる。
【００３４】例えば、図示しない遠隔制御装置を介して
電力をオフにする要求コマンドをユーザが送出すると
き、制御信号オン／オフはマイクロプロセッサ４１２の
入力端子４１２ａに与えられる。図１のマイクロプロセ
ッサ４１２は、ロー状態で制御信号ラン／スタンバイを
生成し、ラン負荷スイッチ４０１をオフにする。一方
で、オフにされたスイッチ４０１は、フィルタコンデン
サＣ１０から図１のランモード負荷回路を切り離し、ス
タンバイ、バースト動作モードを始動し、維持する。そ
れにより、負荷回路３０２への給電が停止され、負荷回
路３０２の負荷電流ｉＬ２が絶える。他方で、コンデン
サＣ１０に接続された負荷回路３０２は、スタンバイモ
ード中に給電される段を含む。
【００３５】負荷回路３０２が切り離されるとき、コン
デンサＣ１０を充電する電流ＩＤＯＵＴ３は小さい。負
荷回路３０２に給電されないとき、図１のコンデンサＣ
１０を充電する電流ＩＤＯＵＴ３は小さいので、帰還ル
ープは、ランモードの場合よりも実質的に短いデューテ
ィ・サイクルでトランジスタＱ３を導通させる。トラン
ジスタＱ３の連続的なスイッチングサイクルにおける短
いデューティ・サイクルは、ＳＭＰＳ１００のスタンバ
イ、バースト動作を生じさせる。
【００３６】ＳＭＰＳ１００は、前述の通り、ランモー
ドにおける零電圧スイッチング機能と、スタンバイモー
ドにおけるバーストモード機能の両夫を含む点で有利で
ある。夫々の機能は、ＳＭＰＳ１００の自励発振機能を
利用する。
【００３７】抵抗器Ｒ３及びコンデンサＣ４の値は、必
要な不感時間間隔ｔＢ乃至ｔＣの長さに従って選択され
る。抵抗器Ｒ８の値は、バーストモードにおける動作を
保証するよう選択される。抵抗器Ｒ８の値が大きすぎる
場合、トランジスタＱ１の放電電流は非常に小さくな
り、図３ｂの電圧Ｖ３０の正のピーク電圧Ｖ３０ＰＥＡ
Ｋは、図１のトランジスタＱ３の閾値レベルより下まで
減少しない。有利には、充分に小さい値の抵抗器Ｒ８を
選択することにより、トランジスタＱ３の連続的なスイ
ッチングサイクルにおいて短いデューティ・サイクルが
生じるとき、確実にバースト動作モードになる。
【００３８】図４ａ、４ｂ、及び、４ｃは、図１のＳＭ
ＰＳ１００においてスタンバイモードからランモードへ
の推移を説明するための波形を示す図である。図１、２
ａ、２ｂ、２ｃ、３ａ、３ｂ、４ａ、４ｂ、及び、４ｃ
は、同様のアイテム又は機能を示す。所与のバーストモ
ードサイクルｔ１乃至ｔ３の図４ｃのバースト部分ｔ１
及びｔ２の間、図１の巻線Ｌ２において発生されるパル
ス４０７は、図１のコンデンサ４０５中で包絡線検波パ
ルス信号４０８を発生するよう包絡線検波器４０２中で
整流される。包絡線検波器４０２は、変成器Ｔ１の巻線
Ｌ２の部分と整流ダイオード４０４の陽極の間に接続さ
れた抵抗器４０３を含む。ダイオード４０４の陰極は、
抵抗器４０６と並列に接続されたフィルタコンデンサ４
０５に接続される。巻線Ｌ２で発生されるパルスは、ダ
イオード４０４中で整流され、コンデンサ４０５に包絡
線検波信号４０８を生じさせる。信号４０８は、抵抗器
４０９及び抵抗器４１０を含む分圧器を介してマイクロ
プロセッサ４１２に結合される。
【００３９】図４ｃは、スタンバイモード中、及び、ラ
ンモードへの推移中の信号４０８の波形を示す図であ
る。ランモードへの推移は、時間ｔ３から始まる。パル
ス信号４０８は、不感時間間隔ｔ２及びｔ３の外側で論
理レベルハイ（ＨＩＧＨ）を形成する。不感時間間隔ｔ
２及びｔ３の間、図１のバーストモードパルス４０７は
無く、図４ｃの信号４０８は、論理レベルロー（ＬＯ
Ｗ）になる。
【００４０】例えば、図示しない遠隔制御装置を介して
ユーザが電力をオンにする要求コマンドを送出すると
き、適当な状態にある制御信号オン／オフは、マイクロ
プロセッサの入力端子４１２ａに与えられる。図４ｂの
制御信号オン／オフは、不感時間間隔ｔ２乃至ｔ３の間
で、図４ｃの信号４０８に関して同期していい時間、例
