DE112017004641T5

DE112017004641T5 - Leistungswandlersteuereinrichtung mit stabilitätskompensation

Info

Publication number: DE112017004641T5
Application number: DE112017004641.6T
Authority: DE
Inventors: Giao Minh Pham; Vikram Balakrishnan; Arthur B. Odell; Antonius Jacobus Johannes Werner; Karl Moore; Matthew David Waterson
Original assignee: Power Integrations Inc
Current assignee: Power Integrations Inc
Priority date: 2016-09-15
Filing date: 2017-05-26
Publication date: 2021-09-09
Also published as: EP3513489A1; US20180248466A1; CN109983686A; JP6963603B2; JP2019530406A; US10298110B2; US11342856B2; US20190348900A1; WO2018052498A1; CN109983686B

Abstract

Ein Schaltleistungswandler hat ein Energieübertragungselement, das ein Ausgangssignal an eine Last liefert. Eine mit der Primärseite des Energieübertragungselements gekoppelte Leistungsschaltvorrichtung regelt eine Energieübertragung zur Last. Eine sekundäre Steuereinrichtung ist gekoppelt, um ein Rückkopplungssignal zu empfangen und als Reaktion darauf ein gepulstes Signal auszugeben. Eine primäre Steuereinrichtung ist gekoppelt, um das gepulste Signal zu empfangen und als Reaktion darauf ein Treibersignal auszugeben, wobei das Treibersignal gekoppelt wird, um das Schalten der Leistungsschaltvorrichtung zu steuern. Eine Kompensationsschaltung erzeugt ein adaptiv kompensiertes Signal synchron zu dem gepulsten Signal. Das adaptiv kompensierte Signal weist einen Parameter auf, der als Reaktion auf einen Vergleich des Rückkopplungssignals mit einem Schwellenbezugssignal adaptiv eingestellt wird. Der Parameter konvergiert zu einem Endwert hin, der einen erwünschten Pegel des Ausgangssignals erzeugt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen Leistungswandlungsschaltungen und Verfahren für deren Betrieb. Genauer betrifft die vorliegende Offenbarung eine verbesserte adaptive Stabilitätskompensation in einer Leistungswandlersteuereinrichtung.
HINTERGRUND
Die meisten elektronischen Vorrichtungen, wie z.B. Mobiltelefone, Laptops usw., verwenden für ihren Betrieb Gleichstrom(DC)-Leistung. Herkömmliche Wandsteckdosen liefern im Allgemeinen eine Hochspannungs-Wechselstrom(AC)-Leistung, die in Gleichstromleistung umgewandelt werden muss, um von den meisten elektronischen Vorrichtungen als eine Leistungsquelle verwendet zu werden. Schallleislurigswandler werden häufig verwendet, um die Hochspannungswechselstromleistung in eine geregelte Gleichstromleistung umzuwandeln, da sie einen hohen Wirkungspegel, eine geringe Größe und ein geringes Gewicht haben. Ein Schaltleistungswandler erzeugt eine Ausgabe durch periodisches Schalten eines Leistungsschalters für einen oder mehrere Schaltzyklen.
Schaltleistungswandler verwenden typischerweise eine Steuereinrichtung, um die an eine elektrische Vorrichtung gelieferte Ausgangsleistung zu regeln, z.B. eine Batterie, die allgemein als eine Last bezeichnet wird. Die Steuereinrichtung regelt die Leistung zu der Last durch Steuern eines Leistungsschalters, so dass dieser als Reaktion auf ein Rückkopplungssignal, das für die Ausgabe des Leistungswandlers repräsentativ ist, wiederholt ein- und ausschaltet. Eine Steuereinrichtung kann eine Ein/Aus-Steuertechnik verwenden, um eine Ausgabe eines Schaltleistungswandlers zu regeln. In einer typischen Ein/Aus-Steuertechnik bestimmt die Steuereinrichtung, ob das Leiten des Leistungsschalters für jeden Schaltzyklus freigegeben oder gesperrt werden soll, indem das Rückkopplungssignal mit einem Schwellenwert verglichen wird. So kann die Steuereinrichtung den Leistungsschalter beispielsweise für den nächsten Schaltzyklus einschalten (d.h. eine Schaltaktivität auslösen), wenn das Rückkopplungssignal am Ende des vorhergehenden Schaltzyklus kleiner als der Schwellenwert ist.
Schaltleistungswandler verwenden in der Regel einen Ausgangskondensator, um jegliche Welligkeit in der Ausgangsspannung zu glätten. Der Ausgangskondensator kann einem Reihenwiderstand zugeordnet sein, der üblicherweise als äquivalenter Reihenwiderstand (ESR) bezeichnet wird. In Fällen, in denen die Steuereinrichtung eine Ein/Aus-Steuertechnik verwendet und der Ausgangskondensator einen geringen ESR aufweist, reagiert das Rückkopplungssignal möglicherweise nicht schnell genug, um die Energieübertragung von dem Eingang zu dem Ausgang zu bewirken. So kann es beispielsweise vorkommen, dass das Rückkopplungssignal den Schwellenwert nach dem Ausschalten des Leistungsschalters in einem Schaltzyklus nicht schnell genug überschreitet, so dass der Leistungsschalter nach der vorhergehenden Schaltaktivität zu früh eingeschaltet wird. Dies kann zu einer Gruppierung oder Bündelung von Schaltaktivität führen, was zu einem instabilen Betrieb des Leistungswandlers führt.
Darüber hinaus kann in einigen Fällen Rauschen mit dem Rückkopplungssignal gekoppelt sein, so dass die Steuereinrichtung die Zeit, zu der das Rückkopplungssignal den Schwellenwert überschreitet, möglicherweise nicht genau detektiert. Infolgedessen kann es vorkommen, dass die Steuereinrichtung mit einer zeitlich falschen Schaltung des Leistungsschalters beginnt, was auch zu Instabilität in dem Leistungswandler führen kann.
Figurenliste
Nicht einschränkende und nicht erschöpfende Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden mit Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen beschrieben, wobei sich gleiche Bezugszahlen auf gleiche Teile in den verschiedenen Ansichten beziehen, sofern nicht anders angegeben.

1A ist ein Schaltplan, der einen exemplarischen Leistungswandler mit Steuerkompensation unter Verwendung eines adaptiven virtuellen ESR (AVESR) darstellt.
1B ist ein exemplarischer Schaltplan, der die Verwendung eines Signals des adaptiven virtuellen ESR zeigt, das ein Rückkopplungssignal kompensiert.
1C ist ein weiterer exemplarischer Schaltplan, der die Verwendung eines Signals eines adaptiven virtuellen ESR zeigt, das ein Rückkopplungssignal kompensiert.
2A - 2B sind Wellenformdiagramme, die Beispiele für eine Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR zeigen, wie in einer Leistungswandlersteuereinrichtung verwendet.
3 ist ein exemplarischer Schaltplan zur Implementierung einer Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR für die Verwendung in einer Leistungswandlersteuereinrichtung.
4 ist ein exemplarisches Wellenformzeitdiagramm verschiedener Signale, die während des Betriebs der in 3 gezeigten exemplarischen Schaltung erzeugt werden.
5 ist ein weiteres Beispiel eines Schaltplanes zur Implementierung einer Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR für die Verwendung in einer Leistungswandlersteuereinrichtung.
6A & 6B sind exemplarische Wellenformzeitdiagramme verschiedener Signale, die während des Betriebs der in 5 gezeigten exemplarischen Schaltung erzeugt werden.

Entsprechende Bezugszeichen kennzeichnen in den verschiedenen Ansichten der Zeichnungen durchgehend entsprechende Komponenten. Der Fachmann wird verstehen, dass die Elemente in den Zeichnungen aus Gründen der Einfachheit und Klarheit nicht unbedingt maßstabsgetreu gezeigt sind. Auch sind übliche, aber gut zu verstehende Elemente, die in einer kommerziell realisierbaren Ausführungsform nützlich oder notwendig sind, möglicherweise nicht gezeigt, um die Sicht auf diese verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung weniger zu behindern.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche spezifische Details dargelegt, um ein gründliches Verständnis der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen. Für den Durchschnittsfachmann wird jedoch offensichtlich sein, dass diese spezifischen Details nicht verwendet werden müssen, um die vorliegende Erfindung umzusetzen. In anderen Fällen wurden bekannte Systeme, Vorrichtungen oder Verfahren nicht detailliert beschrieben, um die vorliegende Erfindung nicht zu verdecken.
Die Bezugnahme in dieser Spezifikation auf „eine Ausführungsform“ oder „ein Beispiel“ bedeutet, dass ein bestimmtes Merkmal, eine bestimmte Struktur oder eine bestimmte Eigenschaft, das bzw. die in Verbindung mit der Ausführungsform oder dem Beispiel beschrieben wird, in mindestens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthalten ist. Somit beziehen sich die Phrasen in einer Ausführungsform oder „ein Beispiel“ an verschiedenen Stellen in dieser Spezifikation nicht unbedingt alle auf die gleiche Ausführungsform oder das gleiche Beispiel. Darüber hinaus können die besonderen Merkmale, Strukturen oder Eigenschaften in beliebigen geeigneten Kombinationen und/oder Unterkombinationen in einer oder mehreren Ausführungsformen oder Beispielen kombiniert werden. Besondere Merkmale, Strukturen oder Eigenschaften können in einer integrierten Schaltung, einer elektronischen Schaltung, einer kombinatorischen Logikschaltung oder anderen geeigneten Komponenten enthalten sein, die die beschriebene Funktionalität bereitstellen. Darüber hinaus ist zu beachten, dass die hierin enthaltenen Zeichnungen der Erläuterung für Fachleute dienen und dass die Zeichnungen nicht unbedingt maßstabsgetreu gezeichnet sind.
Zu Zwecken dieser Offenbarung bezieht sich „Masse“ oder „Massepotential“ auf eine Bezugsspannung oder ein Bezugspotential, gegen die bzw. das alle anderen Spannungen oder Potentiale einer Schaltung oder integrierten Schaltung (IC) definiert oder gemessen werden.
Ein Steuerblock für adaptive Kompensation für eine Rückkopplungsschaltung zur Verwendung in einem Leistungswandler wird beschrieben. In einer Ausführungsform erreicht der Steuerblock für adaptive Kompensation unabhängig von der Betriebsfrequenz und der Zeitperiode einen Soll-Kompensationsgrad. Der Soll-Kompensationsgrad wird durch adaptives Steuern und Einstellen eines Rampenparameters (z.B. Steilheit) einer Kompensationsrampenwellenform erreicht. In anderen Ausführungsformen wird die adaptive Kompensation durch Fixieren der Steilheit und adaptives Verschieben (z.B. Versetzen) des Startpunktes der Kompensationsrampe oder durch adaptives zeitliches Verschieben der festen Rampenkompensation in einem Schaltzyklus erreicht.
