CN102386767A - 具有恒定导通时间控制的稳压器的适应性斜率补偿的系统和方法 - Google Patents

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CN102386767A CN2011100869649A CN201110086964A CN102386767A CN 102386767 A CN102386767 A CN 102386767A CN 2011100869649 A CN2011100869649 A CN 2011100869649A CN 201110086964 A CN201110086964 A CN 201110086964A CN 102386767 A CN102386767 A CN 102386767A
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Abstract

一种系统和方法，包括：提供指示输出电压误差的误差电压；当脉冲控制电压截止时产生截止斜坡电压否则就复位截止斜坡电压；生成截止斜坡电压以使其具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率；将截止斜坡电压与误差电压进行比较并当截止斜坡电压不亚于误差电压时导通脉冲控制信号；当脉冲控制信号导通时产生导通斜坡电压否则就复位导通斜坡电压，生成斜率正比于输入电压的导通斜坡电压，并当导通斜坡电压不亚于参考电压时截止脉冲控制信号。

Description

具有恒定导通时间控制的稳压器的适应性斜率补偿的系统和方法
相关申请的交叉引用
本申请要求2010年8月31日提交的美国临时申请S/N 61/378,815的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图简述
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：
图1是根据一个实施例的使用恒定导通时间控制而实现的稳压器的简化示意框图；
图2是示出通过在PWM的截止时间间隔内形成TOFF RAMP电压来代表输出电容器的等效串联电阻的电压波动的可行内部方案的时序图；
图3是与图2相似的时序图，除了包括VIN(并且排除了Q2 CURRENT)，其中VIN随时间从较低电压向较高电压改变；
图4是示出其中TOFF RAMP电压针对VIn的不同电压电平并由此针对不同PWM占空比的具有相对恒定的峰值量级的示例性配置的时序图；
图5是示出使用脉冲调制控制信号的输入电压和占空比来模拟输出电压电平的实现方式的网络的示意图；
图6是图1的TON比较器网络的示例性配置的示意图；
图7是根据一个实施例的图1的TOFF比较器网络的示例性配置的示意图；
图8是用于形成控制信号CTL的图7的控制网络的示例性实施例的简化框图，所述控制信号CTL用来形成TOFF RAMP电压；以及
图9是用来提供一校正因子以减少截止斜坡电压形成中的误差的校正网络的简化框图。
具体实施方式
给出以下描述以使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下作出和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
图1是根据一个实施例的使用恒定导通时间控制而实现的稳压器100的简化示意框图；一对电子开关Q1和Q2串联在输入电压VIN和例如地面(GND)的参考节点之间。开关Q1和Q2的中间相节点PH耦合于输出电感器L的一端，而输出电感器L的另一端耦合于形成输出电压Vo的输出节点。电阻器RL被图示为耦合在L和Vo之间，并代表输出电感器L的DC电阻(DCR)(并因此是L中固有的)。输出电容器Co耦合在VO和GND之间。电阻器RESR被图示为串联耦合于CO并代表输出电容器Co的等效串联电阻(ESR)(并因此是Co中固有的)。在一个实施例中，电容器Co被配置为多层陶瓷电容器(MLCC)或类似结构。包括串联耦合在Vo和GND之间的电阻器R1和R2的分压器对Vo分压以提供反馈电压VFB，反馈电压VFB被提供给截止时间(TOFF)比较器网络102。TOFF比较器网络102形成截止斜坡电压TOFF_RAMP并将TOFF_RAMP与VFB(或其的一种版本)进行比较并将导通时间(TON)脉冲信号TON_PULSE提供给导通时间(TON)比较器网络104。TON比较器网络104接收TON_PULSE信号，形成导通斜坡电压TON RAMP，将TON RAMP与参考电压VREF进行比较，并如下文所述那样进一步产生PWM信号。