えば、図４ｂの時間ｔ８に生じてもよい。その結果とし
て、図１のマイクロプロセッサ４１２は、図４ｃの時間
ｔ３で包絡線検波信号４０８のＬＯＷからＨＩＧＨへの
推移４０８Ｕの発生を探し始める。図４ｃの時間ｔ３の
直後、図１のマイクロプロセッサ４１２は、スイッチ４
０１をオンにするためＨＩＧＨ状態の同期制御信号ラン
／スタンバイを生成する。或いは、同期制御信号ラン／
スタンバイの生成は、包絡線検波信号４０８及び制御信
号オン／オフに応答する専用の論理回路を使用しても実
現され得ることが理解されるべきである。このようなハ
ードウェアによる解決策は、マイクロプロセッサ４１２
のプログラム制御下で信号ラン／スタンバイを生成する
代わりに使用され得る。
【００４１】本発明の一実施例において、スイッチ４０
１は、図４ｃの不感時間間隔ｔ２乃至ｔ３の終了時間ｔ
３の直後に、図１のランモード負荷回路３０２をフィル
タコンデンサＣ１０に接続するためオン側に切り換えら
れる。不感時間間隔部分ｔ８乃至ｔ３の間に、図１の電
流パルスＩＤＯＵＴ３が生成されないとき、ランモード
負荷回路３０２は、コンデンサＣ１０を放電し得ない。
従って、図１の出力供給電圧ＶＯＵＴは、図４ａの間隔
ｔ８乃至ｔ３の間に減少しない点で有利である。反対
に、図１のスイッチ４０１がオンにされた場合、図４ｂ
の間隔ｔ８乃至ｔ３の間に、図４ａの電圧ＶＯＵＴは、
図１の電流パルスＩＤＯＵＴ３が無いため、図４ａ中の
破線２２２によって示されるように著しく減少される。
図４ａ乃至図４ｃの不感時間間隔ｔ２乃至ｔ３の直後に
生じる各電流パルスＩＤＯＵＴ３は、図１のフィルタコ
ンデンサＣ１０を補充する。それにより、電源の始動が
容易化される点が有利である。
【００４２】例えば、図４ｃの時間ｔ４におけるバース
トモード部分中の負荷電流ｉＬ２の大きさが、包絡線検
波信号４０８のＬＯＷからＨＩＧＨへの推移４０８Ｕの
後にバースト動作モードを抑止するためには不十分であ
る場合を考える。その結果として、包絡線検波信号４０
８のＬＯＷからＨＩＧＨへの推移４０８Ｄが生じ、その
後に別のバーストモードサイクルが続く。
【００４３】本発明の一実施例において、有利的には、
マイクロプロセッサ４１２は、図４ｃの時間ｔ４に後続
する図示しない不感時間間隔の間、スイッチ４０１をオ
フにさせる。その結果として、図１のフィルタコンデン
サＣ１０の放電が阻止される利点が得られる。図４ｃの
時間ｔ４に後続する図示しない不感時間間隔の最後に、
包絡線検波信号４０８の図示しないＬＯＷからＨＩＧＨ
への推移４０８Ｕが続くとき、図１の負荷電流ｉＬ２の
大きさが、バーストモード動作を抑止するのに充分とな
る。この結果として、ＳＭＰＳ１００は、連続的なラン
モードで動作し続ける。それにより、第２の始動を容易
に試行できる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】スタンバイ中にバーストモードで動作する本発
明の一実施例の電源の構成図である。
【図２】ａ、ｂ及びｃは、ランモードにおける図１の回
路の動作を説明するために有効な波形を示す図である。
【図３】ａ及びｂは、スタンバイ、バーストモードにお
ける図１の回路の動作を説明するために有効な波形を示
す図である。
【図４】ａ、ｂ及びｃは、バーストモードからランモー
ドへ移行中の図１の回路の動作を説明するために有効な
波形を示す図である。
【符号の説明】