1A zeigt einen Schaltplan eines exemplarischen Leistungswandlers 100, der die Kompensationsschaltung 142 umfasst. In einer Ausführungsform ist der Leistungswandler 100 ein Sperr-Leistungswandler. Wie in 1A gezeigt, ist der Leistungswandler 100 ein Schaltleistungswandler, der ein Ein-/Aus-Schema verwendet, um ein Ausgangssignal zu regeln, d.h. eine Ausgangsspannung Vo 122, einen Ausgangsstrom I_O 124 oder eine Kombination aus beiden. Der Leistungswandler 100 umfasst eine Synchron-Gleichrichterschaltung 114 und eine Steuereinrichtung 160, die gekoppelt ist, um ein Rückkopplungs-FB-Signal V_FB 132 zu empfangen, das von einem FB-Generator 130 als Reaktion auf ein für das Ausgangssignal (z.B. Vo 122) repräsentatives Ausgangserfassungssignal 128 erzeugt wird. In einer Ausführungsform kann der FB-Generator 130 einen Widerstandsteiler umfassen, der mit dem Ausgang des Leistungswandlers 100 gekoppelt ist, um das Rückkopplungssignal V_FB 132 als eine reduzierte Spannung zu erzeugen, die für die Ausgangsspannung Vo 122 repräsentativ ist. In einem Beispiel ist der FB-Generator 130 auf dem gleichen Chip mit der integrierten Schaltung wie die sekundäre Steuereinrichtung 140 angeordnet.
Der Leistungswandler 100 empfängt eine ungeregelte Eingangsspannung V_IN 102 und erzeugt eine Ausgangsspannung Vo 122 und einen Ausgangsstrom I_O 124, der an eine elektrische Last 120 geliefert wird. Die Eingangsspannung V_IN 102 kann eine gleichgerichtete und gefilterte Wechselspannung sein. Wie gezeigt, wird die Eingangsspannung V_IN 102 auf eine primäre Masse 101 bezogen, auch als eine Eingangsrückführung bezeichnet. Die Ausgangsspannung Vo 122 wird auf eine sekundäre Masse 161 bezogen, auch als eine Ausgangsrückführung bezeichnet. In anderen Beispielen kann der Leistungswandler 100 mehr als einen Ausgang haben.
Wie in 1A weiter gezeigt, umfasst die Steuereinrichtung 160 eine primäre Steuereinrichtung 150 und eine sekundäre Steuereinrichtung 140, die die Schaltungsanordnung des Leistungswandlers 100 steuert, um das Ausgangssignal (z.B. Vo 122 oder I_O 124) auf einen erwünschten Pegel zu regeln. In einem Beispiel kann der Leistungswandler 100 nach einer Anlaufzeitspanne die Ausgangsspannung Vo 122 auf den erwünschten Spannungspegel regeln. Die Anlaufzeitspanne kann eine Zeitspanne sein von dem Punkt, wenn der Leistungswandler 100 die Eingangsspannung V_IN 102 empfängt, bis zu dem Punkt, wenn die primäre Steuereinrichtung 150 und die sekundäre Steuereinrichtung 140 den Betrieb zur Regelung der Ausgangsspannung Vo 122 aufnehmen. In dem exemplarischen Leistungswandler 100 ist ein Ausgangskondensator C1 125 mit dem Ausgang gekoppelt, um die Welligkeit der Ausgangsspannung Vo 122 zu glätten. In Reihe mit dem Ausgangskondensator C1 125 ist ein Widerstand Resr 126 geschaltet, der den äquivalenten Reihenwiderstand (ESR) des Ausgangskondensators C1 125 darstellt.
Ebenfalls in 1A enthalten ist ein Energieübertragungselement T1 110, das einen gekoppelten Induktor mit einer Primärwicklung 111 und einer Sekundärwicklung 112 umfasst. Das Energieübertragungselement T1 110 dient zur Energieübertragung von der Primärwicklung 111 an die Sekundärwicklung 112. Zusätzlich schafft das Energieübertragungselement T1 110 eine galvanische Trennung zwischen der Schaltungsanordnung auf der Primärseite (Eingangsseite) des Leistungswandlers 100 und der Schaltungsanordnung auf der Sekundärseite (Ausgangsseite) des Leistungswandlers 100. Mit anderen Worten würde eine Gleichspannung, die zwischen der Primärseite (Wicklung 111) und der Sekundärseite (Wicklung 112) des Leistungswandlers 100 angelegt würde, im Wesentlichen Null Strom erzeugen.
Ferner ist in 1 der Leistungsschalter M1 156 mit dem Energieübertragungselement 110 an der Primärwicklung 111 und mit der Eingangsrückführung 101 gekoppelt gezeigt. Die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 kann einen Melalloxid-FeldelTekttransistor (MOSFET), einen Bipolartransistor (BJT) oder dergleichen umfassen. Wie gezeigt, ist die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 gekoppelt, um ein Treibersignal U_DR 154 zu empfangen, das von der primären Steuereinrichtung 150 ausgegeben wird. Die sekundäre Steuereinrichtung 140 ist mit der Schaltungsanordnung auf der Sekundärseite gekoppelt, die eine Synchron-Gleichrichterschaltung 114 und eine Sekundärwicklung 112 umfasst. Im Betrieb stellt die primäre Steuereinrichtung 150 das Treibersignal U_DR 154 zum Steuern der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 bereit, und gibt die sekundäre Steuereinrichtung 140 das Signal U_SR 144 zum Steuern der Synchron-Gleichrichterschaltung 114 aus, wodurch die Energieübertragung durch das Energieübertragungselement T1 110 vom Eingang zum Ausgang des Leistungswandlers 100 gesteuert wird.
Eine Klemmschaltung 106 ist über die Primärwicklung 111 des Energieübertragungselements T1 110 gekoppelt. Die Klemmschaltung 106 dient zum Klemmen von jeglichen Ausschaltsignalspitzen, die sich aus der Streuinduktivität von der Primärwicklung 111 über die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 ergeben können.
Die primäre Steuereinrichtung 150 und die sekundäre Steuereinrichtung 140 können jeweils in einer integrierten Schaltung integriert sein. In einer Ausführungsform ist die primäre Steuereinrichtung 150 in einem ersten Chip mit der integrierten Schaltung und eine sekundäre Steuereinrichtung 140 in einem zweiten Chip mit der integrierten Schaltung enthalten, die beide in einer Packung einer integrierten Schaltung angeordnet sind. In einer weiteren Ausführungsform kann die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in einer monolithischen oder hybriden Struktur einer integrierten Schaltungspackung enthalten sein, die auch die primäre Steuereinrichtung 150 und die sekundäre Steuereinrichtung 140 umfasst. In einer Implementierung ist die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 auf einem ersten Chip mit der integrierten Schaltung angeordnet, der auch die primäre Steuereinrichtung 150 umfasst, und ist die sekundäre Steuereinrichtung 140 in einem zweiten Chip mit der integrierten Schaltung enthalten. In einer weiteren Implementierung ist die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 auf einem ersten Chip mit der integrierten Schaltung angeordnet, ist die primäre Steuereinrichtung 150 auf einem zweiten Chip mit der integrierten Schaltung enthalten und ist die sekundäre Steuereinrichtung 140 auf einem dritten Chip mit der integrierten Schaltung enthalten. Der Chip, der die primäre Steuereinrichtung 150 umfasst, kann galvanisch von dem Chip, der die sekundäre Steuereinrichtung 140 umfasst, getrennt sein. Dementsprechend kann die primäre Steuereinrichtung 150 galvanisch von der sekundären Steuereinrichtung 140 getrennt sein.
In dem Fall, dass die primäre Steuereinrichtung 150 galvanisch von der sekundären Steuereinrichtung 140 getrennt ist, erleichtert eine Signaltrennverbindung 148, die das von der sekundären Steuereinrichtung 140 ausgegebene sekundäre Freigabesignal 148A mit dem in die primäre Steuereinrichtung 150 eingegebenen Freigabesignal 148B verbindet, die Kommunikation zwischen den beiden Steuereinrichtungen. In einem Beispiel kann die sekundäre Steuereinrichtung 140 mit der primären Steuereinrichtung 150 kommunizieren, indem sie ein Signal über eine magnetisch gekoppelte Kommunikationsverbindung (dargestellt durch die Signaltrennverbindung 148) bereitstellt. In einer weiteren Ausführungsform kann eine Kommunikationsverbindung zwischen der primären Steuereinrichtung 150 und der sekundären Steuereinrichtung 140 unter Verwendung galvanisch getrennter Leiterschleifen umgesetzt sein, die in dem Leadframe einer integrierten Schaltungspackung enthalten sind. Alternativ kann die Signaltrennverbindung 148 durch einen Optokoppler, einen Kondensator oder einen gekoppelten Induktor umgesetzt sein.
In dem Beispiel gemäß 1 sendet die sekundäre Steuereinrichtung 140 ein Freigabesignal REQ/EN-Impuls 148A, das von der primären Steuereinrichtung 150 über die Signaltrennverbindung 148 als REQ/EN-Impulssignal 148B empfangen wird. Die primäre Steuereinrichtung 150 steuert den Ein/Aus-Zustand der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 als Reaktion auf das REQ/EN-Impulssignal 148B. Die Schaltaktivität der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 im Übergang vom AUS-Zustand (z.B. als ein offener Schalter) in einen EIN-Zustand (z.B. als ein geschlossener Schalter) hängt von einem Treibersignal U_DR 154 ab, das von der primären Steuereinrichtung 150 als Reaktion auf das Freigabesignal REQ/EN-Impuls 148B erzeugt wird. Im Betrieb steuert die primäre Steuereinrichtung 150 die Energieübertragung von dem Eingang zu dem Ausgang des Leistungswandlers, indem sie den in der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 und der Primärwicklung 111 fließenden Strom I_sns 152 detektiert. Die primäre Steuereinrichtung 150 steuert das Abschalten der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 durch eine Strombegrenzung als Reaktion auf den Ausgangslastbedarf. Die primäre Steuereinrichtung 150 kann auch einige primäre Steuersignale 158 empfangen, um das Treibersignal U_DR 154 zu erzeugen.
Wie gezeigt, wird die sekundäre Steuereinrichtung 140 auf die Ausgangsrückführung 161 bezogen und kann auch sekundäre Steuersignale 143 (zusätzlich zu dem Rückkopplungssignal V_FB 132) zum Erzeugen des SR-Treibersignals U_SR 144 sowie des REQ/EN-Impulssignals 148A zur Übertragung an die primäre Steuereinrichtung 150 empfangen. In dem Beispiel gemäß 1A umfasst die sekundäre Steuereinrichtung 140 einen Schaltungsblock 142 für den adaptiven virtuellen ESR, der das Rückkopplungsbezugssignal V_FB 132, das Rückkopplungsbezugssignal V_REF 146 und das REQ/EN-Impulssignal 145 empfängt, um ein Signal V_AVESR 147 des adaptiven virtuellen ESR zu erzeugen, das eine Kompensation zur Verbesserung der Stabilität und Vermeidung von Impulsgruppenbildung (Impulsbündelung) schafft. Das heißt, das FB-Bezugssignal V_REF 146 wird im Vergleich zu dem FB-Signal V_FB 132 kompensiert, um die Energieübertragung von dem Eingang zu dem Ausgang zu regeln. Der Fachmann wird verstehen, dass die FB-Schleifenkompensation entweder durch Kompensation des FB-Signals V_FB 132 oder durch Kompensation des FB-Bezugssignals V_REF 146 erreicht werden kann, wie die in 1 B und 1C gezeigten vereinfachten FB-Komparatoren (nachstehend erörtert) zeigen.
