CN109983686B - 具有稳定性补偿的功率转换器控制器 - Google Patents

具有稳定性补偿的功率转换器控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN109983686B
CN109983686B CN201780070737.2A CN201780070737A CN109983686B CN 109983686 B CN109983686 B CN 109983686B CN 201780070737 A CN201780070737 A CN 201780070737A CN 109983686 B CN109983686 B CN 109983686B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
coupled
power converter
output
switching device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201780070737.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN109983686A (zh
Inventor
G·M·帕姆
V·巴拉克里什南
A·B·奥德尔
A·J·J·沃纳
K·摩尔
M·D·沃特森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Power Integrations Inc
Original Assignee
Power Integrations Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Power Integrations Inc filed Critical Power Integrations Inc
Publication of CN109983686A publication Critical patent/CN109983686A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN109983686B publication Critical patent/CN109983686B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

开关模式功率转换器具有将输出信号传递到负载的能量传递元件。耦合到所述能量传递元件的初级侧的功率开关装置调节到负载的能量传递。次级控制器被耦合以接收反馈信号并响应于所述反馈信号输出脉冲信号。初级控制器被耦合以接收所述脉冲信号并响应于所述脉冲信号输出驱动信号，所述驱动信号被耦合以控制所述功率开关装置的开关。补偿电路产生与所述脉冲信号同步的自适应补偿信号。所述自适应补偿信号具有响应于所述反馈信号与阈值参考信号的比较而被自适应地调整的参数。该参数朝向产生输出信号的期望电平的最终值收敛。