２０ 直流電圧の端子 ２１ 共振回路 ２２ 双方向スイッチ ３０ コンデンサＣ４の端子 ３１ 再生スイッチ ２３ エラー増幅器 １００ ＳＭＰＳ ３０２ 負荷回路 ３０３ ラン／スタンバイ負荷 ４０１ スイッチ ４０２ 包絡線検波器 ４０３、４０６、４０９、４１０ 抵抗器 ４０４ 整流ダイオード ４０５ コンデンサ ４０７ パルス ４０８ 包絡線検波パルス信号 ４１２ マイクロプロセッサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 300000708 46，Ｑｕａｉ Ａ， Ｌｅ Ｇａｌｌｏ Ｆ−92648 Ｂｏｕｌｏｇｎｅ Ｃｅｄｅ ｘ Ｆｒａｎｃｅ (72)発明者 ゴータム ナス アメリカ合衆国 ワシントン州 98501 オリンピア エスイー ハイライン・ドラ イヴ 4236 (72)発明者 ショーン パトリック マクピーク アメリカ合衆国 インディアナ州 46220 インディアナポリス キャロルトン・ア ヴェニュー 6201 エヌ (72)発明者 ジョゼフ カーティス スティーヴンズ アメリカ合衆国 インディアナ州 46032 カーメル フリートウッド・コート 358

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ランモード動作の間、及び、スタンバイ
    モード動作中のバーストモードサイクルの第１の部分の
    間に、上記バーストモードサイクルの第２の部分で抑止
    される出力電源パルスを生成する出力段と、 上記バーストモードサイクルの上記第１の部分と上記第
    ２の部分の一方の部分の出現を表す制御信号を生成する
    手段と、 オン・オフ信号のソースと、 上記出力段に接続され、上記オン・オフ信号と上記制御
    信号とに応答し、スタンバイモード動作とランモード動
    作の間の推移中に、バーストモードサイクルの所定の時
    間でランモード負荷回路へ選択的に給電するスイッチ
    と、を有するスイッチモード電源。
  2. 【請求項２】 上記スイッチは、ランモード動作の動作
    中に上記出力段を上記ランモード負荷回路へ接続する、
    請求項１記載のスイッチモード電源。
  3. 【請求項３】 上記出力段は、上記出力電源パルスの大
    きさを表す第１の信号に応答し、上記出力電源パルスの
    大きさが所与の値の範囲内に収まるとき、バーストモー
    ドの対応した不感時間間隔の間に上記出力電源パルスを
    生成し、上記大きさが上記所与の値の範囲外にあると
    き、ランモード動作の不感時間間隔以外で上記出力電源
    パルスを生成する、請求項１記載のスイッチモード電
    源。
  4. 【請求項４】 上記スイッチは、スタンバイモード動作
    とランモード動作の間の推移中に、上記制御信号と同期
    して上記ランモード回路へ給電する、請求項１記載のス
    イッチモード電源。
  5. 【請求項５】 上記制御信号を生成する手段は包絡線検
    出器を含む、請求項１記載のスイッチモード電源。
  6. 【請求項６】 フィルタコンデンサを更に有し、 上記出力段は、フィルタリングされた出力電源電圧を発
    生させる上記フィルタコンデンサに電流パルスを生成
    し、 上記スイッチは、ランモードで上記フィルタコンデンサ
    を上記ランモード負荷回路に接続し、スタンバイモード
    中のバーストモードで上記フィルタコンデンサを上記ラ
    ンモード負荷回路から切り離す、請求項１記載のスイッ
    チモード電源。
  7. 【請求項７】 上記スイッチは、上記出力電源パルスが
    抑止されている場合、上記第２の部分の間に上記ランモ
    ード負荷回路を上記出力段から切り離し、上記出力電源
    パルスの生成が開始されたとき、上記ランモード負荷回
    路を上記出力段へ接続する、請求項１記載のスイッチモ
    ード電源。
  8. 【請求項８】 上記出力段は、スタンバイモード負荷回
    路に接続され、スタンバイモード動作中に上記スタンバ
    イモード負荷回路へ給電する、請求項１記載のスイッチ
    モード電源。
  9. 【請求項９】 上記オン・オフ信号及び上記制御信号に
    応答し、上記スイッチの制御端子へ供給されるスイッチ
    制御信号を生成するマイクロプロセッサを更に有する、
    請求項１記載のスイッチモード電源。
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