Der Schaltungsblock 142 für Kompensation mit adaptivem virtuellem ESR (AVESR) ist gekoppelt, um als Reaktion auf das Bezugssignal V_REF 146 ein Kompensationsrampensignal V_AVESR 147 (als das kompensierte Rückkopplungsbezugssignal) auszugeben. Die AVESR-Kompensationsschaltung 142 empfängt auch das REQ/EN-Impulssignal 145, das ein Synchronisationssignal ist, das das Einschalten des primären Schalters freigibt. Der Fachmann wird verstehen, dass in anderen Ausführungsformen andere Synchronisationssignale (z.B. ein sekundäres Stromsignal von Is 116) verwendet werden können.
Es versteht sich, dass der Sekundärstrom I_S 116 im Wesentlichen Null ist, wenn sich die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 im EIN-Zustand befindet. Wenn die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in den AUS-Zustand übergeht und die Primärwicklung 111 beginnt, Energie an die Sekundärwicklung 112 zu übertragen, wird der Strom I_S 116 ungleich Null.
In Fortführung der Beschreibung von 1A erhöht der durch die Primärwicklung 110 fließende Strom im EIN-Zustand der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 die In dem Energieübertragungselement T1 110 gespeicherte Energie. Eine Primärwicklungsspannung mit einer ersten Polarität entsteht über die Primärwicklung 111. Aufgrund der umgekehrten Richtung der Sekundärwicklung 112 entsteht im Vergleich zur Primärwicklung 111 eine Sekundärwicklungsspannung mit einer der Primärwicklungsspannung entgegengesetzten Polarität über der Sekundärwicklung 112. Die Synchron-Gleichrichterschaltung 114 dient als eine offene Schaltung, wenn die Spannung am gestrichelten Ende der Sekundärwicklung 112 kleiner ist als die Spannung am gegenüberliegenden Ende der Wicklung 112.
Die primäre Steuereinrichtung 150 ist dazu ausgelegt, das Ausgangs-U_DR-Signal 154 zu erzeugen, das den Übergang der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand bewirkt, wenn der Strom durch die Primärwicklung 111 eine Stromgrenze erreicht. In einer Ausführungsform kann die Stromgrenze eine vorgegebene, feste Grenze sein. In anderen Ausführungsformen kann die Stromgrenze eine einstellbare oder adaptive variable Stromgrenze sein, die den Stromfluss durch die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 blockiert. Wenn die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 vom EIN-Zustand in den AUS-Zustand übergeht, wird die Spannung am gestrichelten Ende der Sekundärwicklung 112 größer als die Spannung am gegenüberliegenden Ende, wodurch Energie auf den Ausgangskondensator C1 125 übertragen werden kann, wodurch die elektrische Last 120 mit Leistung versorgt wird.
In einem Beispiel kann die sekundäre Steuereinrichtung 140 eine Synchron-Gleichrichterschaltung (Synchronschalter) 114 durch das Steuersignal U_SR 144 steuern, um als ein geschlossener Schalter zu fungieren (d.h. Strom zu leiten), wenn die Spannung am gestrichelten Ende der Sekundärwicklung 112 größer wird als die Spannung am gegenüberliegenden Ende, so dass der Ausgangskondensator C1 125 geladen wird.
In einer Implementierung umfasst der Synchronschalter 114 einen MOSFET mit einem Gate, das zum Empfangen des Steuersignals U_SR 144 gekoppelt ist. Der Synchronschalter 114 kann je nach Wert des Steuersignals U_SR 144 im EIN-Zustand (d.h. der Schalter ist EIN geschaltet) oder im AUS-Zustand (d.h. der Schalter ist AUS geschaltet) arbeiten. Wenn er EIN geschaltet ist, leitet die Synchron-Gleichrichterschaltung 114 Strom. In dem gezeigten Beispiel umfasst die Synchron-Gleichrichterschaltung 114 auch eine Diode, die zwischen Source und Drain des MOSFET gekoppelt ist. Die Diode kann als eine diskrete Komponente oder als Körperdiode des MOSFET ausgeführt sein.
In einem Beispiel der sekundären Steuereinrichtung 140 synchronisiert die AVESR-Kompensationsschaltung 142 die Kompensationsrampe mit dem Signal REQEN-Impuls 148A, das das Treibersignal U_DR für die primäre Leistungsschaltvorrichtung M1 156 freigibt. Es versteht sich jedoch, dass zu diesem Zweck auch andere Schaltungssignale verwendet werden können. So kann beispielsweise das Steuersignal U_SR 144 verwendet werden, um die von der AVESR-Kompensationsschaltung 142 empfangenen Kompensationsschaltungssignale zu aktivieren und zu synchronisieren. In einem weiteren Beispiel können die Kompensationssignale mit dem sekundären Stromsignal I_S 116 synchronisiert werden. Wie in dem Beispiel gemäß 1 gezeigt, verwendet die AVESR-Kompensationsschaltung 142 das von der sekundären Steuereinrichtung 140 erzeugte Freigabesignal (REQ/EN-Impuls 148A) und synchronisiert damit, um die primäre Leistungsschaltvorrichtung M1 156 über die primäre Steuereinrichtung 150 zu treiben.
Im Betrieb wird das Freigabesignal REQ/EN-Impuls 148A durch Vergleich des Rückkopplungssignals V_FB 132 mit einem Schwellenwert, d.h. dem Rückkopplungsbezugssignal V_REF 146, gesetzt, um REQ/EN-Impuls 148A (Logik hoch oder Logik niedrig) zu setzen, um das Schalten der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 durch die primäre Steuereinrichtung 150 zu steuern. Wenn beispielsweise das Rückkopplungssignal V_FB 132 kleiner als das Rückkopplungsbezugssignal V_REF 146 ist, das ein Ausgangssignal (z.B. V_o 122 oder I_o 124) mit einem Wert unter einem erwünschten Pegels anzeigt, wird das REQ/EN-Impulssignal 148A auf Logik hoch gesetzt, was der primären Steuereinrichtung 150 anzeigt, dass der Übergang der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in den EIN-Zustand bewirkt werden sollte, so dass mehr Energie in der Primärwicklung 111 gespeichert und dann an den Ausgang des Leistungswandlers 100 übertragen werden kann, wenn die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 das nächste Mal in den AUS-Zustand übergeht. In einer Ausführungsform kann die Leistungsschaltvorrichtung M1 durch eine Strombegrenzungssteuereinrichtung in den AUS-Zustand übergehen, so dass keine Energie mehr in der Primärwicklung 111 gespeichert wird, die an den Ausgang des Leistungswandlers 100 abgegeben wird. Das Treibersignal U_DR 154 steuert den Betrieb des Leistungsschalters M1 156.
In einer Ausführungsform reagiert die Rückkopplungsschaltung nach dem Übergang der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in den AUS-Zustand für eine Schwellenperiode (auch als Sperrperiode bezeichnet) nicht auf das Rückkopplungssignal V_FB 132. Das heißt, der Logikpegel des REQ/EN-Impulssignals 148A wird während der Sperrperiode nicht verändert.
Der Leistungswandler 100 kann so ausgelegt sein, dass er in einem kontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet, was für das Treiben größerer Lasten wünschenswert sein kann. Im kontinuierlichen Leitungsmodus ist der Schalter der Synchron-Gleichrichterschaltung 114 während der gesamten Zeit, in der sich die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 im AUS-Zustand befindet, EIN geschaltet. Bei leichteren Lasten arbeitet der Leistungswandler 100 typischerweise in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus, wobei der Schalter der Synchron-Gleichrichterschaltung 114 für einen Bruchteil der Zeit, in der die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 AUS geschaltet ist, EIN geschaltet wird.
Der Fachmann wird verstehen, dass in Abwesenheit einer Schaltung 142 zur Kompensation mit adaptivem virtuellem ESR, wenn der Ausgangskondensator C1 125 einen zugeordneten ESR 126 hat, der relativ gering ist, das Ausgangserfassungssignal 128 (also das Rückkopplungssignal V_FB 130) möglicherweise nicht schnell genug auf die Änderungen reagiert, die durch die Synchron-Gleichrichterschaltung 114 in dem kontinuierlichen Leistungsmodus bewirkt werden. Wenn beispielsweise der MOSFET der Synchron-Gleichrichterschaltung 114 EIN geschaltet wird, kann es sein, dass nach dem Übergang der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in den AUS-Zustand das Rückkopplungssignal V_FB 132 nicht schnell genug ansteigt, um den bestimmten Schwellenwert bis zum Ende der Sperrperiode zu überschreiten. Dies kann dazu führen, dass die sekundäre Steuereinrichtung 140 der primären Steuereinrichtung 150 (durch Setzen des Freigabesignals EN-Impuls 148A) den Befehl gibt, den Übergang der Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in den EIN-Zustand zu bewirken, sobald die Sperrperiode abgelaufen ist. Infolgedessen kann die Leistungsschaltvorrichtung M1 156 nach der vorhergehenden Schaltaktivität möglicherweise zu früh in den EIN-Zustand übergehen. Dies kann zu einem Muster von gruppierten Impulsen in dem Treibersignal U_DR 154 führen, wobei auf mehrere Perioden von Schaltaktivität Perioden ohne Schaltaktivität und somit ein instabiler Betrieb des Leistungswandlers 100 folgen.
Der Fachmann wird ferner verstehen, dass ein ähnliches Problem auftreten kann, wenn Rauschen mit dem Rückkopplungssignal V_FB 132 während der Zeit gekoppelt ist, in der der Leistungswandler 100 im diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet. In beiden Fällen kann unter Verwendung der Schaltung 142 zur Kompensation mit adaptivem virtuellem ESR entweder das Rückkopplungssignal V_FB 130 oder das Rückkopplungsbezugssignal V_REF 146 geändert oder kompensiert werden, um das Problem der gruppierten Impulse zu verringern. Mit anderen Worten bietet die Schaltung 142 zur Kompensation mit adaptivem virtuellem ESR den Vorteil eines stabilen Betriebs und einer verbesserten Funktionalität des Leistungswandlers 100.