PWM被提供给分压器网络106的输入，分压器网络106将第一驱动信号断言给上端分压器UD并将第二驱动信号断言给下端分压器LD。上端分压器UD的输出驱动Q1的栅极而下端分压器LD的输出驱动Q2的栅极。UD被图示为非反相缓冲驱动器，而LD被图示为反相缓冲驱动器。如这种简化结构所示，对于每个PWM周期，驱动器106当PWM高时使Q1导通并使Q2截止，而当PWM低时使Q1截止并使Q2导通。要理解，可使用其它定时电路(未示出)来确保开关Q1和Q2不是同时导通。可提供自举电路(未示出)以允许UD将Q1的栅极电压驱动至高于VIN的电压电平。电子开关Q1和Q2分别被图示为N沟道金属氧化物半导体、场效应管(MOSFET)，尽管如此也可考虑采用其它类型的电子开关，例如其它N型晶体管器件或P型晶体管器件或类似结构。
TOFF比较器网络102、TON比较器网络104、驱动器网络106以及驱动器UD和LD被图示为被包含在控制器108中。控制器108可实现为集成电路(IC)或类似结构，其中网络和电路如本领域技术人员所熟知的那样集成在半导体管芯或芯片上。将VIN提供给控制器108的输入或引脚。在另一实施例中，控制器108上也设有电子开关Q1、Q2，其中控制器108包括用于耦合到相节点PH的输入/输出(I/O)引脚等。R1和R2感测输出电压Vo以向控制器108提供反馈或感测电压VFB。要注意，由于R1和R2在一些实施例中可能从控制器108外提供，因此Vo的实际电平可能是未知的。在一个实施例中，Vo也被直接提供给控制器108的输入或引脚以直接确定Vo的电平。替代地，在控制器108上提供输出电压模拟网络504(图5)以模拟或以其它方式间接从VIN和PWM的占空比推导出Vo，如下面进一步描述的那样。
具有恒定导通时间控制的DC-DC稳压器是相对简单的并且对低成本稳压器设计而言是非常流行的方案。传统的具有恒定导通时间控制的稳压器具有相对低劣的频率控制。另外，传统的具有恒定导通时间控制的稳压器可能包括输出电压波动和斜率补偿电路，这些负面影响了DC稳压准确性。如果不是通常由输出电容器Co的RESR所确定的，则稳定性很大程度地受到影响。由于反馈路径上的分压器，VFB的波动电压的量级远低于输出电压VO的波动电压。然而，在反馈电路中的比较器输入侧通常需要大的波动电压。MLCC设计中由于非常低的波动电压而需要斜率补偿电路。因此，需要人工的波动电压来增大ESR产生的电压波动。已使用外部和内部方案来产生人工波动电压。
一种外部配置是插入小值电阻器(例如1Ω)与输出电阻器Co串联。另一外部配置是跨电感器L地附加电阻-电容(RC)电路以利用跨RL产生的波动。另一外部方案是基于相节点PH的电压来形成波动。这些外部方案中的每一个都对包括波动、DC调节和瞬态响应的系统性能或特性产生负面影响。
图2是示出通过在PWM的截止时间间隔内形成TOFF RAMP电压来表征RESR的电压波动的可行内部方案的时序图。如图2所示，PWM、TON RAMP、Q2的电流(或Q2 CURRENT)以及TOFF RAMP被相对于时间而绘出。在这种情形下，使用通过下端开关Q2的电流波动来设计具有恒定斜率的人工波动。在每个循环，TON RAMP电压在每个PWM脉冲起始时从起始电压(例如GND或0V)开始并以恒定速率上升(恒定转换速率或斜率)直到它达到参考电压VREF为止，并随后重置回到起始电压。然后TOFF RAMP以恒定转换速率(恒定斜率)从VREF上升至Vo(或指示输出电压的电压)，同时PWM为低。当TOFF RAMP到达Vo时，发起下一个PWM脉冲并且TOFF RAMP返回到其初始值。以这种方式重复操作并且每个PWM脉冲被图示为具有相同的持续时间。在这种情形下，TOFF RAMP的转换速率相对恒定，并代表在截止时间(TOFF)期间或PWM为低时电感器电流的斜率。