Description

具有稳定性补偿的功率转换器控制器
技术领域
本公开文本总体涉及功率转换电路及其运行方法。更具体地，本公开文本涉及功率转换器控制器中的改进的自适应稳定性补偿。
背景技术
大多数电子设备(诸如蜂窝电话、膝上型计算机等)使用直流(dc)电来运行。传统的墙壁插座通常提供需要将其转换为直流电的高压交流(ac)电，以便被大多数电子设备用作电源。因为它们具有高效率、小尺寸和低重量，开关模式功率转换器被广泛用于将高压交流电转换为经调节的直流电。开关模式功率转换器通过周期性地切换功率开关一个或多个开关周期来产生输出。
开关模式功率转换器通常采用控制器来调节传递到电气设备(例如电池)的输出功率，该电气设备通常被称为负载。控制器通过响应于代表功率转换器的输出的反馈信号来控制功率开关重复地导通和断开，从而调节传送到负载的功率。控制器可以使用开/关控制技术来调节开关模式功率转换器的输出。在典型的开/关控制技术中，控制器通过将反馈信号与阈值进行比较来确定是否为每个开关周期启用或禁用功率开关的导通。例如，如果反馈信号小于前一个开关周期结束时的阈值，则控制器可以对于下一个开关周期将功率开关切换导通(即，可以启动切换活动)。
开关模式功率转换器通常采用输出电容器来消除输出电压中的任何纹波。输出电容器可以与通常称为等效串联电阻(ESR)的串联电阻相关联。在控制器使用开/关控制技术并且输出电容器具有小ESR的情况下，反馈信号可能不会足够快地反应以实现从输入到输出的能量传递。例如，在功率开关在开关周期中切换断开之后，反馈信号可能不会足够快地与阈值交叉，使得功率开关在先前的切换活动之后过早地导通。这可能导致切换活动的分组或聚集，从而产生功率转换器的不稳定运行。
另外，在一些情况下，噪声可能耦合到反馈信号，使得控制器可能无法准确地检测反馈信号与阈值交叉的时间。结果，控制器可能开始选错功率开关的切换时间，也会导致功率转换器的不稳定。
附图说明
参考以下附图描述了本发明的非限制性和非穷举性的实施方案，其中除非另有说明，否则在各个视图中相同的参考数字指代相同的部分。
图1A是示出具有利用自适应虚拟ESR(AVESR)的控制补偿的示例功率转换器的电路框图。
图1B是示出使用补偿反馈信号的自适应虚拟ESR信号的示例电路图。
图1C是示出使用补偿反馈信号的自适应虚拟ESR信号的另一示例电路图。
图2A-2B是示出在功率转换器控制器中使用的自适应虚拟ESR补偿的示例的波形图。
图3是用于实现用于功率转换器控制器中的自适应虚拟ESR补偿的示例电路示意图。
图4是在图3中所示的示例电路的运行期间产生的各种信号的示例波形时序图。
图5是用于实现用于功率转换器控制器中的自适应虚拟ESR补偿的另一示例电路示意图。
图6A和6B是在图5中所示的示例电路的运行期间产生的各种信号的示例波形时序图。
在附图的若干视图中，相应的附图标记表示相应的部件。技术人员将理解，附图中的元件是为了简单和清楚而示出的，并且不一定按比例绘制。此外，在商业上可行的实施方案中有用或必要的那些常见但众所周知的元件可能未描绘，以便于较不妨碍对本公开文本的这些各种实施方案的观察。
具体实施方式
在以下描述中，阐述了许多具体细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，本领域普通技术人员将明了，不必需采用所述具体细节来实施本发明。在其他情况下，没有详细描述公知的系统、设备或方法，以避免模糊本发明。
本说明书中对“一个实施方案(one embodiment)”、“实施方案(an embodiment)”、“一个实施例(one example)”或“实施例(an example)”的引用意味着结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，贯穿本说明书在各个地方出现的短语“在一个实施方案中(in one embodiment)”，“在实施方案中(inan embodiment)”，“一个实施例(one example)”或“实施例(an example)”不一定都指代相同的实施方案或实施例。此外，具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。具体特征、结构或特性可以包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的部件中。另外，应当理解的是，此处提供的附图仅用于向本领域普通技术人员解释的目的，并且附图不一定按比例绘制。
出于本公开的目的，“地(ground)”或“地电位”是指电路或集成电路(IC)的所有其他电压或电位相对于其被定义或测量的参考电压或电位。
描述了一种用于功率转换器中的反馈电路的自适应补偿控制块。在一个实施方案中，无论运行频率和时间段如何，自适应补偿控制块都实现了目标补偿电平。通过自适应地控制和调整补偿斜坡波形的斜坡参数(例如，斜率)来实现目标补偿电平。在其他实施方案中，通过将斜率固定并且自适应地移位(例如，偏移)补偿斜坡的开始点，或者通过在开关周期中对固定斜坡补偿的自适应时移来实现自适应补偿。
图1A示出了包括补偿电路142的示例功率转换器100的示意图。在一个实施方案中，功率转换器100是反激式功率转换器。如图1A所示，功率转换器100是使用开/关控制方案来调节输出信号的开关模式功率转换器，所述输出信号即输出电压VO 122、输出电流IO124或两者的组合。功率转换器100包括同步整流电路114和控制器160，所述控制器160被耦合以响应于表示输出信号(例如，VO 122)的输出感测信号128来接收由FB发生器130产生的反馈FB信号VFB 132。在一个实施方案中，FB发生器130可以包括耦合到功率转换器100的输出的电阻分压器以产生反馈信号VFB 132，作为表示输出电压VO 122的按比例缩小的电压。在一个实施例中，FB发生器130设置在与次级控制器140相同的集成电路芯片上。
功率转换器100接收未调节的输入电压VIN 102并产生传递到电负载120的输出电压VO 122和输出电流IO 124。输入电压VIN 102可以是经整流和滤波的交流电压。如图所示，输入电压VIN 102参考初级地101，也称为输入返回。输出电压VO 122参考次级地161，也称为输出返回。在其他实施例中，功率转换器100可以具有多于一个输出。
如图1A中进一步所示，控制器160包括初级控制器150和次级控制器140，所述次级控制器140控制功率转换器100的电路以将输出信号(例如，VO 122或IO 124)调节到期望电平。在一个实施例中，功率转换器100可以在启动时间段之后将输出电压VO 122调节到期望电压电平。启动时间段可以是从功率转换器100接收输入电压VIN 102开始直到初级控制器150和次级控制器140开始运行以调节输出电压VO 122的时间段。在示例功率转换器100中，输出电容器C1 125耦合到输出以消除输出电压VO 122中的纹波。与输出电容器C1 125串联的是电阻器Resr 126，其表示输出电容器C1 125的等效串联电阻(ESR)。
在图1A中还包括了能量传递元件T1 110，其包括具有初级绕组111和次级绕组112的耦合电感器。能量传递元件T1 110作用于将能量从初级绕组111传递到次级绕组112。另外，能量传递元件T1 110在功率转换器100的初级侧(输入侧)上的电路与功率转换器100的次级侧(输出侧)上的电路之间提供电流隔离。换言之，施加在功率转换器100的初级侧(绕组111)和次级侧(绕组112)之间的dc电压将产生基本为零的电流。
图1中进一步示出了功率开关M1 156，其耦合到初级绕组111处的能量传递元件110，并且耦合到输入返回101。功率开关装置M1 156可包括金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)等。如图所示，功率开关装置M1 156被耦合以接收从初级控制器150输出的驱动信号UDR 154。次级控制器140被耦合到次级侧上的电路，其包括同步整流电路114和次级绕组112。在运行中，初级控制器150提供驱动信号UDR 154以控制功率开关装置M1 156，并且次级控制器140输出信号USR 144以控制同步整流电路114，从而控制通过能量传递元件T1 110从功率转换器100的输入到输出的能量传递。
箝位电路106耦合在能量传递元件T1 110的初级绕组111上。箝位电路106运行以箝制可能由来自功率开关装置M1 156上的初级绕组111的漏电感引起的任何断开信号尖峰。
初级控制器150和次级控制器140均可以包含在集成电路中。在一个实施方案中，初级控制器150包括在第一集成电路芯片中，并且次级控制器140包括在第二集成电路芯片中，第一集成电路芯片和第二集成电路芯片都设置在集成电路封装中。在另一个实施方案中，功率开关装置M1 156可以包括在集成电路封装的单片或混合结构中，该集成电路封装也包括初级控制器150和次级控制器140。在一个实施方案中，功率开关装置M1 156设置在也包括初级控制器150的第一集成电路芯片上，并且次级控制器140包括在第二集成电路芯片中。在另一实施方案中，功率开关装置M1 156设置在第一集成电路芯片上，初级控制器150包括在第二集成电路芯片中，并且次级控制器140包括在第三集成电路芯片中。包括初级控制器150的芯片可以与包括次级控制器140的芯片电流隔离。因此，初级控制器150可以与次级控制器140电流隔离。
在初级控制器150与次级控制器140电流隔离的情况下，信号隔离链路148促进两个控制器之间的通信，所述信号隔离链路148将从次级控制器140输出的次级使能信号148A与输入到初级控制器150的使能信号148B链接。在一个实施例中，次级控制器140可以通过磁耦合通信链路(由信号隔离链路148表示)提供信号来与初级控制器150通信。在另一个实施方案中，初级控制器150和次级控制器140之间的通信链路可以使用包括在集成电路封装的引线框架中的电流隔离的导电回路来实现。或者，信号隔离链路148可以通过光耦合器、电容器或耦合电感器来实现。
在图1的示例中，次级控制器140发送使能信号REQ/EN-脉冲148A，所述使能信号REQ/EN-脉冲148A由初级控制器150通过信号隔离链路148作为REQ/EN-脉冲信号148B接收。初级控制器150响应于REQ/EN-脉冲信号148B控制功率开关装置M1 156的导通/断开状态。功率开关装置M1 156从断开状态(例如，作为断开开关)转换到导通状态(例如，作为闭合开关)的切换活动取决于由初级控制器150响应于使能信号REQ/EN-脉冲148B而产生的驱动信号UDR 154。在运行中，初级控制器150通过感测在功率开关装置M1 156和初级绕组111中流动的电流Isns 152来控制从功率转换器的输入到输出的能量传递。初级控制器150通过响应于输出负载需求的电流限制来控制功率开关装置M1 156的断开。初级控制器150还可以接收一些初级控制信号158以产生驱动信号UDR 154。