1B und 1C zeigen zwei Beispiele für verschiedene Möglichkeiten der Implementierung einer Schaltung zur Kompensation mit adaptivem virtuellem ESR. In 1B wird zu dem Rückkopplungssignal V_FB 171 ein Kompensationssignal U_COMP 175 addiert, während in 1C ein Kompensationssignal U_COMP 185 von dem Bezugssignal V_REF 184 subtrahiert wird. In der Beispielschaltung gemäß 1B summiert ein Summierblock 173 das Kompensationssignal U_COMP 175 und das Rückkopplungssignal V_FB 171. Das summierte Signal 177, das als kompensiertes Rückkopplungssignal oder kompensiertes Ausgangserfassungssignal bezeichnet werden kann, ist an den negativen Eingang eines Rückkopplungskomparators 170 angelegt gezeigt. Der positive Eingang des Komparators 170 empfängt das Rückkopplungsbezugssignal V_REF 174. In einem Beispiel ist der Komparator 170 ein EIN-AUS-Rückkopplungskomparator. Der Summierblock 173 ist gekoppelt, um das Kompensationssignal U_COMP 175 und das Rückkopplungssignal V_FB 171 zu empfangen. Der Summierblock 173 addiert das Kompensationssignal U_COMP 175 zu dem Rückkopplungssignal V_FB 171 und stellt das resultierende Signal 177 dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 170 bereit.
In dem Beispiel gemäß 1B ist das kompensierte Rückkopplungssignal 177 repräsentativ für ein Signal, das höher ist als das Rückkopplungssignal V_FB 171 (das die erwünschte Ausgangsspannung des Leistungswandlers 100 darstellt), während mindestens eines Teils einer Zeit, in der die Ausgangskapazität geladen wird. Der positive Eingangsanschluss des Komparators 170 ist zum Empfangen eines Bezugssignals V_REF 174 gekoppelt. Der Komparator 170 Ist dazu ausgelegt, ein Vergleichsergebnissignal 179 auszugeben, das verwendet wird, um REQ/EN-Impuls 148A basierend auf dem Vergleich zwischen dem Bezugssignal V_REF 174 und dem kompensierten Rückkopplungssignal 177 zu setzen. In einer Ausführungsform nimmt die Differenz zwischen dem kompensierten Rückkopplungssignal 177 und der erwünschten Ausgangsspannung des Leistungswandlers 100 mit der Zeit kontinuierlich ab. In einer Ausführungsform nimmt diese Differenz mit der Zeit im Wesentlichen linear ab. In einer weiteren Ausführungsform kann diese Differenz mit der Zeit im Wesentlichen exponentiell abnehmen.
In 1C subtrahiert der Subtraktionsblock 183 das Kompensationssignal U_COMP 185 von dem Bezugssignal V_REF 184. Das resultierende Signal 187, das als ein kompensiertes Bezugssignal bezeichnet werden kann, ist an den positiven Eingang eines Komparators 180 angelegt gezeigt. In dem Beispiel gemäß 1C wird das Kompensationssignal U_COMP 185 von dem Bezugssignal V_REF 184 subtrahiert, um das Signal 187 an dem positiven Eingang des Komparators 180 zu erzeugen. Das kompensierte Bezugssignal 187 kann ein Signal des adaptiven virtuellen ESR simulieren, das zum Erzeugen der erwünschten Ausgangsspannung des Leistungswandlers 100 verwendet wird.
Der negative Eingangsanschluss des Komparators 180 ist zum Empfangen des Rückkopplungssignals V_FB 181 gekoppelt. Somit ist der Komparator 180 dazu ausgelegt, das kompensierte Bezugssignal 187 mit dem Rückkopplungssignal V_FB 181 zu vergleichen und ein Vergleichsergebnissignal 189 auszugeben. Das Vergleichsergebnissignal 189 kann verwendet werden, um das REQ/EN-Impulssignal 148A basierend auf dem Vergleich des Rückkopplungssignals V_FB 181 mit dem kompensierten Bezugssignal 187 auf einen von zwei Logikpegeln zu setzen. In einer Ausführungsform nimmt die Differenz zwischen dem Rückkopplungssignal V_FB 181 und dem kompensierten Bezugssignal 187 mit der Zeit kontinuierlich ab. In einer Ausführungsform nimmt diese Differenz mit der Zeit im Wesentlichen linear ab. In einem anderen Beispiel kann diese Differenz mit der Zeit im Wesentlichen exponentiell abnehmen.
2A - 2B sind Wellenformdiagramme, die verschiedene Arten zeigen, wie die Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR in einer Leistungswandlersteuereinrichtung verwendet werden kann. 2A zeigt Wellenformdiagramme einer Ausführungsform, die eine Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR durch Steuern der Rampensteilheit implementiert. 2A zeigt drei verschiedene Last- und Leitungsbetriebszustände, wobei die Schaltfrequenz von F1_sw=1/T1_sw auf F2_sw=1/T2_sw und auf F3_sw=1/T3_sw ansteigt. Wie man sieht, beginnt im Betriebszustand 1 mit der Schaltperiode T1_sw 251 (Schaltfrequenz F1_sw = 1/T1_sw) die Kompensationsrampe ab dem Startspannungspegel 234 nach einer kurzen Sperrverzögerungszeit 228 anzusteigen. Die Sperrverzögerungszeit 228 kann eine gewisse Rücksetzzeit zu Beginn jedes Schaltzyklus/jeder Schaltperiode umfassen. Im Betriebszustand 1 weist die Steilheit 1 256 der Kompensationsrampenwellenform einen Schnittpunkt P 250 mit der Rückkopplungssignalleitung V_FB 253 an dem Schnittsollpegel 225 auf, der um eine Spanne oder Differenz 261, die in einer Ausführungsform bis auf Null sinken kann, unter dem Bezugspegel V_REF 210 liegt.
Bei Last- oder Leitungszustandsänderungen im Betriebszustand 2 (z.B. Lastzunahme) verkürzt sich die Schaltperiode auf T2_sw 241 (Schaltfrequenz F2_sw = 1/T2_sw). Infolge der adaptiven Kompensation des virtuellen ESR ändert die Kompensationsrampenwellenform die Steilheit (nach der Sperrverzögerungszeit 228) und beginnt ab dem Startspannungspegel 234 mit der Steilheit 2 246 anzusteigen, die steiler ist als die Steilheit 1 256. Wie gezeigt, weist die Steilheit 2 246 der Kompensationsrampenwellenform im Betriebszustand 2 einen Schnittpunkt R 240 mit der Rückkopplungssignalleitung 243 bei einem erwünschten Schnittsollpegel 225 (mit der Spanne 261 unter dem Bezugspegel V_REF 210) auf.
Im Betriebszustand 3 nimmt die Last weiter zu, so dass sich die Schaltperiode auf T3_sw 231 (Schaltfrequenz F3_sw = 1/T3_sw) reduziert. Infolge der adaptiven Kompensation des virtuellen ESR ändert die Kompensationsrampenwellenform die Steilheit (nach der Sperrverzögerungszeit 228) und beginnt ab dem Startspannungspegel 234 mit einer weiter erhöhten Steilheit 3 266 anzusteigen. Wie gezeigt, weist die Steilheit 3 266 der Kompensationsrampenwellenform einen Schnittpunkt S 260 mit der Rückkopplungssignalleitung V_FB 243 bei dem erwünschten Schnittsollpegel 225 (mit der Spanne 261 unter dem Bezugspegel V_REF 210) auf.
2B zeigt exemplarische Wellenformdiagramme einer weiteren Ausführungsform einer Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR, wobei sich eine Steilheit 236 der Rampenwellenform nicht ändert, sondern sich der Startpegel der Kompensationsrampe als Reaktion auf unterschiedliche Last- (oder Leitungs)zustände auf und ab bewegt, so dass der Schnittpunkt der Rückkopplungssignalleitung (V_FB 223 im linken Diagramm und V_FB 226 im rechten Diagramm) mit der Kompensationsrampe auf dem gleichen Schnittsollpegel 225 mit V_AVESR auftritt. In einem Lastzustand mit der Schaltperiode T1_sw 221 (F1_sw=1/T1_sw) steigt die Kompensationsrampe an der steigenden Flanke 201 des REQ/EN-Impulssignals 203 (in dem Moment, in dem der primäre Schalter EIN schaltet) mit der Steilheit 236 an. An dem Schnittpunkt K 230 der Kompensationsrampenwellenform mit der Rückkopplungssignalleitung V_FB 223 wird der nächste Schaltzyklus initiiert. Der Schnittsollpegel 225 mit V_AVESR, der die geregelte Ausgangsspannung definiert, liegt um eine Spanne 231 unter dem Bezugspegel V_REF 210. Bei Änderungen von Lastzustand und Schaltfrequenz (z.B. Erhöhung der Frequenz von F1_sw=1/T1_sw auf F2_sw=1/T2_sw infolge der Lastzunahme) wird der Startspannungspegel adaptiv von dem Startspannungspegel 1 224 auf den Startpegel 2 227 eingestellt. Somit wird der Schnittpunkt L 230 der Kompensationsrampe mit der Rückkopplungssignalleitung V_FB 236 auf dem gleichen Schnittsollpegel 225 gehalten, so dass die resultierende geregelte Ausgangsspannung im Wesentlichen konstant bleibt.
3 ist ein exemplarischer Schaltplan zur Implementierung einer Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR zur Verwendung in einer Leistungswandlersteuereinrichtung. In dieser exemplarischen Schaltung kann eine vorgewählte minimale flache Steilheit durch eine minimale Stromquelle I_slope-min 318 erzeugt werden, die adaptiv erhöht werden kann, um eine Rampensteilheit in Richtung einer endgültigen Steilheit einzustellen, so dass die Rampensteilheit von V_AVESR 370 auf einen festen Sollpegel gelangt. Die Erhöhung der Rampensteilheit wird in diesem Beispiel durch Hinzufügen einer spannungsgesteuerten Stromquelle V-zu-I 330 zu der minimalen Stromquelle I_slope-min 318 als Reaktion auf die Integration vorhergehender Schaltzyklen von Rampensteilheiten und deren hohen Schwellenschnittpunkten erreicht. Die Funktionen der verschiedenen in 3 gezeigten Vorrichtungen und Komponenten werden im Folgenden anhand des Wellenformsignaldiagramms gemäß 4 erläutert.
Wie in 3 gezeigt, ist ein Steilheitskondensator C_slope 312 mit dem Steuereinrichtungsversorgungsbus Vcc 305 gekoppelt. Solange der PMOS-Schalter MP1 311 (über den Kondensator C_slope 312 gekoppelt gezeigt) nicht durch das Rücksetzsignal 310 (Wellenform 430 gemäß 4) aktiviert wird, wird der Kondensator C_slope 312 linear von der Stromquelle I_slope-min 318 geladen. Das Rücksetzsignal 310 wird in jedem Schaltzyklus mit der fallenden Flanke des Freigabesignals synchronisiert (Wellenform von Rücksetzsignal 430 bzw. Wellenform von REQ/EN-Impuls 420 gemäß 4). Wenn sich das Rücksetzsignal 310 auf einem niedrigen Logikpegel befindet, schließt sich der PMOS-Schalter MP1 311 (schaltet ein), wodurch der Knoten A 316 mit dem Vcc-Bus 305 verbunden wird.