图3是与图2相似的时序图，除了包括VIN(并且排除了Q2电流)，其中VIN随时间从较低电压向较高电压改变。另外，TOFF RAMP从例如GND或0V的较低值上升至差值VFB-VREF(取得相似的结果)。如图3的时序图所示，TOFF RAMP的峰值量级随截止时间而改变，而截止时间随VIN改变而变化。如图所示，随着VIN的上升，TON斜坡的斜率增加使PWM脉冲的导通时间和占空比减小，这意味着在PWM的各个周期导通时间TON减小而截止时间TOFF增大。TOFF RAMP的峰值量级因更低的VIN而变得更小。然而，TOFF RAMP的不同峰值量级可能负面影响到DC调节。在最大占空比下，TOFF RAMP的峰值量级可能过低。例如，在一种配置中，如果当TOFF＝TSW(所要求的切换时间)时TOFF RAMP的峰值量级被选为VREF的1％，则当TOFF为TSW的5％时，TOFF RAMP的峰值量级为VRE的0.05％，这非常低。
图4是示出其中TOFF RAMP电压针对不同VIN电压电平并因此针对不同PWM占空比而具有相对恒定的峰值量级的示例性配置的时序图。如图4所示，随着VIN上升造成PWM截止时间周期增加，TOFF RAMP的斜率被改变以补偿截止时间期间的变化，并同时维持相对恒定的峰值量级。因此，截止斜坡电压具有反比于PWM截止时间的斜率。TOFF RAMP的相对恒定峰值量级提供与图3所示的相似的时间偏差，但由于相对恒定的峰值电平而获得更好的DC调节。在如402所示的一个实施例中，根据下面的等式(1)而产生斜坡电流ITOFF_RAMP以获得所期望的截止时间斜坡电压TOFF RAMP：
I TOFF _ RAMP = k V O V IN - V O G M V IN = k k X T ON 1 - k X T ON G M V IN - - - ( 1 )
其中k、kX和GM是任意恒定值或增益值，TON是PWM的导通时间。要注意，如果对于TON RAMP电压仅感测到VIN，即GMVIN是可获得的而Vo是不可直接获得的，那么可根据下面等式(2)使用PWM的占空比D以及输入电压VIN来计算或以其它方式来确定输出电压Vo：
GMVO＝D(GMVIN)  (2)
图5是示出等式(2)的实施方式的网络504、506的示意图。要注意PWM根据占空比D而变换。如网络506所示，电流源形成与VIN成正比的电流，其被图示为增益GM乘以VIN，其中该电流施加于包括并联于电阻器RVO的电容器CVO的RC网络的两侧。RC网络的电压形成与输入电压VIN成正比的电压，其被图示为kMVIN。GM和KM是简单的任意增益常数，它们各自具有取决于电路配置的任何适宜值。输出电压模拟网络506类似于网络504，除了网络504包括插入到电流源和RC网络之间并受PWM信号控制的开关。受PWM控制的开关具有将kMVIN乘以占空比D的效果，这根据等式(2)得到了正比于输出电压VO的电压kMVO。
图6是根据一个实施例的TON比较器网络104的示例性配置的示意图。电容器CR1由电流源602充电，电流源602当开关SR1断开时提供电流GMVIN。电容器CR1的电压形成TON RAMP电压，TON RAMP电压被提供给比较器604的非反相输入。比较器604的反相输入接收参考电压VREF，并且比较器604的输出形成OFF信号，该OFF信号被提供给SR触发器(SRFF)606的复位输入。TON_PULSE信号被提供给SRFF 606的设置输入以使用TON_PULSE上的每个脉冲在SRFF 606的Q输出侧的PWM信号上发起每个脉冲。反相Q输出(QB)形成反相PWM信号PWMB，它一般具有与PWM相反的状态并被提供以控制开关SR1。当PWM高而PWMB低时，开关SR1断开且电容器CR1在GMVIN下充电，致使TON RAMP向上斜变。当TON RAMP的电压达到电压VREF时，比较器604断言OFF为高，这使SRFF 606复位以使PWM降低而使PWMB升高。当PWMB为高时，开关SR1闭合，这对电容器CR1上的电压放电以使TON RAMP复位至其初始电压，例如GND。TON_PULSE信号的下一个脉冲使下一周期中PWM升高而PWMB降低。以这种方式重复操作以形成PWM信号。