如图所示，次级控制器140参考输出返回161并且还可以接收次级控制信号143(除了反馈信号VFB 132之外)以产生SR驱动信号USR 144，以及用于传递到初级控制器150的REQ/EN-脉冲信号148A。在图1A的示例中，次级控制器140包括自适应虚拟ESR电路块142，所述自适应虚拟ESR电路块142接收反馈参考信号VFB 132、反馈参考信号VREF 146和REQ/EN-脉冲信号145以产生提供补偿以改善稳定性和防止脉冲分组(脉冲聚集)的自适应虚拟ESR信号VAVESR 147。也就是说，与FB信号VFB 132相比，FB参考信号Vref 146被补偿以调节从输入到输出的能量传递。本领域技术人员将理解，可以通过补偿FB信号VFB 132或通过补偿FB参考信号VREF 146来实现FB回路补偿，如图1B和图1C(下面讨论)中所示的简化FB比较器所示。
自适应虚拟ESR(AVESR)补偿电路块142被耦合以响应于参考信号VREF 146输出补偿斜坡信号VAVESR 147(作为补偿反馈参考信号)。AVESR补偿电路142还接收REQ/EN-脉冲信号145，其是使初级开关导通的同步信号。本领域技术人员将理解，在其他实施方案中可以使用其他同步信号(例如，来自IS 116的次级电流信号)。
应当理解，当功率开关装置M1 156处于导通状态时，次级电流IS116基本上为零。当功率开关装置M1 156转换到断开状态并且初级绕组111开始将能量传递到次级绕组112时，电流IS 116变为非零。
继续图1A的描述，当功率开关装置M1 156处于导通状态时，流过初级绕组110的电流增加了存储在能量传递元件T1 110中的能量。具有第一极性的初级绕组电压在初级绕组111上产生。由于次级绕组112的反向，与初级绕组111相比，具有与初级绕组电压相反极性的次级绕组电压在次级绕组112上产生。当次级绕组112的虚线端处的电压小于绕组112的相对端的电压时，同步整流电路114起到开路电路的作用。
初级控制器150被配置为产生输出UDR信号154，当通过初级绕组111的电流达到电流限制时，该输出UDR信号154将功率开关装置M1 156从导通状态转换到断开状态。在一个实施方案中，电流限制可以是指定的固定限制。在其他实施方案中，电流限制可以是可调节或自适应可变电流限制，其阻止电流流过功率开关装置M1 156。当功率开关装置M1 156从导通状态转换到断开状态时，次级绕组112的虚线端处的电压变得大于相对端的电压，这允许能量传递到输出电容器C1 125，从而向电负载120提供功率。
在一个实施例中，次级控制器140可以通过控制信号USR 144控制同步整流电路(同步开关)114，以在次级绕组112的虚线端处的电压变得大于相对端的电压时起到闭合开关(即，传导电流)的作用，使得输出电容器C1 125充电。
在一个实施方案中，同步开关114包括具有被耦合以接收控制信号USR 144的栅极的MOSFET。同步开关114可以运行在导通状态(即，开关导通)或断开状态(即，开关断开)，这取决于控制信号USR 144的值。当导通时，同步整流电路114传导电流。在所示的示例中，同步整流电路114还包括耦合在MOSFET的源极和漏极之间的二极管。二极管可以实现为分立部件，或者实现为MOSFET的体二极管。
在次级控制器140的一个实施例中，AVESR补偿电路142使补偿斜坡与信号REQEN-脉冲148A同步，所述信号REQEN-脉冲148A是用于初级功率开关装置M1 156的使能驱动信号UDR。然而，应当理解，其他电路信号也可以用于该目的。例如，控制信号USR 144可以用于激活和同步由AVESR补偿电路142接收的补偿电路信号。在另一个实施例中，补偿信号可以与次级电流信号IS 116同步。如图1的实施例所示，AVESR补偿电路142利用由次级控制器140产生的使能信号(REQ/EN-脉冲148A)并与其同步，以经由初级控制器150驱动初级功率开关装置M1 156。
在运行中，通过将反馈信号VFB 132与阈值(即，反馈参考信号VREF 146)进行比较来设置使能信号REQ/EN-脉冲148A(逻辑高或逻辑低)，以设置REQ/EN-脉冲148A，以便通过初级控制器150控制功率开关装置M1 156的开关。例如，如果反馈信号VFB 132小于反馈参考信号VREF 146，则指示具有低于期望电平的值的输出信号(例如，Vo 122或Io 124)，REQ/EN-脉冲信号148A被设置为逻辑高，其向初级控制器150指示功率开关装置M1 156应该转换到导通状态，使得更多的能量可以存储在初级绕组111中然后传递到功率转换器100的输出，下一次功率开关装置M1 156被转换到断开状态。在一个实施方案中，功率开关装置M1可以通过电流限制控制转换到断开状态，使得不再有能量存储在初级绕组111中以传递到功率转换器100的输出。驱动信号UDR 154控制功率开关M1 156的运行。
在一个实施方案中，在功率开关装置M1 156转换到断开状态之后，对于阈值时段(也称为推迟时段，hold-off period)，反馈电路不响应于反馈信号VFB 132。即，REQ/EN-脉冲信号148A的逻辑电平在所述推迟时段不改变。
功率转换器100可以被配置为在连续导通模式中运行，这对于驱动较大负载可能是期望的。在连续导通模式中，同步整流电路114的开关在功率开关装置M1 156处于断开状态的整个时间期间导通。在较轻的负载下，功率转换器100通常在不连续导通模式中运行，其中同步整流电路114的开关在功率开关装置M1 156断开的时间的一部分内导通。
本领域技术人员将理解，在没有自适应虚拟ESR补偿电路142的情况下，当输出电容器C1 125具有相对较小的相关联的ESR 126时，对于在连续导通模式运行时由同步整流电路114引起的变化，输出感测信号128(因此，反馈信号VFB 130)可能不会足够快速反应。例如，当同步整流电路114的MOSFET导通时，在功率开关装置M1 156转换为断开状态之后，反馈信号VFB 132可能无法足够快地上升到在推迟时段结束时与所确定的阈值交叉。这可以使得次级控制器140命令初级控制器150(通过设置使能信号EN-脉冲148A)一旦推迟时段结束就将功率开关装置M1 156转换到导通状态。结果，功率开关装置M1 156可以在先前的切换活动之后过早地切换到导通状态。这可能导致驱动信号UDR 154中的分组脉冲的模式，其中若干个切换活动周期之后将是没有切换活动的时段并且因此导致功率转换器100的不稳定运行。
本领域技术人员将进一步理解，在当功率转换器100在不连续导通模式运行期间，噪声耦合到反馈信号VFB 132时，可能发生类似的问题。在任一种情况下，利用自适应虚拟ESR补偿电路142，可以改变或补偿反馈信号VFB 130或反馈参考信号VREF 146，以减轻分组脉冲的问题。换句话说，自适应虚拟ESR补偿电路142提供稳定运行和改进功率转换器100的功能的优点。
图1B和1C示出了实现自适应虚拟ESR补偿电路的不同方式的两个实施例。在图1B中，补偿信号UCOMP 175被添加到反馈信号VFB 171，而在图1C中，从参考信号VREF 184中减去补偿信号UCOMP 185。在图1B的示例电路中，求和块173将补偿信号UCOMP 175和反馈信号VFB171求和。求和信号177(可以称为补偿反馈信号或补偿输出感测信号)被示出应用于反馈比较器170的负输入。比较器170的正输入接收反馈参考信号VREF 174。在一个实施例中，比较器170是导通-断开反馈比较器。求和块173被耦合以接收补偿信号UCOMP 175和反馈信号VFB171。求和块173将补偿信号UCOMP 175添加到反馈信号反馈VFB 171，并将得到的信号177提供给比较器170的负输入端子。
在图1B的实施例中，补偿反馈信号177代表在输出电容正在充电的至少一部分时间期间高于反馈信号VFB 171(表示功率转换器100的期望输出电压)的信号。比较器170的正输入端子被耦合以接收参考信号VREF 174。比较器170被配置为输出比较结果信号179，其用于基于参考信号VREF 174和补偿反馈信号177之间的比较来设置REQ/EN-脉冲148A。在一个实施方案中，补偿反馈信号177与功率转换器100的期望输出电压之间的差在时间上连续减小。在一个实施方案中，该差在时间上基本线性地减小。在另一个实施方案中，该差可以在时间上基本上以指数方式减小。
在图1C中，减法块183从参考信号VREF 184中减去补偿信号UCOMP 185。所得到的信号187(可以称为经补偿的参考信号)被示出应用于比较器180的正输入。在图1C的实施例中，从参考信号VREF 184中减去补偿信号UCOMP 185，以在比较器180的正输入处产生信号187。经补偿的参考信号187可以模拟用于产生功率转换器100的期望输出电压的自适应虚拟ESR信号。
比较器180的负输入端子被耦合以接收反馈信号VFB 181。因此，比较器180被配置为将补偿的参考信号187与反馈信号VFB 181进行比较并输出比较结果信号189。比较结果信号189可以用于基于反馈信号VFB 181与经补偿的参考信号187的比较将REQ/EN-脉冲信号148A设置为两个逻辑电平之一。在一个实施方案中，反馈信号VFB 181和经补偿的参考信号187之间的差在时间上不断地减小。在一个实施方案中，该差在时间上基本上线性地减小。在另一个实施例中，该差可以在时间上基本以指数方式减小。
图2A-2B是示出可以在功率转换器控制器中利用的自适应虚拟ESR补偿的不同方式的波形图。图2A示出了通过控制斜坡斜率来实现自适应虚拟ESR补偿的实施方案的波形图。图2A示出了三种不同的负载和线路运行条件，其中开关频率从F1sw＝1/T1sw增加到F2sw＝1/T2sw并且增加到F3sw＝1/T3sw。可以看出，在运行条件1下，在开关周期T1sw 251(开关频率F1sw＝1/T1sw)的情况下，补偿斜坡在短暂的推迟延迟时间228之后从开始电压电平234开始斜坡增加。推迟延迟时间228可以包括在每个开关周期/周期开始时的一些重置时间。在运行条件1中，补偿斜坡波形的斜率1 256具有交叉点P 250，其中反馈信号线VFB 253处于交叉目标电平225，其低于参考电平VREF 210一个差额或差261，所述差额或差在一个实施方案中可以低至零。
当负载或线路状况在运行条件2中改变时(例如，负载增加)，开关周期减小到T2sw241(开关频率F2sw＝1/T2sw)。作为虚拟ESR的自适应补偿的结果，补偿斜坡波形改变斜率(在推迟延迟228之后)并且以斜率2 246从开始电压电平234开始斜坡增加，该斜率2 246比斜率1 256更陡。如图所示，在运行条件2中，补偿斜坡波形的斜率2 246与反馈信号线243在期望交叉目标电平225具有交叉点R 240(差额261低于参考电平VREF 210)。