Wie gezeigt, ist der Operationsverstärker 315 als ein Spannungsfolger ausgelegt, wobei die Spannung am Knoten A1 321 der Spannung am Knoten A 316 folgt, d.h. V_ramp 317. Der Ausgang des Operationsverstärkers 315 ist mit dem Gate des PMOS-Schalters MP2 320 gekoppelt. Der positive Eingang 314 des Operationsverstärkers 315 ist mit dem Knoten A 316 gekoppelt, während der negative Eingang 313 mit dem Knoten A1 321 (Source von MP2 320) gekoppelt ist, der über den Widerstand R2 322 mit dem Vcc-Bus 305 gekoppelt ist. Während der Rücksetzperiode, wenn MP1 311 EIN geschaltet ist, wird der Kondensator C_slope 312 kurzgeschlossen und dadurch entladen. Der Knoten A 316 wird somit zu dem Vcc-Bus 305 gezogen. Mit anderen Worten fließt während der Entladung des Kondensators C_slope 312 (Rücksetzintervall) kein Strom durch den NMOS-Schalter MN1 326, der als eine Diode über die Verbindung 325 über sein Gate mit dem Drain verbunden ist. Außer in dem Rücksetzintervall (Intervall 432 in Wellenform 430 gemäß 4; t2 402 bis t3 403) leitet der diodenverbundene NMOS-Schalter MN1 326 den Strom I_ramp 324, der berechnet wird als: I_ramp = (Vcc - V_ramp)/R2.
Der exemplarische Schaltplan gemäß 3 zeigt auch den Strom I_ramp 324 gespiegelt auf die NMOS-Schalter MN2 348 und MN3 358, die sich ein gemeinsames Gatesignal 327 mit MN1 326 teilen. Die Stromquelle 352 hat einen Wert von I1, der einen hohen Stromschwellenwert für den Rampenstrom I_ramp 324 darstellt. Solange der Rampenstrom I_ramp 324 (reflektiert/gespiegelt in dem Strom von MN3 358) unter dem Schwellenwert von I1 352 liegt, leitet der Schalter MN4 366. Der durch den Schalter MN4 366 (I1- I_ramp) fließende Strom wird auf den Schalter MN5 368 gespiegelt. Der Spannungsabfall am Widerstand R1 362, mit dem Bezugsspannungsbus V_REF 360 gekoppelt gezeigt, erzeugt ein Spannungssignal V_AVESR 370 am Ausgang des AVESR-Kompensationsschaltungsblocks (z.B. Signal 147 von 1A): V_AVESR = V_REF - (I1 - I_ramp) × R1). Wenn der Rampenstrom I_ramp 324 den Schwellenwert I1 352 überschreitet, hört der Schalter MN4 366 auf zu leiten. Somit wird der gesamte Strom I1 352 durch den Schalter MN4 366 geleitet und am Schalter MN5 368 gespiegelt, wodurch ein Spannungssignal V_AVESR = V_REF erzeugt wird.
Wie vorstehend erläutert, erfolgte die Steilheitssteuerung durch Erhöhung des Ladestroms von C_slope 312 durch Hinzufügen einer variablen Stromquelle I_slope-var 332 am Knoten A 316. Die Erhöhung des Ladestroms ist durch die Übertragungsfunktion der spannungsgesteuerten Stromquelle V-zu-I 330 definiert. Die Spannung V_hold 331 am Eingang von V-zu-I 330 tritt über dem Kondensator C_LP 335 auf und wird von dem Knoten B 346 durch den Schalter S1 336 und ein Tiefpassfilter bestehend aus R_LP 334 und C_LP 335 bereitgestellt. Das Steuersignal, das den Schalter S1 336 schließt, wird durch das REQ/EN-Impulssignal 337 bereitgestellt, das in der sekundären Steuereinrichtung erzeugt werden kann, um den primären Leistungsschalter einzuschalten (sekundäre Steuereinrichtung 140 und Leistungsschaltvorrichtung M1 156 in 1A).
Der Fachmann wird verstehen, dass, solange der gespiegelte Strom I_ramp 324 in dem Schalter MN2 348 unter einem Vor-Schwellenwert k·I1 liegt (I1 ist die Stromquelle 352 mit hohem Schwellenwert und der Faktor k ist kleiner als oder gleich eins, k ≤ 1), der zusätzliche Strom von der Stromquelle k·I1 342 den Kondensator C_LP ₃₃₅ während kurzer Schließintervalle des Schalters S1 336 laden kann. Dies führt zu einer Erhöhung des Stroms I_slope-var 332, was zu einer Erhöhung der Ladestromsteilheit des Kondensators C_slope 312 führt. Während des größten Teils der Periode des Schaltzyklus, wenn das REQ/EN-Impulssignal 337 niedrig ist (Schalter S1 336 offen), bleibt die Haltespannung V_hold 331 über den Kondensator C_LP 335 jedoch im Wesentlichen konstant oder unverändert. Somit integriert der Kondensator C_LP 335 in aufeinanderfolgenden Schaltzyklen die Änderung der Fehlerspannung V_error 347 während der Ladeintervalle (z.B. Intervall t4 404 bis t5 405 gemäß 4). Überschreitet der Rampenstrom I_ramp 324 dagegen den Vor-Schwellenwert von k·I1, wird die Fehlerspannung V_error 347 an dem Knoten B 346 zur Masse 301 heruntergezogen. Das bedeutet, dass sich während des Schließintervalls des Schalters S1 336 (REQ/EN-Impulssignal 337 Logik hoch) die Spannung V_hold 331, die über dem Kondensator C_LP 335 auftritt, entlädt. Die Entladung des Kondensators C_LP 335 reduziert den Strom I_slope-var 332, was wiederum die Ladestromsteilheit des Kondensators C_slope 312 reduziert.
Es ist anzumerken, dass der NMOS-Schalter MN3 358 den gespiegelten Strom I_ramp 324 leitet. Die Subtraktion des Rampenstroms I_ramp 324 von der Schwellenstromquelle I1 352 (11- I_ramp) fließt durch den diodenverbundenen NMOS-Schalter MN4 366, dessen Strom durch MN5 368 gespiegelt wird. Das Ausgangsspannungssignal V_AVESR 370, das die Steilheitsänderung des adaptiven virtuellen ESR liefert, ist definiert als: V_AVESR = V_REF - R1 × (I1 - I_ramp).
4 zeigt Signalwellenformen in Beziehung zu Zeit 490 (horizontale Achse) an verschiedenen Knoten des in 3 gezeigten AVESR-Schaltplanes. Die Wellenform 420 ist das REQ/EN-Impulssignal (z.B. 148A oder 148B in 1A), das von der sekundären Steuereinrichtung 140 an die primäre Steuereinrichtung 150 übertragen wird, um das Einschalten der primären Leistungsschaltvorrichtung M1 156 zu befehlen. In jedem Schaltzyklus Tsw 416 wird die Einschaltanforderung für die primäre Leistungsschaltvorrichtung M1 156 durch ein kurzes Intervall von Logik hoch 422 initiiert, gefolgt von Logik niedrig 424, das sich bis zu dem nächsten Schaltzyklus erstreckt. In der AUS-EIN-Steuertechnik wird der Abschaltbefehl für die primäre Leistungsschaltvorrichtung M1 156 durch eine Strombegrenzung für den detektierten Strom Isns 152 des Leistungsschalters erzeugt, die durch eine Steuerschleife basierend auf dem Ausgangslastbedarf eingestellt werden kann.
Die Wellenform 430 zeigt das Rücksetzsignal, das das Aktivierungssignal ist (310 für den PMOS-Schalter MP1 311 über C_slope 312 in 3). Mit Bezugnahme auf 3 wird während der Logik niedrig Periode 432 der PMOS-Schalter MP1 311 geschlossen, um C_slope 312 zu entladen und für eine neue Ladeperiode rückzusetzen. Während der Logik hoch Periode 434 ist der Schalter MP1 311 offen und lädt C_slope 312 mit dem Strom I_slope-min 318 plus I_slope-var 332.
In 4 sind drei Schaltzyklen T_sw1 416, T_sw2 417 und T_sw3 418 vorgesehen, um zu zeigen, wie die Steilheit des kompensierten Rückkopplungsbezugssignals adaptiv geändert werden kann, um für eine verbesserte und genaue Spannungsregelung jedes Mal auf den erwünschten Potentialpegel anzusteigen. In dem ersten Schaltzyklus T_sw1 416 ist die resultierende Kompensationsrampensteilheit (z.B. Wellenform V_AVESR 480, Rampe 483) nicht steil genug und hat den erwünschten Potentialpegel nicht erreicht. In dem zweiten Schaltzyklus T_sw2 417 ist die Rampensteilheit (z.B. Wellenform V_AVESR 480, Rampe 486) bis zum Punkt der Überschreitung des erwünschten Potentialpegels gestiegen. Der dritte Schaltzyklus T_sw3 418 zeigt die adaptiv eingestellte Rampensteilheit (z.B. Wellenform V_AVESR 480, Rampe 486), die idealerweise den erwünschten Potentialpegel erreicht. Es ist zu verstehen, dass gemäß den Schaltungen und Verfahren der vorliegenden Offenbarung die erwünschte Rampensteilheit in mehreren Schaltzyklen ohne Überschwingen oder Instabilität erreicht werden kann.
Die Wellenform 440 zeigt das Fehlerspannungssignal V_error 347 an dem Knoten B 346 gemäß 3. Unter Bezugnahme auf 3, wenn I_ramp 324 kleiner als k·I1 ist, leitet der Schalter MN2 348 den gespiegelten Strom I_ramp 324 und kann der zusätzliche Strom von der Stromquelle k·I1 342 den Kondensator C_LP 335 während der Schließintervalle des Schalters S1 336 laden. Solange I_ramp 324 kleiner als k·I1 ist, wird das Signal V_error 347 bis zu dem Spannungspegel 442 hochgezogen. Wenn I_ramp 324 k·I1 überschreitet, wird das Spannungssignal V_error 347 nach unten zum Massepegel 444 gezogen. Wie in der Wellenform 440 gezeigt, bleibt während des ersten Schaltzyklus T_sw1 316 V_error hoch. Während des zweiten Schaltzyklus T_sw2 317 überschreitet I_ramp k·I1, so dass das Signal V_error während des Zeitintervalls t7 407 bis t10 410 auf den Pegel 444 abfällt. Wenn I_ramp wieder unter k·I1 fällt, ist in dem Intervall t10 410 bis t13 413 das Signal V_error auf Logikpegel hoch 446. In dem dritten Schaltzyklus T_sw3 318 trifft I_ramp kurz die Vor-Schwellenwertgrenze k·I1; die V_error-Wellenform zeigt einen schmalen Abfallimpuls auf Pegel niedrig 448.