图7是根据一个实施例的TON比较器网络102的示例性配置的示意图。电流源702根据前面描述的等式(1)形成电流ITOFF_RAMP。当开关SR2断开时，电流对电容器CR2充电。电容器CR2的电压形成TOFF RAMP电压，该TOFF RAMP电压被提供给另一比较器704的非反相输入。在这种配置中，通过误差网络706从VFB减去VREF(即，VFB-VREF)，所述误差网络706将相应的误差信号ERR输出至比较器704的反相输入。误差网络706可被实现为加法器或乘法器等并可具有任何相应的增益。在一个实施例中，ERR＝VFB-VREF。比较器704的输出被提供给单冲器件708的输入，该单冲器件具有在TON_PULSE信号上提供脉冲的输出。PWM被提供给开关SR2的控制输入。当PWM为高时，开关SR2闭合，这使电容器CR2放电至初始值(例如GND)以使TOFF RAMP被拉低。当PWM变低时，SR2断开并且电流源702对电容器CR2充电，这使TOFF RAMP基于电流ITOFF_RAMP向上斜变，电流ITOFF_RAMP基于VIN和VO。如前所述，TOFF RAMP具有反比于PWM截止时间的斜率。当TOFF RAMP的电压达到ERR，比较器704断言ON高且单冲器件708在TON_PULSE信号上输出一脉冲。如前所述，TON_PULSE上的脉冲使TON比较器网络104发起PWM上的下一脉冲(PWM升高)。在一个实施例中，控制网络701形成被提供给电流源702的控制输入的控制信号CTL，该电流源702根据等式(1)形成电流ITOFF_RAMP。
参照图4的时序图对TOFF比较器网络102和TON比较器网络104的各个操作予以描述。当PWM为高时，PWMB为低以使开关SR1断开且TON RAMP朝向VREF上升。当PWM为高时，开关SR2闭合以使TOFF RAMP保持为低。当TON RAMP的电压达到电压VREF时，比较器604切换复位SRFF 606，这将PWM拉低并将PWMB拉高。此时，开关SR1闭合而开关SR2断开，以使TON RAMP在TOFF RAMP上升的同时保持低。TOFF RAMP的斜率是根据等式(1)来确定的，其中该斜率反比于PWM的截止时间。要注意，TOFF RAMP的斜率如图4所示随着VIN增大而减小，使其更缓慢地上升以补偿较长的时间周期，由此保持相对恒定的峰值。当TOFFRAMP的电压达到与VO关联的电压(例如VFB-VREF)时，比较器704将其输出拉高，这使单冲器件708产生TON_PULSE信号上的脉冲。TON_PULSE上的脉冲使SRFF 606将PWM拉高并将PWMB拉低，因此开关SR1断开而开关SR2闭合并且在下一周期TON RAMP上升同时TOFF RAMP保持低。以图4所示的这种方式重复操作。
图8是用于形成控制信号CTL的控制网络701的示例性实施例的简化框图，所述控制信号CTL用于控制电流源702对电容器CR2充电以形成TOFF RAMP电压。输入电压VIN和输出电压VO各自乘以任意常数kM。加法器802从kMVIN减去kMVO并将差值kM(VIN-VO)提供给除法器804的一个输入。除法器804将kMVO除以差值kM(VIN-VO)并将值VO/(VIN-VO)提供给乘法器806的一个输入。乘法器806在另一输入接收值kGMVIN，其中k是另一选择的或任意的常数而GM通常为增益因子。乘法器806的输出根据等式(1)将值kGM X VIN(VO/(VIN-VO))提供给乘法器808的输入并提供给加法器810的输入。乘法器808在另一输入端接收校正因子kCORRECTION并将乘积提供给加法器810的另一输入。加法器801将乘法器806和808的输出加在一起(或以其它方式合并)以提供控制网络701的输出控制信号CTL。提供kCORRECTION因子以减小或以其它方式消除可能由除法器804和/或乘法器806引入的误差。在一个实施例中，CTL具有根据等式(3)的值：
CTL = ( 1 + k CORRECTION ) V O V IN - V O k G M V IN - - - ( 3 )
图9是被用来提供kCORRECTION因子的校正网络900的简化框图，kCORRECTION因子用于减少可能由除法器804和/或乘法器806引入的误差。采样和保持器件902在PWM的每个上升沿(被用作时钟输入)对TOFF RAMP采样以输出TOFF RAMP的峰值电压，被图示为VRAMP_PK。VRAMP_PK被提供给跨导放大器904的反相输入，所述跨导放大器904在其非反相输入上接收值0.01VREF。跨导放大器904将正比于其输入差(例如VRAMP_PK-0.01VREF)的电流输出至RC电路906，该RC电路906包括并联在跨导放大器904的输出和GND之间的电阻器RVO和电容器CVO。电容器CVO形成用作kCORRECTION因子的电压，该因子被提供给乘法器808。