在运行条件3中，负载进一步增加，使得开关周期减小到T3sw 231(开关频率F3sw＝1/T3sw)。作为虚拟ESR的自适应补偿的结果，补偿斜坡波形改变斜率(在推迟延迟228之后)并且以进一步增加的斜率3 266从开始电压电平234开始斜坡增加。如图所示，补偿斜坡波形的斜率3 266与反馈信号线VFB 243在期望交叉目标电平225具有交叉点S 260(差额261低于参考电平VREF 210)。
图2B示出了自适应虚拟ESR补偿的另一实施方案的示例波形图，其中斜坡波形的斜率236不改变，但补偿斜坡的开始电平响应于不同的负载(或线路)条件而上下移动，使得反馈信号线(左侧图中的VFB 223和右侧的VFB 226)与补偿斜坡的交叉点出现在与VAVESR相同的交叉目标电平225处。在具有开关周期T1sw 221(F1sw＝1/T1sw)的负载条件下，在REQ/EN-脉冲信号203的上升沿201处(在初级开关导通的时刻)，补偿斜坡以斜率236上升。在补偿斜坡波形与反馈信号线VFB 223的交叉点K 230处，启动下一个开关周期。具有VAVESR的交叉目标电平225(其定义经调节的输出电压)低于参考电平VREF 210一个差额231。当负载条件和开关频率改变时(例如，作为负载增加的结果，频率从F1sw＝1/T1sw增加到F2sw＝1/T2sw)，开始电压电平从开始电压电平1 224自适应地调整到开始电平2 227。因此，补偿斜坡与反馈信号线VFB 236的交叉点L 230保持在相同的交叉目标电平225使得所得到的调节的输出电压保持基本恒定。
图3是用于实现用于功率转换器控制器中的自适应虚拟ESR补偿的示例电路示意图。在该示例电路中，可以通过最小电流源Islope-min 318生成预选的最小浅斜率，该最小浅斜率可以自适应地增加以将斜坡斜率调整朝向最终斜率，使得VAVESR 370的斜坡斜率到达固定目标电平。在该示例中，通过响应于斜坡斜率的先前开关周期及其高阈值交叉点的积分，将电压控制电流源V-to-I 330添加到最小电流源Islope-min 318，来实现增加斜坡斜率。下面参考图4的波形信号图解释图3中所示的各种装置和部件的功能。
如图3所示，斜坡电容器Cslope 312耦合到控制器供电总线VCC 305。只要PMOS开关MP1 311(示出为耦合在电容器Cslope 312上)未被复位信号310(图4的波形430)激活，电容器Cslope 312由电流源Islope-min 318线性地充电。复位信号310在每个开关周期中与使能信号的下降沿同步(分别为图4的复位信号430波形和REQ/EN-脉冲420波形)。当复位信号310处于逻辑低电平时，PMOS开关MP1 311闭合(导通)，从而将节点A 316连接到VCC总线305。
如图所示，运算放大器315被配置为电压跟随器，节点A1 321处的电压跟随节点A316处的电压，即Vramp 317。运算放大器315的输出耦合到PMOS开关MP2 320的栅极。运算放大器315的正输入314耦合到节点A 316，负输入313耦合到节点A1 321(MP2 320的源极)，所述节点A1 321通过电阻器R2 322耦合到VCC总线305。在复位时间期间，当MP1 311导通时，电容器Cslope 312短路，从而使其放电。因此，节点A 316被拉到VCC总线305。换句话说，在电容器Cslope 312放电期间(复位间隔)，没有电流流过NMOS开关MN1 326，NMOS开关MN1 326作为二极管通过链路325连接在其栅极到漏极之间。除了复位间隔(图4的波形430中的间隔432；t2 402到t3 403)之外，二极管连接的NMOS开关MN1 326传导电流Iramp 324，其被计算为：Iramp＝(VCC-Vramp)/R2。
图3的示例电路图还示出了镜像到NMOS开关MN2 348和MN3 358的电流Iramp 324，所述NMOS开关MN2 348和MN3 358与MN1 326共享公共栅极信号327。电流源352具有I1的值，其对于斜坡电流Iramp 324呈现高电流阈值。只要斜坡电流Iramp 324(在MN3 358的电流中反射/镜像)低于I1 352的阈值，开关MN4 366就导通。流过开关MN4 366(I1-Iramp)的电流被镜像到开关MN5 368。示为耦合到参考电压总线VREF 360的电阻器R1 362上的电压降在AVESR补偿电路块(例如，图1A的信号147)的输出处产生电压信号VAVESR 370：VAVESR＝VREF–(I1-Iramp)×R1)。当斜坡电流Iramp 324超过阈值I1 352时，开关MN4 366停止导通。因此，所有电流I1 352传导通过开关MN4 366并且镜像在开关MN5 368上，从而产生电压信号VAVESR＝VREF。
如上所述，通过在节点A 316处添加可变电流源Islope-var 332增加Cslope 312的充电电流来实现斜率控制。充电电流的增加由电压控制电流源V-to-I 330的传递函数限定。在V-to-I 330的输入端的电压Vhold 331出现在电容器CLP 335上，并且从节点B 346通过开关S1 336和由RLP 334和CLP 335组成的低通滤波器提供。通过REQ/EN-脉冲信号337提供闭合开关S1 336的控制信号，REQ/EN-脉冲信号337可以在次级控制器中产生以导通初级功率开关(图1A中分别是次级控制器140和功率开关装置M1 156)。
本领域技术人员将理解，只要开关MN2 348中的镜像电流Iramp 324低于预阈值k·I1(I1是高阈值电流源352并且因子k小于或等于1，k≤1)，来自电流源k·I1 342的额外电流可以在开关S1 336的短闭合间隔期间对电容器CLP 335充电。这导致电流Islope-var 332的增加，电流Islope-var 332的增加导致电容器Cslope 312的充电电流斜率的增加。然而，在REQ/EN-脉冲信号337为低(开关S1 336断开)的开关周期的主要时段期间，电容器CLP 335上的保持电压Vhold 331保持基本恒定或不变。因此，在连续的开关周期中，电容器CLP 335在充电间隔期间(例如，图4的间隔t4 404至t5 405)对误差电压Verror 347的变化进行积分。另一方面，当斜坡电流Iramp 324超过k·I1的预阈值时，节点B 346处的误差电压Verror 347被下拉到地301。这意味着在开关S1 336(REQ/EN-脉冲信号337逻辑高)的闭合间隔期间，在电容器CLP 335上出现的电压Vhold 331放电。电容器CLP 335的放电减小了电流Islope-var 332，这反过来降低了电容器Cslope 312的充电电流斜率。
注意，NMOS开关MN3 358传导镜像电流Iramp 324。从阈值电流源I1 352减去斜坡电流Iramp 324的电流(I1-Iramp)流过二极管连接的NMOS开关MN4 366，该电流被镜像流过MN5368。提供自适应虚拟ESR的斜率变化的输出电压信号VAVESR 370被定义为：VAVESR＝VREF–R1×(I1-Iramp)。
图4示出了在图3所示的示例AVESR电路示意图的不同节点处的信号波形相对于时间490(水平轴)的关系。波形420是从次级控制器140传递到初级控制器150以命令初级功率开关装置M1 156导通的REQ/EN-脉冲信号(例如，图1A中的148A或148B)。在每个开关周期Tsw416中，对初级功率开关装置M1 156的导通请求由逻辑高电平422的短间隔启动，随后是延伸到下一个开关周期的逻辑低电平424。在断开-导通控制技术中，通过可以由控制回路基于输出负载需求被调节的功率开关感测电流Isns 152的电流限制来产生初级功率开关装置M1 156断开命令。
波形430示出了复位信号，该复位信号是激活信号(对于图3中的在Cslope 312上的PMOS开关MP1 311为310)。参考图3所示，在逻辑低时段432期间，PMOS开关MP1 311闭合以使Cslope 312放电并重置新的充电时段。在逻辑高电平时段434期间，开关MP1 311打开并且Cslope 312以电流Islope-min 318加上Islope-var 332充电。
图4中提供了三个开关周期Tsw1 416、Tsw2 417和Tsw3 418，以示出补偿的反馈参考信号的斜率如何自适应地改变以使每次斜坡上升到期望电位电平以用于改善的和准确的电压调节。在第一开关周期Tsw1 416中，得到的补偿斜坡斜率(例如，波形VAVESR 480，斜坡483)不够陡并且没有达到期望电位电平。在第二开关周期Tsw2 417中，斜坡斜率(例如，波形VAVESR 480，斜坡486)已经增加到超过期望电位电平的过冲点(point of overshooting)。第三开关周期Tsw3 418示出了理想地达到期望电位电平的自适应调节的斜坡斜率(例如，波形VAVESR 480，斜坡486)。应当理解，根据本公开的电路和方法，可以在若干个开关周期中实现期望斜坡斜率而没有过冲或不稳定。
波形440示出了图3的节点B 346处的误差电压信号Verror 347。返回参考图3，当Iramp 324小于k·I1时，开关MN2 348传导镜像电流Iramp 324，并且来自电流源k·I1 342的额外电流可以在开关S1 336的闭合间隔期间对电容器CLP 335充电。只要Iramp 324小于k·I1，则将信号Verror 347上拉至电压电平442。当Iramp 324超过k·I1时，电压信号Verror 347被拉低至地电平444。如波形440所示，在第一开关周期Tsw1 316，Verror保持为高。在第二开关周期Tsw2 317期间，Iramp超过k·I1使得信号Verror在时间间隔t7 407至t10 410期间下降到电平444。当Iramp再次下降到k·I1以下时，在间隔t10 410到t13 413中，信号Verror处于逻辑高电平446。在第三开关周期Tsw3 318，Iramp短暂地达到预阈值限制k·I1；Verror波形显示窄的下降脉冲到低电平448。
波形Vhold 450示出了电容器CLP上的保持电压，其产生可变斜率电流Islope.var(图3中的332)。在开关周期的主要部分中，当开关S1 336打开时，CLP上的Vhold电压基本保持不变。当开关S1 336被激活并经由窄REQ/EN-脉冲信号闭合时，电容器CLP在间隔t4 404至t5405中从电平453充电到电平454(而Iramp保持低于预阈值电平k·I1)。电容器CLP可以在时间间隔t9 409至t10 410中从电平454放电到电平456(而Iramp高于预阈值电平k·I1)。注意，在时间间隔t12 412到t14 414中，Iramp短暂地达到预阈值k·I1；即，波形Vhold表示小起伏457/458。