Die Wellenform V_hold 450 zeigt die Haltespannung über dem Kondensator C_LP, die den Strom I_slope.var mit variabler Steilheit (332 in 3) erzeugt. Im größten Teil des Schaltzyklus, wenn der Schalter S1 336 geöffnet ist, wird die V_hold-Spannung über C_LP im Wesentlichen unverändert gehalten. Wenn der Schalter S1 336 aktiviert wird und mittels des schmalen REQ/EN-Impulssignals schließt, wird der Kondensator C_LP in dem Intervall t4 404 bis t5 405 von Pegel 453 auf Pegel 454 geladen (während I_ramp unter dem Vor-Schwellenwert k·I1 bleibt). Der Kondensator C_LP kann in dem Intervall t9 409 bis t10 410 von Pegel 454 auf Pegel 456 entladen werden (während I_ramp über dem Vor-Schwellenwert k·I1 liegt). Es ist anzumerken, dass I_ramp in dem Zeitintervall t12 412 bis t14 414 kurz den Vor-Schwellenwert k·I1 erreicht, d.h. Wellenform V_hold zeigt eine kleine Erhebung 457/458.
Die Wellenform V_ramp 460 zeigt das Signal für die Rampenspannung (V_ramp 317 am Knoten 316 gemäß 3). Wie gezeigt, wird während der Rücksetzperiode 432 (t2, 402 bis t3, 403) der Pegel der Rampenspannung V_ramp auf den Spannungspegel 462 (z.B. Vcc-Busspannung) hochgezogen. Die erforderlichen Rücksetzperioden (Zeitintervalle), die In den Diagrammen 460, 470 und 480 gemäß 4 gezeigt sind, sind in der Verzögerungssperrzeit enthalten, die auf den Kompensationsrampen gemäß 2A und 2B gezeigt ist. Solange das Signal V_hold auf einem flachen Pegel 452 bleibt (t3, 403 bis t4, 404), sinkt die Rampenspannung mit einer Steilheit 463 proportional zu dem Haltespannungspegel 452. Beim nächsten REQ/EN-Impulssignal (t4, 404 bis t5 405) im zweiten Schaltzyklus T_sw2 417 wird der Kondensator C_LP geladen und steigt die Haltespannung V_hold 450 auf einen höheren Pegel 454 an. In diesem Schaltzyklus sinkt nach dem Rücksetzintervall von 464 die Spannung V_ramp mit einer steileren Steilheit 465 auf einen minimalen Spannungspegel 466.
Im dritten Schaltzyklus T_sw3 418 wird nach dem Rücksetzintervall 467 (t10 bis t11) die Steilheit 468 von V_ramp wieder auf eine geringere Steilheit 468 eingestellt, die bis zu einem minimalen Spannungspegel 469 reicht. Der Grund dafür ist, dass I_ramp den Vor-Schwellenwert k·I1 überschritten hat und der Kondensator C_LP (V_hold) (während des REQ/EN-Impulssignals, t9 bis t10) auf einen niedrigeren Spannungspegel 456 entladen wurde. Somit wird durch eine integrierende Funktion von V_hold die Rampensteilheit so eingestellt, dass sie adaptiv einen erwünschten Vor-Schwellenpegel erreicht.
Die Wellenform I_ramp 470 zeigt das Signal des Rampenstroms I_ramp (324 in 3), der während Intervallen von Rücksetzsignals 310 Logik niedrig 472, 475 und 478 (t2 402 bis t3 403, t5 405 bis t6 406 bzw. t10 410 bis t11 411) auf dem Pegel Null bleibt. Der Grund dafür ist, dass beim Einschalten des PMOS-Schalters MP1 (siehe 3) zum Entladen (Rücksetzen) des Steilheitskondensators C_slope 312 das Potential an dem Knoten A 316 sowie an dem Knoten A1 321 auf dem gleichen Potential des Vcc-Busses 305 liegt und kein Strom durch den Widerstand R2 322 fließt. Nach dem Rücksetzintervall steigt, während der PMOS MP2 320 eingeschaltet wird und die Spannung an dem Knoten A1 321 unter der Spannung des Vcc-Busses 305 liegt, das I_ramp-Signal 470 linear an.
Im ersten Schaltzyklus T_sw1 316 ist die Anstiegssteilheit 473 relativ langsam und bleibt der Spitzenstrom 474 bei t5 405 unter dem Strom-Vor-Schwellenwert k·I1 491. Im zweiten Schaltzyklus T_sw2 417 ist die Anstiegssteilheit 476 sehr schnell und trifft I_ramp sowohl auf den Vor-Schwellenwert k·I1 491 (bei t7 407) als auch auf den Schwellenwert I1 493 (bei t8 408) und verläuft weiter zu einem Spitzenwert 477 (bei t10 410). Im dritten Schaltzyklus T_sw3 318 wurde die Anstiegssteilheit 479 von dem AVESR-Schaltungsblock auf den erwünschten Wert eingestellt und trifft die I_ramp-Steilheit 479 mild auf den Vor-Schwellenwert k·I1 491 (bei t13 413) mit einem Spitzenwert 471 leicht über dem Vor-Schwellenwert k·I1 491. Die Steilheit für die nächsten Schaltperioden wird auf dieser erwünschten Steilheit verriegelt. Wie vorstehend erörtert, zeigt die Wellenform I_ramp 470 eine umgekehrte Steilheit von V_ramp, wie definiert durch: I_ramp = (Vcc - V_ramp)/R2.
Die Wellenform 480 zeigt das Signal des adaptiven virtuellen ESR V_AVESR, das von den Schaltungsblöcken gemäß 3 erzeugt wird. Während der Rücksetzintervalle 482 (t2 402 bis t3403), 485 (t5 405 bis t6 406) und 488 (t10, 410 bis t11, 411) bleibt V_AVESR flach. Im ersten Schaltzyklus T_sw1 416 steigt die Spannung V_AVESR nach dem Rücksetzintervall 482 mit einer relativ langsamen Steilheit 483 auf einen Spitzenwert 484 (bei t5 405) an, der unter der Vor-Schwellenspannung (d.h. der Sollspannung), V_REF-(1·k)·I1·R1, liegt. Im zweiten Schaltzyklus T_sw2 417 ist die Anstiegssteilheit 486 sehr schnell und erreicht das Spannungssignal V_AVESR den Spannungs-Vor-Schwellenwert 492 (bei t7, 407). Wenn sich die Rampe des V_AVESR-Spannungssignals fortsetzt und den Bezugsspannungspegel V_REF 494 (bei t8 408) erreicht, wird sie auf dem V_REF-Pegel 487 zwischen t8 408 und t10 410 geklemmt. Schließlich wird während des dritten Schaltzyklus T_sw3 418 die I_ramp-Steilheit von dem Steuerschaltungsblock für den adaptiven virtuellen ESR (AVESR) auf einen optimalen Wert eingestellt, so dass die Anstiegssteilheit 489 adaptiv einen erwünschten Spitzenwert/Sollwert 491 um den Vor-Schwellenpegel 492 (bei t14, 414) herum erreicht. Die Steilheit für die nächsten Schaltperioden wird dann auf dieser erwünschten Steilheit verriegelt.
5 ist ein weiterer exemplarischer Schaltplan zur Implementierung einer Kompensation mit adaptivem virtuellen ESR für die Verwendung in einer Leistungswandlersteuereinrichtung mit einem adaptiven (gesteuerten) Startpunkt. Wie gezeigt, erzeugt der Schaltungsblock 520 die vordefinierte (erforderliche) Signalwellenform für den virtuellen ESR (äquivalenter Reihenwiderstand) der Ausgangskapazität, die das FB-Signal modulieren kann. Im Betrieb empfängt der VESR-Generator 520 als Eingänge eine Bezugsspannung V_REF 512 und einen Startspannungspcgcl V_START 511 und erzeugt am Ausgangsknoten 530 ein Spannungssignal V_ESR.
In der gezeigten Ausführungsform umfasst der VESR-Generator 520 einen Komparator 510, der das Signal V_START 511 an seinem negativen Eingang mit dem Signal V_REF 512 an seinem positiven Eingang vergleicht, um ein Logiksignal 513 am Ausgang des Komparators 510 zu erzeugen. Das Logiksignal 513 steuert einen zweipoligen Schalter 514 in dem Stromweg einer Stromquelle I_SLOPE 518. Solange der Spannungspegel von V_START 511 nicht V_REF 512 erreicht hat, befindet sich das Ausgangssignal 513 auf einem Logikpegel hoch und leitet der Schalter 514 den Strom I_SLOPE 518 zum Laden des Kondensators C_VESR 525. Das Laden des Kondensators 525 erzeugt das Spannungssignal V_ESR 530 mit einer linearen Steilheit, d(V_ESR)/dt = I_SLOPE/C_VESR, von einem Startspannungspegel V_START 511, wie in dem V_ESR-Wellenformblock 530 gezeigt. Wenn V_START 511 V_REF 512 erreicht oder überschreitet, dann geht das Ausgangssignal 513 des Komparators 510 in einen Logikpegel niedrig über und leitet der Schalter 514 den Strom I_SLOPE 518 zur Masse 501. In jedem Schaltzyklus wird, wenn der Schalter 516 durch einen schmalen Impuls REQ/EN 515 geschlossen wird, die Anfangsspannung an dem Kondensator C_VESR 525 durch den Startspannungspegel V_START definiert. Das Signal V_START 511 ändert sich in einem geschlossenen Regelkreis adaptiv mit der Last- oder Leitungsschwankung, wie in den Signaldiagrammen von 6A & 6B (nachstehend erörtert) gezeigt.
Das Signal V_VESR 530 ist mit dem positiven Eingang des Rückkopplungskomparators 540 verbunden gezeigt, wo es mit dem Rückkopplungssignal V_FB 542 verglichen wird, das an den negativen Eingang angelegt wird. Wenn das Signal V_FB 542 unter das Signal V_VESR 530 abfällt, geht das Ausgangssignal 545 des Komparators 540 von einem Logikpegel niedrig zu einem Logikpegel hoch über, wodurch bewirkt wird, dass der Impulsgenerator 550 einen Impuls 552 mit einer schmalen Breite „tP“ erzeugt, der das Anforderungs-/Freigabesignal REQ/EN 515 ist, das zum Steuern des leitenden Zustands der Schalter 516, 562 und 570 angelegt wird.
In Fortführung des Beispiels gemäß 5 ist das Signal V_VESR 530 auch mit dem V_ESR-Integrator-Schaltungsblock 560 gekoppelt gezeigt. Genauer gesagt, ist V_VESR 530 mit dem negativen Eingang des Transkonduktanzverstärkers 565 (mit einer Transkonduktanzverstärkung Gm) über einen Abtast-Halte-Schalter S/H 562 gekoppelt. Der positive Eingang des Transkonduktanzverstärkers 565 ist mit einem Sollspannungspegel V_TARGET 534 gekoppelt. Der Abtast-Halte-Schalter 562 wird durch einen Komplementärwert des Anforderungs-/Freigabesignals (REQ/EN) 515* freigegeben. Der Ausgangsschalter 570 wird durch das Anforderungs-/Freigabesignal REQ/EN 515 freigegeben. Mit anderen Worten kann V_VESR 530 abgetastet werden, wenn sich das Signal REQ/EN 515 auf einem Logikpegel niedrig befindet. Das von der Ausgangsstromquelle 567 erzeugte Ausgangssignal 568 kann an die Ausgangspufferstufe 580 gekoppelt bzw. übertragen werden, wenn das Anforderungs-/Freigabesignal REQ/EN 515 logisch hoch ist.