选择电阻器R1、R2以对输出电压VO的所要求的电平进行风压，从而提供大约与VREF相同电压下的VFB。在一个实施例中，VIN具有相对宽的电压范围，例如若干伏(例如6V)至几十伏(例如大约100V)或更高。电压调节器100将输出电压Vo调压至输入电压宽范围内的某一目标电压电平。TOFF RAMP的峰值电压在VIN的宽范围内保持相对恒定以确保Vo的所要求的调压落在合适的容限电平内。
根据一个实施例控制输入电压至输出电压的转换的控制器包括误差器件，截止斜坡发生器、导通斜坡发生器、截止斜坡比较器、导通斜坡比较器以及脉冲控制网络。误差器件将代表输出电压电平的反馈电压与参考电压进行比较并提供其指示的误差电压。截止斜坡发生器当脉冲控制信号截止时产生截止斜坡电压，并当脉冲控制信号导通时复位截止斜坡电压。截止斜坡电压具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率。截止斜坡比较器将误差电压与截止斜坡电压比较并断言导通信号。导通斜坡发生器当脉冲控制信号导通时产生导通斜坡电压，并当脉冲控制信号截止时复位导通斜坡电压。导通斜坡电压具有与输入电压成正比的斜率。导通斜坡比较器将斜坡电压与参考电压比较并断言截止信号。脉冲控制网络在导通信号的每次断言时导通脉冲控制信号并在截止信号的每次断言时截止脉冲控制信号。
在一个实施例中，截止斜坡电压与输入信号乘以输出电压并除以输入电压和输出电压之间的差成正比。可包含一输出电压模拟网络以基于输入电压和脉冲控制信号的占空比来形成指示输出电压的电压。控制器可设置在集成电路等之上。
根据本发明一个实施例的恒定导通时间电压调节系统包括误差网络、截止斜坡网络、导通斜坡网络以及脉冲控制网络。误差网络将指示输出电压的反馈电压与参考电压进行比较并提供其指示的误差电压。截止斜坡网络包括截止斜坡发生器和比较器。截止斜坡发生器当脉冲控制信号截止时产生截止斜坡电压，并当脉冲控制信号导通时复位截止斜坡电压。截止斜坡电压具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率。当截止斜坡电压不亚于误差电压时，比较器断言一导通信号。导通斜坡网络包括导通斜坡发生器和比较器。导通斜坡发生器当脉冲控制信号导通时产生导通斜坡电压，并当脉冲控制信号截止时复位导通斜坡电压。导通斜坡电压具有与输入电压成正比的斜率。当导通斜坡电压不亚于参考电压时，第二比较器断言一截止信号。脉冲控制网络在导通信号的每次断言时导通脉冲控制信号并在截止信号的每次断言时截止脉冲控制信号。
根据一个实施例的控制输入电压至输出电压的转换的方法包括：接收指示输出电压的感测电压，将感测电压与参考电压比较并提供指示其的误差电压，当脉冲控制信号截止时产生截止斜坡电压并当脉冲控制信号导通时复位截止斜坡电压，形成截止斜坡电压以使其具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率，将截止斜坡电压与误差电压比较并当截止斜坡电压不亚于误差电压时导通脉冲控制信号，当脉冲控制信号导通时生成导通斜坡电压并当脉冲控制信号截止时复位导通斜坡电压，形成斜率正比于输入电压的导通斜坡电压，并将导通斜坡电压与参考电压比较并当导通斜坡电压不亚于参考电压时截止脉冲控制信号。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变化。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的概念和特定实施例作为基础以设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，而不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (20)

1.一种控制输入电压至输出电压转换的控制器，所述控制器包括：
误差器件，所述误差器件将代表输出电压电平的反馈电压与参考电压进行比较并提供其指示的误差电压；