波形Vramp 460示出了斜坡电压的信号(图3的节点316处的Vramp 317)。如图所示，在复位周期432(t2，402到t3，403)期间，斜坡电压Vramp电平被上拉到电压电平462(例如，VCC总线电压)。图4的曲线图460、470和480上示出的期望的复位周期(时间间隔)被包括在图2A和图2B的补偿斜坡上示出的延迟保持时间。只要信号Vhold保持在平坦的电平452(t3，403到t4，404)，斜坡电压就以与保持电压电平452成比例的斜率463斜坡下降。在第二开关周期Tsw2 417中的下一个REQ/EN-脉冲信号(t4，404到t5，405)处，电容器CLP被充电并且保持电压Vhold 450增加到更高电平454。在复位间隔464之后的这个开关周期中，电压Vramp以更陡的斜率465斜坡下降到最小电压电平466。
在第三开关周期Tsw3 418中，在复位间隔467(t10到t11)之后，Vramp的斜率468被调节回到较温和的斜率468，达到最小电压电平469。原因是因为Iramp超过预阈值k·I1并且电容器CLP(Vhold)被放电(在REQ/EN-脉冲信号期间，t9到t10)到较低的电压电平456。因此，通过Vhold的积分函数，斜坡斜率被调节以自适应地达到期望的预阈值电平。
波形Iramp 470示出了斜坡电流Iramp(图3中的324)的信号，其在复位信号310逻辑低期间，间隔472、475和478(t2 402到t3 403，t5 405到分别为t6 406以及t10 410至t11411)，保持在零电平。原因是因为当PMOS开关MP1导通(见图3)以使斜坡电容器Cslope 312放电(复位)时，节点A 316以及节点A1 321上的电位是处于VCC总线305的相同电位，并且没有电流流过电阻R2 322。在复位间隔之后，当PMOS MP2 320导通并且节点A1 321处的电压低于VCC总线305电压时，Iramp信号470线性地斜坡上升。
在第一开关周期Tsw1 316中，斜坡上升斜率473相对较慢，并且在t5 405处的峰值电流474保持低于电流预阈值k·I1 491。在第二开关周期Tsw2 417中，斜坡上升斜率476非常快并且Iramp碰到前阈值k·I1 491(在t7 407处)和阈值I1 493(在t8 408处)并且继续上升到峰值477(在t10 410处)。在第三开关周期Tsw3 318中，斜坡上升斜率479已经由AVESR电路块调节到期望值，并且Iramp斜率479温和地达到预阈值k·I1 491(在t13 413处)，其中峰值471略高于预阈值k·I1 491。下一个开关周期的斜率将锁定在该期望斜率上。如上所述，Iramp 470波形显示Vramp的反向斜率，该反向斜率是通过公式定义的：Iramp＝(VCC-Vramp)/R2。
波形480示出了由图3的电路块生成的自适应虚拟ESR信号VAVESR。在复位间隔482(t2 402到t3 403)，485(t5 405到t6 406)和488(t10，410到t11，411)期间，VAVESR保持平坦。在复位间隔482之后的第一开关周期Tsw1 416中，电压VAVESR以相对慢的斜率483斜坡上升到峰值484(在t5 405)，该峰值484低于预阈值电压(即，目标电压)，VREF-(1-K)·I1·R1。在第二开关周期Tsw2 417中，斜坡上升斜率486非常快并且电压信号VAVESR达到电压预阈值492(在t7，407)。当VAVESR电压信号斜坡上升继续并且达到参考电压电平VREF 494时(在t8 408)，它在t8 408到t10 410之间被箝位在VREF电平487。最后，在第三开关周期Tsw3 418期间，Iramp斜率由自适应虚拟ESR(AVESR)的控制电路块调节到最佳值，使得斜坡上升斜率489自适应地达到预阈值电平492(在t14，414)附近的目标/期望峰值491。然后将下一个开关周期的斜率锁定在该期望斜率上。
图5是用于实现用于具有自适应(受控)开始点的功率转换器控制器中的自适应虚拟ESR补偿的另一示例电路示意图。如图所示，电路块520为可以调制FB信号的输出电容的虚拟ESR(等效串联电阻器)生成预定义的(期望的)信号波形。在运行中，VESR发生器520接收参考电压VREF 512和开始电压电平VSTART 511作为输入，并在输出节点530处产生电压信号VESR。
在所示的实施方案中，VESR发生器520包括比较器510，所述比较器510将其负输入处的信号VSTART 511与其正输入处的信号VREF 512进行比较，以在比较器510的输出处产生逻辑信号513。逻辑信号513控制电流源ISLOPE 518的电流路径中的双极开关514。只要VSTART511的电压电平未达到VREF 512，输出信号513就处于逻辑高电平，而开关514导通电流ISLOPE518以对电容器CVESR 525充电。电容器525的充电产生从开始电压电平VSTART 511具有线性斜率d(VESR)/dt＝ISLOPE/CVESR的电压信号VESR 530，如VESR波形块530所示。如果VSTART511达到或超过VREF 512，则比较器510的输出信号513转换为逻辑低电平，并且开关514将电流ISLOPE518传导至地501。在每个开关周期中，当开关516通过窄脉冲REQ/EN 515闭合时，电容器CVESR 525上的初始电压由开始电压电平VSTART定义。如图6A和6B(下面讨论)的信号图所示，信号VSTART 511随着负载或线路变化在闭环回路中自适应地改变。
信号VVESR 530被示出连接到反馈比较器540的正输入，其中该正输入被与施加到负输入的反馈信号VFB 542进行比较。当信号VFB 542低于信号VVESR 530时，比较器540的输出信号545从逻辑低转变为逻辑高电平，这使得脉冲发生器550产生具有窄宽度“tP”的脉冲552，这是应用于控制开关516、562和570的导通状态的请求/使能信号REQ/EN 515。
继续图5的实施例，还示出了信号VVESR 530耦合到VESR积分器电路块560。更具体地，VVESR 530通过采样和保持开关S/H 562耦合到跨导放大器565的负输入(具有跨导增益Gm)。跨导放大器565的正输入耦合到目标电压电平VTARGET 534。采样和保持开关562通过请求/使能信号
Figure BDA0002060576460000181
515*的补偿值使能。通过请求/使能信号REQ/EN 515使能输出开关570。换句话说，当信号REQ/EN 515处于逻辑低电平时，可以对VVESR 530进行采样。当请求/使能信号REQ/EN 515是逻辑高时，从输出电流源567产生的输出信号568可以耦合/传递到输出缓冲级580。
当施加到缓冲器580的输入时，输出信号568参考其在节点M 576处的VREF-VMAX的下极板电位对控制电容器CCNRL 575充电，其中VMAX表示信号VVESR 530的最大幅度。齐纳二极管572箝位施加在控制电容器CCNRL 575上的电压。缓冲器580的输出信号585闭合对于VSTART信号511的自适应环路。
图6A和6B是在图5中所示的示例电路的运行期间产生的各种信号的示例波形时序图。图6A示出稳态运行，而图6B示出了从低负载到高负载的转变期间的响应。在图6A的示例图中，顶部信号是反馈信号VFB 610，在图5中示出为VFB 542。在每个开关周期Tsw 601中，VFB信号610以基本上线性的斜率614从最大电平612下降到最小电平616。虚拟ESR信号VVESR620(图5中的530)被示出为从自适应调节的开始电压电平VSTART 602朝向在反馈电压VFB610上定义的目标电压电平VTARGET 604以斜率624线性地增加。当VVESR 620上升到超过在点T615处的反馈信号VFB 610的点时，请求/使能信号REQ/EN 630从逻辑低转变为逻辑高，从而产生到周期结束具有持续时间tEN 603的窄脉冲。
如结合图5所讨论的，只要REQ/EN信号630处于逻辑低电平，施加到跨导放大器565的负输入的在电容器599上的电压就跟踪VVESR信号620。当REQ/EN信号630变为逻辑高电平时，输出电流568响应于在VVESR信号620和VTARGET 604之间的差对控制电容器575充电(图5中的534)。电容器575参考VREF-VMAX进行充电。与VFB信号610的最大电平612相比，以更高的电平选择参考电压电平VREF 606。
图6B示出了从低负载到高负载的转变中的信号的示例性瞬态时序图。在图的上部，反馈信号VFB 660被示出为在每个后续开关周期中逐渐移动到更高的电平。举例来说，在每个开关周期Tsw1 641、Tsw2 642、Tsw3 643、Tsw4 644、Tsw5 645和Tsw6 646中，VFB 660的最大值分别从662_1上升到662_6。同时，VFB 660的最小值分别从663_1增加到663_6。类似地，自适应VVESR信号670被示出在每个后续开关周期(在一个实施方案中具有固定斜率)从开始电压电平VSTART_1 672_1到VSTART_5 672_5线性增加。在每个开关周期中，VVESR信号670在点A1、A2、A3、A4和A5处达到/超过VFB 660，所有这些都处于与目标电压电平VTARGET 654相比的较低电平。在每个后续开关周期中的自适应VSTART电压以闭环方式增加到如结合图5所讨论的(信号VSTART 511)导致VVESR达到/超过VTARGET 654的值。此时，如果没有发生进一步的瞬变，则随后控制回路可以在稳态条件下继续。
注意，在图6B的底部示出的使能/请求脉冲信号REQ/EN 680在VVESR达到反馈信号VFB的电平的点处(例如，在A1，A2，......A5处)从逻辑低上升到逻辑高，到每个开关周期结束时产生窄脉冲640。
应理解，即使本公开提供了单独地对虚拟ESR信号(VVESR)的开始电压电平和斜率的自适应补偿的示例，在其他实施方案中，虚拟ESR信号(VVESR)的开始电压电平和斜率可以基于实现控制回路中的改善的稳定性的负载和线性变化同时并且自适应地(受控制)改变。
本公开的示例的上述描述并非旨在穷举或限于所公开的实施方案。尽管出于说明性目的在本文中描述了本发明的具体实施方案和示例，但是在不脱离本发明的更广泛的精神和范围的情况下，可以进行各种等同修改。实际上，应当理解，提供具体示例电路图、运行方法等是用于解释目的，并且根据本公开的教导，可以在其他实施方案和示例中采用其他电路和设备。鉴于上述详细描述，可以对提供的实施例进行这些修改。随附的权利要求中使用的术语不应被解释为将本发明限制于说明书和权利要求中公开的具体实施方案。相反，范围完全由随附的权利要求确定，权利要求应根据权利要求解释的既定原则来解释。因此，本说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的。