Beim Anlegen an den Eingang des Puffers 580 lädt das Ausgangssignal 568 einen Steuerkondensator C_CNRL 575 in Bezug auf sein unteres Plattenpotential von V_REF - V_MAX an dem Knoten M 576, wobei VMAX die maximale Amplitude des Signals V_VESR 530 darstellt. Eine Zenerdiode 572 klemmt die über den Steuerkondensator C_CNRL 575 angelegte Spannung. Das Ausgangssignal 585 des Puffers 580 schließt die adaptive Schleife für das V_START-Signal 511.
6A & 6B sind exemplarische Wellenform-Zeitsteuerungs-Diagramme verschiedener Signale, die während des Betriebs der in 5 gezeigten exemplarischen Schaltung erzeugt werden. 6A zeigt einen stationären Betrieb, während 6B eine Reaktion während eines Übergangs von einer niedrigen Last zu einer hohen Last zeigt. In dem Beispieldiagramm gemäß 6A ist das oberste Signal das Rückkopplungssignal V_FB 610, gezeigt als V_FB 542 in 5. In jedem Schaltzyklus T_sw 601 fällt das VFB-Signal 610 mit einer im Wesentlichen linearen Steilheit 614 von einem Maximalpegel 612 auf einen Minimalpegel 616 ab. Das Signal des virtuellen ESR V_VESR 620 (530 in 5) wird mit der Steilheit 624 von einem adaptiv eingestellten Startspannungspegel V_START 602 zu einem Sollspannungspegel V_TARGET 604 hin, der auf Grundlage der Rückführspannung V_FB 610 definiert wird, linear ansteigend gezeigt. Wenn V_VESR 620 bis zu dem Punkt ansteigt, an dem sie das Rückkopplungssignal V_FB 610 an dem Punkt T 615 überschreitet, geht das Anforderungs-/Freigabesignal REQ/EN 630 von Logik niedrig zu Logik hoch über und erzeugt dadurch einen schmalen Impuls mit einer Dauer von t_EN 603 bis zum Ende des Zyklus.
Wie in Verbindung mit 5 erörtert, wird, solange sich das REQ/EN-Signal 630 auf einem Logikpegel niedrig befindet, die Spannung über dem Kondensator 599 an den negativen Eingang des Transkonduktanzverstärkers 565 angelegt und folgt dem V_VESR-Signal 620. Wenn das REQ/EN-Signal 630 auf einen Logikpegel hoch geht, lädt der Ausgangsstrom 568 den Steuerkondensator 575 als Reaktion auf die Differenz zwischen dem V_VESR-Signal 620 und V_TARGET 604 (534 in 5). Der Kondensator 575 wird in Bezug auf V_REF -V_MAX geladen. Der Bezugsspannungspegel V_REF 606 wird auf einem höheren Pegel als der Maximalpegel 612 des V_FB-Signals 610 gewählt.
6B zeigt ein exemplarisches Transientenzeitdiagramm von Signalen im Übergang von einer niedrigen Last zu einer hohen Last. Das Rückkopplungssignal V_FB 660 im oberen Teil des Diagramms ist als sich in jedem aufeinanderfolgenden Schaltzyklus zunehmend auf einen höheren Pegel bewegend gezeigt. So steigt beispielsweise in jedem der Schaltzyklen T_sw1 641, T_sw2 642, T_sw3 643, T_sw4 644, T_sw5 645 und T_sw6 646 der Maximalwert von V_FB 660 jeweils von 662_1 auf 662_6. Gleichzeitig steigt der Mindestwert von V_FB 660 entsprechend von 663_1 auf 663_6. Auf ähnliche Weise ist das adaptive V_VESR-Signal 670 in jedem aufeinanderfolgenden Schaltzyklus (in einer Ausführungsform mit einer festen Steilheit) von einem Startspannungspegel V_{START_1} 672_1 auf V_{START_5} 672_5 linear ansteigend gezeigt. In jedem Schaltzyklus erreicht/überschreitet das V_VESR-Signal 670 V_FB 660 an den Punkten A1, A2, A3, A4 und A5, die alle auf einem niedrigeren Pegel liegen als der Sollspannungspegel V_TARGET 654. Die adaptive V_START-Spannung in jedem nachfolgenden Schaltzyklus wird, wie in Verbindung mit 5 (Signal V_START 511) erörtert, auf die Weise eines geschlossenen Regelkreises auf einen Wert erhöht, der dazu führt, dass V_VESR V_TARGET 654 erreicht/überschreitet. An diesem Punkt kann, wenn keine weiteren Transienten auftreten, der Regelkreis danach im stationären Zustand weiterarbeiten.
Es ist zu beachten, dass die am unteren Rand in 6B gezeigten Freigabe-/Anforderungsimpulssignale REQ/EN 680 an dem Punkt, wenn V_VESR den Pegel des Rückkopplungssignals V_FB (z.B. bei A1, A2,...A5) erreicht, von Logik niedrig auf Logik hoch steigen, wodurch schmale Impulse 640 zum Ende jedes Schaltzyklus erzeugt werden.
Es versteht sich, dass, obwohl die vorliegende Offenbarung Beispiele für die adaptive Kompensation des Startspannungspegels und der Steilheit für das virtuelle ESR-Signal (V_VESR) einzeln darlegl, in anderen) Ausführungsformen sowohl der Startspannungspegel als auch die Steilheit des virtuellen ESR-Signals (V_VESR) basierend auf Last- und Leitungsschwankungen gleichzeitig und adaptiv (gesteuert) geändert werden können, um eine verbesserte Stabilität in einem Regelkreis zu erreichen.
Die vorstehende Beschreibung von Beispielen der vorliegenden Offenbarung soll nicht erschöpfend oder auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt sein. Während hierin zur Veranschaulichung spezifische Ausführungsformen und Beispiele für die Erfindung beschrieben sind, sind verschiedene äquivalente Änderungen möglich, ohne vom breiteren Geist und Offenbarungsbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Es ist in der Tat zu verstehen, dass die spezifischen exemplarischen Schaltpläne, Betriebsweisen usw. zu Erklärungszwecken bereit gestellt werden und dass in anderen Ausführungsformen und Beispielen andere Schaltungen und Vorrichtungen gemäß den Lehren der vorliegenden Offenbarung verwendet werden können. Diese Änderungen können an den Beispielen unter Berücksichtigung der vorherstehenden detaillierten Beschreibung vorgenommen werden. Die in den folgenden Ansprüchen verwendeten Begriffe sollten nicht so ausgelegt werden, dass sie die Erfindung auf die in der Spezifikation und den Ansprüchen offenbarten spezifischen Ausführungsformen beschränken. Vielmehr ist der Offenbarungsbereich der vorliegenden Erfindung ausschließlich durch die folgenden Ansprüche zu bestimmen, die nach den üblichen Doktrinen der Anspruchsauslegung auszulegen sind. Die vorliegende Spezifikation und die Zeichnungen sind somit eher als darstellend und nicht als einschränkend zu betrachten.

Claims

Schaltleistungswandler, umfassend: ein Energieübertragungselement, das ein ungeregeltes Eingangssignal empfängt, das mit einer Primärseite des Energieübertragungselements gekoppelt ist, wobei das Energieübertragungselement eine Sekundärseite aufweist, die ein Ausgangssignal an eine Last liefert; eine Leistungsschaltvorrichtung, die mit der Primärseite des Energieübertragungselements gekoppelt ist, um eine Energieübertragung auf die Last zu regeln; eine Rückkopplungsschaltung, die ein Rückkopplungssignal durch Erfassen des Ausgangssignals erzeugt; eine Steuereinrichtung, die eine primäre Steuereinrichtung und eine sekundäre Steuereinrichtung umfasst, wobei die sekundäre Steuereinrichtung gekoppelt ist, um das Rückkopplungssignal zu empfangen und ein gepulstes Signal als Reaktion darauf auszugeben, wobei die primäre Steuereinrichtung gekoppelt ist, um das gepulste Signal zu empfangen und ein Treibersignal als Reaktion darauf auszugeben, wobei das Treibersignal gekoppelt wird, um das Schalten der Leistungsschaltvorrichtung zu steuern, wobei die sekundäre Steuereinrichtung eine Kompensationsschaltung umfasst, die ein adaptiv kompensiertes Signal synchron zu dem gepulsten Signal erzeugt, wobei das adaptiv kompensierte Signal eine Rampenwellenform mit mindestens einem Parameter aufweist, der als Reaktion auf einen Vergleich des Rückkopplungssignals mit einem Schwellenbezugssignal adaptiv eingestellt wird, wobei der mindestens eine Parameter zu einem Endwert hin konvergiert, der einen erwünschten Pegel des Ausgangssignals erzeugt, wodurch die Energieübertragung von der Primärseite zur Sekundärseite geregelt wird.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Parameter einen Startpegel umfasst, wenn die Rampenwellenform beginnt.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Parameter eine Steilheit der Rampenwellenform umfasst.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Parameter eine Startzeit der Rampenwellenform umfasst.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei die primäre Steuereinrichtung auf einem ersten Chip mit der integrierten Schaltung angeordnet ist und die sekundäre Steuereinrichtung auf einem zweiten Chip mit der integrierten Schaltung angeordnet ist, der galvanisch von dem ersten Chip mit der integrierten Schaltung getrennt ist.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei das Energieübertragungselement eine Primärwicklung, die gekoppelt ist, um das ungeregelte Eingangssignal zu empfangen, und eine Sekundärwicklung umfasst, wobei der Schaltleistungswandler ferner einen Ausgangskondensator umfasst, der über die zweite Wicklung gekoppelt ist, wobei der Ausgangskondensator einen zugeordneten äquivalenten Reihenwiderstand (ESR) aufweist.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Kompensationsschaltung dazu ausgelegt ist, das adaptiv kompensierte Signal mit dem gepulsten Signal zu synchronisieren.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Steilheit eine lineare Steilheit ist.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei das adaptiv kompensierte Signal einen oder mehrere Abschnitte mit einer linearen Steilheit und einen oder mehrere Abschnitte mit einer nichtlinearen Steilheit umfasst.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Rampenwellenform mit der Steilheit ansteigt, bis sie einen Pegel des Rückkopplungssignals durchschreitet.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Kompensationsschaltung einen Summierblock umfasst, der das adaptiv kompensierte Signal zu dem Rückkopplungssignal addiert.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 11, wobei die Kompensationsschaltung ferner einen Komparator mit einem ersten Eingang, der mit dem Summierblock gekoppelt ist, um eine Summe aus dem adaptiv kompensierten Signal und dem Rückkopplungssignal zu empfangen, und einem zweiten Eingang, der gekoppelt ist, um das Schwellenbezugssignal zu empfangen, umfasst, wobei der Ausgang des Komparators das gepulste Signal erzeugt.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Kompensationsschaltung einen Subtraktionsblock umfasst, der das adaptiv kompensierte Signal von dem Schwellenbezugssignal subtrahiert.