截止斜坡发生器，所述截止斜坡发生器当脉冲控制信号截止时产生截止斜坡电压并当所述脉冲控制信号导通时复位所述截止斜坡电压，其中所述截止斜坡电压具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率；
截止斜坡比较器，所述截止斜坡比较器将所述误差电压与所述截止斜坡电压进行比较并断言导通信号。
导通斜坡发生器，所述导通斜坡发生器在所述脉冲控制信号导通时产生导通斜坡电压并在所述脉冲控制信号截止时复位所述导通斜坡电压，其中所述导通斜坡电压具有与输入电压成正比的斜率；
导通斜坡比较器，所述导通斜坡比较器将所述导通斜坡电压与所述参考电压进行比较并断言截止信号；以及
脉冲控制网络，所述脉冲控制网络在所述导通信号的每次断言时导通所述脉冲控制信号并在所述截止信号的每次断言时截止所述脉冲控制信号。
2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述截止斜坡发生器包括：
电流源，所述电流源形成一截止斜坡电流，所述截止斜坡电压与输入信号乘以输出电压并除以输入电压和输出电压之间的差成正比；以及
电容，所述电容通过所述截止斜坡电流而被充电。
3.如权利要求2所述的控制器，其特征在于，还包括输出电压模拟网络，所述输出电压模拟网络基于输入电压和所述脉冲控制信号的占空比来产生指示输出电压的电压。
4.如权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述电流源包括：
受控的电流源，所述电流源具有控制输入；
组合器，所述组合器将指示输入电压的第二值减去指示输出电压的第一值以提供一差值；
除法器，所述除法器将所述第一值除以所述差值以提供第三值；以及
乘法器网络，所述乘法器网络将所述第三值乘以指示输入电压的第四值以确定被提供给所述受控电流源的所述控制输入的控制值。
5.如权利要求2所述的控制器，其特征在于，所述电流源包括：
受控的电流源，所述电流源具有控制输入；
组合器，所述组合器将指示输入电压的第二值减去指示输出电压的第一值以提供一差值；
除法器，所述除法器将所述第一值除以所述差值以提供第三值；以及
第一乘法器，所述第一乘法器将所述第三值乘以指示输入电压的第四值以提供第五值；
第二乘法器，所述第二乘法器将所述第五值乘以一校正因子以提供所述第六值；以及
组合器，所述组合器将所述第五值和第六值组合以提供控制值，所述控制值被提供给所述受控的电流源的所述控制输入。
6.如权利要求5所述的控制器，其特征在于，还包括：
采样和保持网络，所述采样和保持网络基于所述脉冲控制信号对所述截止斜坡电压进行采样以提供峰值截止斜坡值；以及
放大器网络，所述放大器网络将所述峰值截止斜坡值与正比于所述参考电压的参考值之间的差进行放大以提供所述校正因子。
7.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述误差器件、所述截止斜坡发生器、所述截止斜坡比较器和所述脉冲控制网络被集成在半导体管芯上。
8.一种恒定导通时间电压调节系统，包括：
误差网络，所述误差网络将指示输出电压的反馈电压与参考电压进行比较并提供其指示的误差电压；
截止斜坡网络，包括：
截止斜坡发生器，所述截止斜坡发生器当脉冲控制信号截止时产生截止斜坡电压并当所述脉冲控制信号导通时复位所述截止斜坡电压，其中所述截止斜坡电压具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率；以及
第一比较器，当截止斜坡电压不亚于误差电压时，所述第一比较器断言一导通信号；
导通斜坡网络，包括：
导通斜坡发生器，所述导通斜坡发生器在所述脉冲控制信号导通时产生导通斜坡电压并在所述脉冲控制信号截止时复位所述导通斜坡电压，其中所述导通斜坡电压具有与所述输入电压成正比的斜率；以及
第二比较器，当所述导通斜坡电压不亚于所述参考电压时，所述第二比较器断言一截止信号；
脉冲控制网络，所述脉冲控制网络在所述导通信号的每次断言时导通所述脉冲控制信号并在所述截止信号的每次断言时截止所述脉冲控制信号。
9.如权利要求8所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，所述误差网络、所述截止斜坡网络、所述导通斜坡网络和所述脉冲控制网络被设置在集成电路上。