Claims (20)

1.一种开关模式功率转换器，包括：
能量传递元件，其接收耦合到所述能量传递元件的初级侧的未调节的输入信号，所述能量传递元件具有将输出信号传递到负载的次级侧；
功率开关装置，其耦合到所述能量传递元件的初级侧，以调节到所述负载的能量传递；
反馈电路，其通过感测所述输出信号产生反馈信号；
控制器，包括初级控制器和次级控制器，所述次级控制器被耦合以接收所述反馈信号并响应于所述反馈信号输出脉冲信号，所述初级控制器被耦合以接收所述脉冲信号并响应于所述脉冲信号输出驱动信号，所述驱动信号被耦合以控制所述功率开关装置的开关；
所述次级控制器包括产生与所述脉冲信号同步的自适应补偿信号的补偿电路，所述自适应补偿信号具有斜坡波形，所述斜坡波形具有响应于所述反馈信号与阈值参考信号的比较而自适应地调整的至少一个参数，其中所述至少一个参数朝向产生所述输出信号的期望电平的最终值收敛，从而调节从所述初级侧到所述次级侧的能量传递。
2.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述至少一个参数包括在所述斜坡波形开始时的初始电平。
3.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述至少一个参数包括所述斜坡波形的斜率。
4.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述至少一个参数包括所述斜坡波形的开始时间。
5.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述初级控制器设置在第一集成电路芯片上，并且所述次级控制器设置在与所述第一集成电路芯片电流隔离的第二集成电路芯片上。
6.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述能量传递元件包括：初级绕组和次级绕组，所述初级绕组被耦合以接收所述未调节的输入信号；所述开关模式功率转换器还包括耦合在所述次级绕组上的输出电容器，所述输出电容器具有相关的等效串联电阻(ESR)。
7.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿电路被配置为使所述自适应补偿信号与所述脉冲信号同步。
8.如权利要求3所述的开关模式功率转换器，其中，所述斜率是线性斜率。
9.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述自适应补偿信号包括具有线性斜率的一个或多个部分以及具有非线性斜率的一个或多个部分。
10.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述斜坡波形以斜率上升，直到其与所述反馈信号的电平交叉。
11.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿电路包括求和块，所述求和块将所述自适应补偿信号与所述反馈信号相加。
12.如权利要求11所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿电路还包括比较器，所述比较器具有被耦合到所述求和块以接收所述自适应补偿信号与反馈信号的和的第一输入，以及被耦合以接收所述阈值参考信号的第二输入，所述比较器的输出产生所述脉冲信号。
13.如权利要求1所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿电路包括减法块，所述减法块从所述阈值参考信号中减去所述自适应补偿信号。
14.如权利要求13所述的开关模式功率转换器，其中，所述补偿电路还包括比较器，所述比较器具有被耦合以接收所述反馈信号的第一输入，以及被耦合到所述减法块以接收所述自适应补偿信号和所述阈值参考信号的差的第二输入，所述比较器的输出产生所述脉冲信号。
15.一种用于开关模式功率转换器的控制器，所述开关模式功率转换器具有：能量传递元件，所述能量传递元件接收耦合到所述能量传递元件的初级侧的未调节输入电压，所述能量传递元件具有传递输出信号到负载的次级侧；耦合到所述能量传递元件的初级侧的功率开关装置，用于调节递送到所述负载的所述输出信号的能量传递；具有相关的等效串联电阻(ESR)的输出电容器，所述输出电容器耦合在所述能量传递元件的次级侧；所述开关模式功率转换器还包括反馈电路，所述反馈电路感测所述输出信号并根据所述输出信号产生反馈信号，所述控制器包括：
初级控制器和次级控制器，所述次级控制器被耦合以接收所述反馈信号并响应于所述反馈信号输出脉冲信号，所述初级控制器被耦合以接收所述脉冲信号并响应于所述脉冲信号输出驱动信号，所述驱动信号被耦合以控制所述功率开关装置的开关，所述次级控制器包括补偿电路，所述补偿电路包括：
耦合在供电总线和第一节点之间的第一电容器；
耦合在所述第一节点和地之间的第一电流源；
耦合在所述第一电容器上的复位装置，当所述复位装置激活时，所述复位装置使所述第一电容器放电，所述第一电容器在所述复位装置未激活时充电；
耦合到所述第一节点和第一开关装置的电压跟随器电路，所述电压跟随器电路被配置为使得当所述复位装置被激活时，没有电流流过所述第一开关装置，并且当所述复位装置未被激活时，斜坡电流流过所述第一开关装置；
电流镜，所述电流镜包括具有第二开关装置的第一支路和具有第三开关装置的第二支路，所述第一支路被配置为使得只要流过所述第一开关装置的斜坡电流低于阈值电流，所述第二开关装置就导通，所述第二支路被配置为使得只要流过所述第一开关装置的斜坡电流低于作为所述阈值电流的一部分的预阈值电流，所述第三开关装置就导通，其中所述第二支路包括耦合在所述供电总线和所述第二开关装置之间的第二节点；当所述斜坡电流低于所述预阈值电流时，所述第二支路中的第二节点为逻辑高值，当所述斜坡电流大于所述预阈值电流时，所述第二节点为逻辑低值；
电压控制电流源，其具有通过低通滤波器耦合到所述第二节点的输入和通过所述脉冲信号启用的第四开关装置，所述电压控制电流源的输出耦合到所述第一电容器，使得在所述第四开关装置导通并且所述斜坡电流低于所述预阈值电流的间隔期间，所述第一电容器的充电电流增加，以及在所述第四开关装置导通且所述斜坡电流高于所述预阈值电流的间隔期间，所述第一电容器的充电电流减小；
所述电流镜包括具有第五开关装置的第三支路，所述第三支路被配置为使得当所述斜坡电流低于所述阈值电流时，所述第五开关装置传导所述斜坡电流，并且当所述斜坡电流高于所述阈值电流时，所述第五开关装置被箝位并传导所述阈值电流，从而产生与所述脉冲信号同步的自适应补偿信号，经补偿的参考信号具有斜坡波形，所述斜坡波形具有响应于所述反馈信号与阈值参考信号的比较而自适应地改变的斜率，其中所述斜率朝向产生输出信号的期望电位电平的最终斜率收敛，从而调节从所述初级侧到所述次级侧的能量传递。
16.如权利要求15所述的控制器，其中，所述第一开关装置是二极管连接的晶体管。
17.如权利要求15所述的控制器，其中，所述低通滤波器包括与另一电容器连接的电阻器，所述另一电容器耦合在所述电压控制电流源的输入与地之间。
18.如权利要求15所述的控制器，其中，所述低通滤波器在所述脉冲信号的连续开关周期上对所述第二节点处的电压变化进行积分。
19.如权利要求15所述的控制器，其中，所述复位装置包括MOSFET。
20.一种用于控制开关模式功率转换器的方法，包括：
产生虚拟等效串联电阻器的线性斜坡波形，在多个开关周期中的每一个中，所述线性斜坡波形从开始电压信号开始并在预定时间内在反馈电压波形上达到最终电压值；以及
通过在闭环控制过程中自适应地调节所述开始电压信号来最小化在目标电压电平和截取电压之间的差，其中所述目标电压电平是使用与参考电压电平的差额限定的，所述截取电压在所述反馈电压波形和所述线性斜坡波形基本相等的电平处出现。
CN201780070737.2A 2016-09-15 2017-05-26 具有稳定性补偿的功率转换器控制器 Active CN109983686B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662394975P 2016-09-15 2016-09-15
US62/394,975 2016-09-15
PCT/US2017/034828 WO2018052498A1 (en) 2016-09-15 2017-05-26 Power converter controller with stability compensation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN109983686A CN109983686A (zh) 2019-07-05
CN109983686B true CN109983686B (zh) 2021-11-16