Schaltleistungswandler nach Anspruch 13, wobei die Kompensationsschaltung ferner einen Komparator mit einem ersten Eingang, der gekoppelt ist, um das Rückkopplungssignal zu empfangen, und einem zweiten Eingang, der mit dem Subtraktionsblock gekoppelt ist, um eine Differenz des adaptiv kompensierten Signals und des Schwellenbezugssignals zu empfangen, umfasst, wobei der Ausgang des Komparators das gepulste Signal erzeugt.
Steuerung für einen Schaltleistungswandler, wobei der Schaltleistungswandler ein Energieübertragungselement aufweist, das eine ungeregelte Eingangsspannung empfängt, die mit einer Primärseite des Energieübertragungselements gekoppelt ist, wobei das Energieübertragungselement eine Sekundärseite aufweist, die ein Ausgangssignal an eine Last liefert, eine Leistungsschaltvorrichtung, die mit der Primärseite des Energieübertragungselements gekoppelt ist, um eine Energieübertragung auf das an die Last gelieferte Ausgangssignal zu regeln, einen Ausgangskondensator mit einem zugeordneten äquivalenten Reihenwiderstand (ESR), wobei der Ausgangskondensator über die Sekundärseite des Energieübertragungselements gekoppelt ist, wobei der Schaltleistungswandler auch eine Rückkopplungsschaltung umfasst, die das Ausgangssignal erfasst und daraus ein Rückkopplungssignal erzeugt, wobei die Steuereinrichtung umfasst: eine primäre Steuereinrichtung und eine sekundäre Steuereinrichtung, wobei die sekundäre Steuereinrichtung gekoppelt ist, um das Rückkopplungssignal zu empfangen und ein gepulstes Signal als Reaktion darauf auszugeben, wobei die primäre Steuereinrichtung gekoppelt ist, um das gepulste Signal zu empfangen und ein Treibersignal als Reaktion darauf auszugeben, wobei das Treibersignal gekoppelt wird um das Schalten der Leistungsschaltvorrichtung zu steuern, wobei die sekundäre Steuereinrichtung eine Kompensationsschaltung umfasst, die umfasst: einen ersten Kondensator, der zwischen einen Versorgungsbus und einen ersten Knoten gekoppelt ist; eine erste Stromquelle, die zwischen den ersten Knoten und Masse gekoppelt ist; eine Rücksetzvorrichtung, die über den ersten Kondensator gekoppelt ist, wenn sie aktiviert ist, wobei die Rücksetzvorrichtung den ersten Kondensator entlädt, wobei der erste Kondensator lädt, wenn die Rücksetzvorrichtung nicht aktiviert ist; eine mit dem ersten Knoten und einer ersten Schaltvorrichtung gekoppelte Spannungsfolgeschaltung, wobei die Spannungsfolgeschaltung so ausgelegt ist, dass wenn die Rücksetzvorrichtung aktiviert ist, kein Strom durch die erste Schaltvorrichtung fließt und, wenn die Rücksetzvorrichtung nicht aktiviert ist, ein Rampenstrom durch die erste Schaltvorrichtung fließt; einen Stromspiegel, der einen ersten Schenkel mit einer zweiten Schaltvorrichtung und einen zweiten Schenkel mit einer dritten Schaltvorrichtung umfasst, wobei der erste Schenkel so ausgelegt ist, dass der zweite Schalter so lange leitet, wie der durch die erste Schaltvorrichtung fließende Rampenstrom unter einem Schwellenstrom liegt, wobei der zweite Schenkel so ausgelegt ist, dass der dritte Schalter so lange leitet, wie der durch die erste Schaltvorrichtung fließende Rampenstrom unter einem Vor-Schwellenstrom liegt, der ein Bruchteil des Schwellenstroms ist; ein zweiter Knoten in dem zweiten Schenkel ein logisch hoher Wert ist, wenn der Rampenstrom unter dem Vor-Schwellenstrom liegt, wobei der zweite Knoten ein logisch niedriger Wert ist, wenn der Rampenstrom größer als der Vor-Schwellenstrom ist; eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit einem Eingang, der über ein Tiefpassfilter und eine vierte Schaltvorrichtung, die durch das gepulste Signal freigegeben wird, mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist, wobei ein Ausgang der spannungsgesteuerten Stromquelle mit dem ersten Kondensator gekoppelt ist, so dass ein Ladestrom des ersten Kondensators während Intervallen erhöht wird, wenn die vierte Schaltvorrichtung leitet, und der Rampenstrom unter dem Vor-Schwellenstrom liegt, und während Intervallen verringert wird, wenn die vierte Schaltvorrichtung leitet und der Rampenstrom oberhalb des Vor-Schwellenstroms liegt; wobei der Stromspiegel einen dritten Schenkel mit einer fünften Schaltvorrichtung umfasst, wobei der dritte Schenkel so ausgelegt ist, dass, wenn der Rampenstrom unter dem Schwellenstrom liegt, die fünfte Schaltvorrichtung den Rampenstrom leitet und, wenn der Rampenstrom über dem Schwellenstrom liegt, die fünfte Schaltvorrichtung geklemmt wird und den Schwellenstrom leitet, wodurch ein adaptiv kompensiertes Signal synchron mit dem gepulsten Signal erzeugt wird, wobei das kompensierte Bezugssignal eine Rampenwellenform mit einer Steilheit aufweist, die sich als Reaktion auf einen Vergleich des Rückkopplungssignals mit einem Schwellenbezugssignal adaptiv ändert, wobei die Rampensteilheit zu einer Endsteilheit hin konvergiert, die einen erwünschten Potentialpegel des Ausgangssignals erzeugt, wodurch die Energieübertragung von der Primärseite zu der Sekundärseite geregelt wird.
Steuereinrichtung nach Anspruch 15, wobei die erste Schaltvorrichtung ein diodenverbundener Transistor ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 15, wobei das Tiefpassfilter einen mit einem Kondensator verbundenen Widerstand umfasst, wobei der Kondensator zwischen einen Eingang der spannungsgesteuerten Stromquelle und Masse gekoppelt ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 15, wobei das Tiefpassfilter eine Spannungsänderung an dem zweiten Knoten über aufeinanderfolgende Schaltzyklen des gepulsten Signals integriert.
Steuereinrichtung nach Anspruch 15, wobei die Rücksetzvorrichtung einen MOSFET umfasst.
Steuereinrichtung für einen Schaltleistungswandler, umfassend: eine Einrichtung zum Erzeugen einer linearen Rampenwellenform für einen virtuellen äquivalenten Reihenwiderstand, die in jedem Schaltzyklus von einem Startspannungssignal startet, wobei die lineare Rampenwellenform eine Endspannung bei einer Rückkopplungsspannungswellenform in einer gegebenen Zeit erreicht; und eine Einrichtung zum Minimieren der Differenz zwischen einer Sollspannung und einer Schnittspannung der Rückkopplungsspannungswellenform und der linearen Rampenwellenform durch adaptives Einstellen des Startspannungssignals in einem Prozess mit geschlossenem Regelkreis, wobei die Sollspannung mit einer Spanne von einer Bezugsspannung aus definiert ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 20, wobei während eines Übergangs von einer hohen Last zu einer niedrigen Last an dem Schaltleistungswandler das Startspannungssignal adaptiv reduziert wird.
Steuereinrichtung nach Anspruch 20, wobei während eines Übergangs von einer niedrigen Last zu einer hohen Last an dem Schaltleistungswandler das Startspannungssignal adaptiv erhöht wird.
Steuereinrichtung nach Anspruch 20, wobei die Einrichtung zum Erzeugen der linearen Rampenwellenform einen ersten Komparator umfasst, der an einem Eingang das Startspannungssignal empfängt und es mit der Bezugsspannung vergleicht, um ein erstes Logiksignal an einem Ausgang des ersten Komparators zu erzeugen, wobei ein adaptiv kompensiertes Signal über einen Kondensator erzeugt wird, der mit dem Startspannungssignal durch einen ersten Schalter gekoppelt ist, der zu Beginn jedes Schaltzyklus durch ein gepulstes Signal gesteuert wird, wobei der Kondensator auch durch einen zweiten Schalter in einem Stromweg einer Stromquelle mit dem Ausgang des Komparators gekoppelt ist, wobei der zweite Schalter durch das erste Logiksignal gesteuert wird, um den Kondensator zu der Sollspannung hin zu laden, wobei der Kondensator zu Beginn jedes Schaltzyklus auf das eingestellte Startspannungssignal als Reaktion auf das gepulste Signal geladen wird.
Steuereinrichtung nach Anspruch 23, wobei die Einrichtung zum Minimieren eine Integratorschaltung umfasst, die einen Transkonduktanzverstärker mit einem ersten Eingang, der gekoppelt ist, um das adaptiv kompensierte Signal zu empfangen, und einem zweiten Eingang, der gekoppelt ist, um die Sollspannung zu empfangen, umfasst, wobei ein Ausgangssignal des Transkonduktanzverstärkers mit einer Schaltungsanordnung gekoppelt ist, die das Startspannungssignal erzeugt, das mit dem ersten Komparator gekoppelt ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 20, wobei während eines Schaltzyklus die Rückkopplungsspannungswellenform mit einer im Wesentlichen linearen Steilheit von einem Maximalpegel auf einen Minimalpegel abfällt.
Steuereinrichtung nach Anspruch 25, wobei der Maximalpegel unter der Bezugsspannung liegt und der Minimalpegel im Wesentlichen gleich der Sollspannung ist.
Verfahren zum Steuern eines Schaltleistungswandlers, umfassend: Erzeugen einer linearen Rampenwellenform für den virtuellen äquivalenten Reihenwiderstand, wobei die lineare Rampenwellenform in jedem von einer Mehrzahl von Schaltzyklen von einem Startspannungssignal startet und einen Endspannungswert bei einer Rückkopplungsspannungswellenform in einer vorgegebenen Zeit erreicht; und Minimieren einer Differenz zwischen einem Sollspannungswert und einer Schnittspannung durch adaptives Einstellen des Startspannungssignals in einem Prozess mit Regelkreis, wobei der Sollspannungspegel mit einer Spanne von einem Bezugsspannungspegel aus definiert ist, wobei die Schnittspannung bei einem Pegel auftritt, bei dem die Rückkopplungsspannungswellenform und die lineare Rampenwellenform im Wesentlichen gleich sind.