10.如权利要求8所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，所述截止斜坡发生器包括：
电流源，所述电流源形成一截止斜坡电流，所述截止斜坡电压与所述输入信号乘以所述输出电压并除以所述输入电压和所述输出电压之间的差成正比；以及
通过所述截止斜坡电流充电的电容。
11.如权利要求10所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，还包括输出电压模拟网络，所述输出电压模拟网络基于所述输入电压和所述脉冲控制信号的所述占空比来形成指示所述输出电压的值。
12.如权利要求8所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，还包括：
开关网络，所述开关网络耦合于接收所述输入电压的输入节点，以基于所述脉冲控制信号来切换相节点；
电感，所述电感具有耦合于所述相节点的第一端以及耦合于形成所述输出电压的输出节点的第二端；
输出电容，耦合于所述输出节点；以及
输出电压传感器，耦合于所述输出节点并提供所述反馈电压。
13.如权利要求12所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，所述开关网络包括耦合在所述输入节点和地面之间的一对电子开关器件，所述一对电子开关器件具有耦合于所述相节点的中间连结点，所述电子开关器件基于所述脉冲控制信号被有选择地激活。
14.如权利要求12所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，所述输出电容包括多层陶瓷电容器。
15.如权利要求9所述的恒定导通时间电压调节系统，其特征在于，所述误差网络包括加法器，所述加法器从所述反馈电压中减去所述参考电压以提供所述误差电压。
16.一种控制输入电压至输出电压转换的方法，所述方法包括：
接收指示所述输出电压的检测电压；
将所述检测电压与参考电压进行比较并提供其指示的误差电压；
当脉冲控制信号截止时产生截止斜坡电压并当所述脉冲控制信号导通时复位所述截止斜坡电压，其中所述截止斜坡电压具有反比于脉冲控制信号截止时间的斜率；
将所述截止斜坡电压与所述误差电压进行比较并当所述截止斜坡电压不亚于误差电压时导通所述脉冲控制信号；
当脉冲控制信号导通时产生导通斜坡电压并当所述脉冲控制信号截止时复位所述导通斜坡电压，其中所述导通斜坡电压具有与所述输入电压成正比的斜率；以及
将所述导通斜坡电压与所述参考电压进行比较并当所述导通斜坡电压不亚于参考电压时截止所述脉冲控制信号。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述产生截止斜坡电压包括产生斜率与输入电压乘以输出电压除以所述输入电压和所述输出电压之间的差成正比的截止斜坡电压。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括基于所述输入电压和脉冲控制信号的占空比来模拟所述输出电压。
19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述产生截止斜坡电压包括：
将指示输入电压的第二值减去指示输出电压的第一值以提供一差值；
将所述第一值除以所述差值以提供第三值；
将所述第三值乘以指示所述输入电压的第四值以提供控制值；
产生与所述控制值成正比的控制电流；以及
用所述控制电流对电容充电。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括：
使用所述脉冲控制值对所述截止斜坡电压进行采样以提供峰值截止斜坡值；
放大所述峰值截止斜坡值和指示参考电压的参考值之间的差以提供校正因子；
将指示输入电压的第二值减去指示输出电压的第一值以提供一差值；
将所述第一值除以所述差值以提供第三值；
将所述第三值乘以指示所述输入电压的第四值以提供第五值；
将所述第五值乘以所述校正因子以提供第六值；
将所述第五值和第六值相加以提供控制值；
产生与所述控制值成正比的控制电流；以及
用所述控制电流对电容充电。
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