Family

ID=59034919

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780070737.2A Active CN109983686B (zh) 2016-09-15 2017-05-26 具有稳定性补偿的功率转换器控制器

Country Status (6)

Country Link
US (2) US10298110B2 (zh)
EP (1) EP3513489A1 (zh)
JP (1) JP6963603B2 (zh)
CN (1) CN109983686B (zh)
DE (1) DE112017004641T5 (zh)
WO (1) WO2018052498A1 (zh)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10291118B2 (en) * 2016-12-20 2019-05-14 Texas Instruments Incorporated Power converter controller
US10418910B2 (en) * 2017-08-28 2019-09-17 Joulwatt Technology (Hangzhou)Co., Ltd. Isolated switch-mode power supply and control circuit and control method for isolated switch-mode power supply
US10218282B1 (en) * 2018-05-31 2019-02-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sequencing outputs in a multi-output power converter system
US10469073B1 (en) * 2018-07-27 2019-11-05 Texas Instruments Incorporated Signal reconstruction circuit
CN110971126B (zh) * 2018-09-29 2021-05-28 比亚迪半导体股份有限公司 开关电源及其控制装置和环路补偿方法及存储介质
US10389226B1 (en) 2018-10-23 2019-08-20 Power Integrations, Inc. Controller with ripple compensation
US10491126B1 (en) * 2018-12-13 2019-11-26 Power Integrations, Inc. Closed loop foldback control
US11539283B1 (en) * 2021-06-04 2022-12-27 Rockwell Automation Technologies, Inc. System and method for reducing delay in the modulation of a multi-phase output voltage from an inverter
US11588411B1 (en) 2021-12-02 2023-02-21 Power Integrations, Inc. Input voltage estimation for a power converter
CN114500125B (zh) * 2022-01-21 2022-12-16 珠海格力电器股份有限公司 供电及通信组件、系统、通信设备
CN114640099B (zh) * 2022-05-19 2022-09-09 深圳市时代速信科技有限公司 一种高压输入保护电路与驱动芯片
CN117013845B (zh) * 2023-10-08 2024-01-19 成都市易冲半导体有限公司 斜坡补偿电路、dcdc转换器及充电芯片

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5952949A (en) * 1998-02-05 1999-09-14 Applied Micro Circuits Corporation Timer with dynamic reset threshold
CN102386767A (zh) * 2010-08-31 2012-03-21 英特赛尔美国股份有限公司 具有恒定导通时间控制的稳压器的适应性斜率补偿的系统和方法
CN102412707A (zh) * 2011-12-05 2012-04-11 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路和控制方法
CN102882375A (zh) * 2011-10-20 2013-01-16 成都芯源系统有限公司 一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路和控制方法
CN103384116A (zh) * 2012-05-01 2013-11-06 英特赛尔美国有限公司 用于切换模式调节器的平衡斜率补偿的系统和方法
CN103825433A (zh) * 2014-02-27 2014-05-28 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路
EP2757675A2 (en) * 2013-01-22 2014-07-23 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter
CN105515390A (zh) * 2014-10-09 2016-04-20 立锜科技股份有限公司 具有可程序功能的返驰式电源供应电路及其控制电路与控制方法
WO2016077226A1 (en) * 2014-11-14 2016-05-19 Power Integrations, Inc. Power converter controller with stability compensation

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5282107A (en) 1992-09-01 1994-01-25 Power Integrations, Inc. Power MOSFET safe operating area current limiting device
EP0689731A1 (en) * 1993-03-17 1996-01-03 National Semiconductor Corporation Frequency shift circuit for switching regulator
DE4410211B4 (de) * 1994-03-24 2005-07-21 Atmel Germany Gmbh Schaltungsanordnung zur schaltbaren Ansteuerung einer Last
IL125328A0 (en) 1998-07-13 1999-03-12 Univ Ben Gurion Modular apparatus for regulating the harmonics of current drawn from power lines
US6936892B2 (en) 1998-07-24 2005-08-30 Fuji Electric Co., Ltd. Semiconductor device with alternating conductivity type layer and method of manufacturing the same
US6150871A (en) 1999-05-21 2000-11-21 Micrel Incorporated Low power voltage reference with improved line regulation
US6577512B2 (en) 2001-05-25 2003-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power supply for LEDs
US6563370B2 (en) 2001-06-28 2003-05-13 Maxim Integrated Products, Inc. Curvature-corrected band-gap voltage reference circuit
US7786533B2 (en) 2001-09-07 2010-08-31 Power Integrations, Inc. High-voltage vertical transistor with edge termination structure
EP1381144A3 (en) 2002-07-09 2004-10-06 Richard Warrington George Isolating power supply
TW588497B (en) 2002-07-30 2004-05-21 Delta Electronics Inc Synchronous rectifier of intermittent control and its control method
US6724244B2 (en) 2002-08-27 2004-04-20 Winbond Electronics Corp. Stable current source circuit with compensation circuit
US6933769B2 (en) 2003-08-26 2005-08-23 Micron Technology, Inc. Bandgap reference circuit
FR2860307B1 (fr) 2003-09-26 2005-11-18 Atmel Grenoble Sa Circuit integre avec fonction de demarrage automatique
US7408796B2 (en) 2003-11-04 2008-08-05 International Rectifier Corporation Integrated synchronous rectifier package
JP2005269807A (ja) * 2004-03-19 2005-09-29 Renesas Technology Corp スイッチング電源
DE102004062357A1 (de) 2004-12-14 2006-07-06 Atmel Germany Gmbh Versorgungsschaltung zur Erzeugung eines Referenzstroms mit vorgebbarer Temperaturabhängigkeit
JP5052769B2 (ja) 2005-07-15 2012-10-17 株式会社日立製作所 イオン伝導性側鎖型ポリマー電解質、その前駆体およびリチウム二次電池
US7193402B2 (en) 2005-08-12 2007-03-20 Analog Integrations Corporation Bandgap reference voltage circuit
US7295451B2 (en) 2006-03-15 2007-11-13 Siemens Building Technologies, Inc. Switching power supply having dual current feedback
US7920396B2 (en) 2007-07-13 2011-04-05 National Semiconductor Corporation Synchronous rectifier and controller for inductive coupling
US8008960B2 (en) 2008-04-22 2011-08-30 Cisco Technology, Inc. Synchronous rectifier post regulator
TWM354157U (en) 2008-10-30 2009-04-01 Silitek Electronic Guangzhou Power supply apparatus
US8373356B2 (en) 2008-12-31 2013-02-12 Stmicroelectronics, Inc. System and method for a constant current source LED driver
US8222882B2 (en) 2009-01-30 2012-07-17 Power Integrations, Inc. Power supply controller with input voltage compensation for efficiency and maximum power output
US7898826B2 (en) 2009-04-13 2011-03-01 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for limiting maximum output power of a power converter
US8115457B2 (en) 2009-07-31 2012-02-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for implementing a power converter input terminal voltage discharge circuit
US8492987B2 (en) 2009-10-07 2013-07-23 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device for a light-emitting diode light source
US8300440B2 (en) 2009-12-04 2012-10-30 ConvenientPower HK Ltd. AC-DC converter and AC-DC conversion method
JP2012044784A (ja) 2010-08-19 2012-03-01 Sanken Electric Co Ltd スイッチング電源装置
US9136829B2 (en) 2011-09-13 2015-09-15 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for implementing a programmable high resolution ramp signal in digitally controlled power converters
US9071152B2 (en) 2012-07-03 2015-06-30 Cognipower, Llc Power converter with demand pulse isolation
US9148929B2 (en) 2013-07-26 2015-09-29 Lighting Science Group Corporation LED driver circuit and bleeder circuit
CN103490605B (zh) * 2013-10-12 2015-12-23 成都芯源系统有限公司 隔离式开关变换器及其控制器和控制方法
CN107112895B (zh) * 2015-01-12 2020-04-17 曹华 开关稳压器及其操控方法
US10186967B2 (en) * 2016-06-28 2019-01-22 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter with ramp-based output regulation

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5952949A (en) * 1998-02-05 1999-09-14 Applied Micro Circuits Corporation Timer with dynamic reset threshold
CN102386767A (zh) * 2010-08-31 2012-03-21 英特赛尔美国股份有限公司 具有恒定导通时间控制的稳压器的适应性斜率补偿的系统和方法
CN102882375A (zh) * 2011-10-20 2013-01-16 成都芯源系统有限公司 一种开关式电源及其斜率补偿信号发生电路和控制方法
CN102412707A (zh) * 2011-12-05 2012-04-11 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路和控制方法
CN103384116A (zh) * 2012-05-01 2013-11-06 英特赛尔美国有限公司 用于切换模式调节器的平衡斜率补偿的系统和方法
EP2757675A2 (en) * 2013-01-22 2014-07-23 Power Integrations, Inc. Secondary controller for use in synchronous flyback converter
CN103825433A (zh) * 2014-02-27 2014-05-28 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路
CN105515390A (zh) * 2014-10-09 2016-04-20 立锜科技股份有限公司 具有可程序功能的返驰式电源供应电路及其控制电路与控制方法
WO2016077226A1 (en) * 2014-11-14 2016-05-19 Power Integrations, Inc. Power converter controller with stability compensation

Also Published As

Publication number Publication date
DE112017004641T5 (de) 2021-09-09
EP3513489A1 (en) 2019-07-24
WO2018052498A1 (en) 2018-03-22
US11342856B2 (en) 2022-05-24
US20180248466A1 (en) 2018-08-30
US20190348900A1 (en) 2019-11-14
JP2019530406A (ja) 2019-10-17
CN109983686A (zh) 2019-07-05
JP6963603B2 (ja) 2021-11-10
US10298110B2 (en) 2019-05-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109983686B (zh) 具有稳定性补偿的功率转换器控制器
US10804801B2 (en) Hysteretic current mode buck-boost control architecture having sequential switching states
US8193798B1 (en) Buck regulators with adjustable clock frequency to achieve dropout voltage reduction
US9130468B2 (en) Constant voltage constant current controller and control method thereof
US10333403B2 (en) Adaptive on-time switching converter
US7019497B2 (en) Circuits and methods for synchronizing non-constant frequency switching regulators with a phase locked loop
US8773090B2 (en) Voltage regulator with adaptive hysteretic control
US8669751B2 (en) Power supply controller with input voltage compensation for efficiency and maximum power output
US10103637B2 (en) Power converter for a switching power supply and manner of operation thereof
EP1681760A2 (en) Dual mode buck regulator with improved transition between LDO and PWM operation
US10734902B2 (en) Control of four-switch, single inductor, non-inverting buck-boost converters
US10566901B2 (en) Constant-frequency control method with fast transient
JP2016505238A (ja) ソフトスタート回路および技法
US20230198414A1 (en) Switching power converter and controller for a switching power converter
KR20090063135A (ko) 벅 스위칭 레귤레이터 및 방법
US20210211047A1 (en) Current mode dc-dc converter
US9847720B2 (en) SIDO power converter operable in discontinuous conduction mode and control method thereof
US10826398B2 (en) Apparatus and methods for sensing a variable amplitude switching signal from a secondary winding in a power conversion system
KR20080086798A (ko) 고전압 전력 공급 회로용 방법 및 장치
US11509222B2 (en) Voltage converter with loop control
CN103762842A (zh) 一种自适应补偿斜坡发生器
US11165337B2 (en) Integrated circuit for power factor correction and power supply circuit containing the same

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant